JP3962785B2

JP3962785B2 - シグナル・アナライザ及び周波数領域データ生成方法

Info

Publication number: JP3962785B2
Application number: JP2003270247A
Authority: JP
Inventors: 明奈良
Original assignee: テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー
Priority date: 2003-07-02
Filing date: 2003-07-02
Publication date: 2007-08-22
Anticipated expiration: 2023-07-02
Also published as: JP2005024487A; US7428464B2; US20050021261A1

Description

本発明は、携帯電話の無線信号などを分析するシグナル・アナライザに関し、特に従来よりも広帯域のスパンを実現できるシグナル・アナライザに関する。また、本発明は、このシグナル・アナライザを用いた効果的な測定方法についても開示する。更に、本発明は、広帯域周波数領域データを作成するための新規な方法についても開示する。

携帯電話は、新世代の広帯域通信へと移行を進めようとしている。こうした広帯域通信への移行に対応するため、これら信号の品質を周波数領域で測定するためのシグナル・アナライザにおいても、広帯域化が進められようとしている。

図１は、従来の一般的な周波数領域シグナル・アナライザのブロック図を示している。被測定信号は、周波数変換回路１２で中間周波数に周波数変換（ダウンコンバート）された後、バンドパス・フィルタ１４で必要な帯域以外がカットされる。局部発振器１６及びミキサ１８で更に周波数変換されて更に別の中間周波数となった信号をアナログ・デジタル（ＡＤ）変換回路２０がデジタル・データに変換する。このデジタル・データ（時間領域データ）からＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）２２は、演算によって周波数領域データを生成する。この周波数領域データは、メモリ２４に記憶され、必要に応じて表示装置２６で波形として表示される。

図１に示す一般的なシグナル・アナライザで処理可能な周波数帯域幅は、ナイキスト条件により、ＡＤ変換回路２０のサンプリング周波数の２分の１が上限となる。もし帯域幅を広げようとすれば、サンプリング周波数を上げる必要があるが、この場合、有効ビット数の低下、ドライバ増幅器の歪特性の悪化などの問題が生じ、ダイナミックレンジの低下が避けられない。特に周波数領域の信号解析では１２乃至１４ビットの比較的高い分解能が望まれるため、どうしてもサンプリング周波数が低くなりがちである。

この問題を解決するものとして、特許文献１（対応日本出願公開番号：特開平２０００−１５１７３１）は、被測定信号を最初にアナログ直交復調器（ＩＱスプリッタ）によってアナログ信号のままＩＱ分離し、その後、デジタル・データに変換することで、アナログ・デジタル変換に必要なサンプリング周波数を２分の１とし、広帯域の信号処理で必要となる高速な信号処理に対応する技術を開示している。また、特許文献２は、広帯域と狭帯域の２つのパスを使い分けることによって、広帯域の測定を効果的に行う技術を開示している。

しかし現状の製品、例えば、テクトロニクス社製ＷＣＡ３８０型では、３０ＭＨｚの広いスパンにおいてはダイナミックレンジは５５ｄＢ程度に低下しまう。また、アジレント・テクノロジー社製８９６００型では、高速なアナログ・デジタル変換回路を用いているが、やはり同程度である。これでは、次世代の移動体通信の測定に必要な広いスパンを確保できない。
米国特許第６３４０８８３号公報米国特許第６３５６０６７号公報

図１に示す従来技術では、広帯域化を進めるには、ナイキスト条件により、アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数によって一度に処理できる周波数帯域幅（スパン）の上限が決まってしまう。特許文献１に示す技術を用いれば、ＩＱ分離によってサンプリングに必要な周波数を２分の１にできるが、それ以上の広帯域化は当然できない。そこで本発明は、アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数に制限されずに、広帯域スパンを実現する新規な構成のシグナル・アナライザを提供しようとするものである。

本発明によるシグナル・アナライザは、アナログの入力信号を共通に受けて、それぞれが連続する異なる周波数帯域をダウンコンバートし、アナログ・デジタル変換手段でアナログ・デジタル変換してデジタルの時間領域データを生成する複数の周波数変換パスと、これら連続する異なる周波数帯域を合成した合成周波数帯域の帯域幅に応じて、これら複数の周波数変換パスが出力する時間領域データのそれぞれを補間してデータ数を増加させた補間済時間領域データを生成する補間手段と、補間済時間領域データから合成周波数帯域の周波数領域データを演算により生成する演算手段とを具えている。補間手段は、具体的には、複数の周波数変換パスが出力する時間領域データのそれぞれのデータ数を、合成周波数帯域の帯域幅で定まるナイキスト条件を満たすデータ数まで補間により増加させる。これによって、合成周波数帯域の帯域幅をナイキスト条件を満たしてアナログ・デジタル変換するために必要なサンプリング周波数が、アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数よりも高くても良くなり、よってアナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数によって周波数スパンの帯域幅が制限されず、アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数を超える広帯域の周波数スパンを実現できる。このとき、補間手段及び演算手段は、例えば、ＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）で実現される。なお、必要に応じ、複数の周波数変換パスへ信号を供給する前に、被測定信号を中間周波数に周波数変換する前置周波数変換手段を更に設けても良い。

理想的には、上述の複数の周波数変換パスの間に位相差等がないということも考えられる。しかし、経年変化その他の理由で位相差等が生じてくるのが普通である。そこで、より実際的な本発明としては、入力信号の代わりに校正信号を複数の周波数変換パスに供給し、この校正信号から複数の周波数変換パス間の位相差情報を求め、この位相差情報を用いて上記複数の周波数変換パスにそれぞれ対応した上記時間領域データの時間的に対応するデータから周波数領域データを生成するようにすると良い。これによって、複数周波数変換パスを用いた場合にこれらの間に生じる位相差の問題を解決できる。なお、この校正信号を用いて複数パス間の利得の調整（マッチング）を同時に行っても良い。

本発明のシグナル・アナライザの応用として、次のような効果的な測定を行うことができる。即ち、上述の前置周波数変換手段を設け、これによって被測定信号を中間周波数信号に変換したときに、被測定信号が属するチャンネルの理想周波数帯域の上限又は下限に対応する中間周波数が、複数の周波数変換パスが処理する周波数帯域の境界周波数となるように設定し、境界周波数を境に複数の周波数変換パスに異なる利得を設定して被測定信号を測定するものである。これによれば、本来のチャンネル帯域内にある信号と、チャンネル帯域からはずれた信号をそれぞれ異なるパス及び異なる利得で測定できるので、特に漏洩電力のように本来の信号より振幅が小さい信号を効果的に測定できる。

本発明を別の観点からみれば、周波数領域データ生成方法であって、入力信号の連続する異なる周波数帯域を夫々ダウンコンバートしてアナログの複数の中間周波数信号を生成するステップと、これら複数の中間周波数信号のそれぞれをアナログ・デジタル変換によってデジタルの時間領域データに変換するステップと、複数の中間周波数信号に対応する時間領域データのそれぞれを補間することによって、上記異なる周波数帯域を合成した合成周波数帯域の帯域幅で定まるナイキスト条件を満たすまでデータ数を増加させた補間済時間領域データを生成するステップと、補間済時間領域データから合成周波数帯域の周波数領域データを生成するステップとを具えたものである。これによって、アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数によってスパンの帯域幅が制限されず、広帯域の周波数領域データを生成できる。なお、複数の周波数変換パスへ信号を供給する前に、被測定信号を中間周波数に変換するステップを更に設けても良い。

本発明の構成を用いたシグナル・アナライザによれば、アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数によるナイキスト条件の限界を大きく超え、次世代の移動体通信に必要とされる１００ＭＨｚ以上の広帯域信号解析帯域幅（周波数スパン）を提供できる。

本発明では、アナログ・デジタル（ＡＤ）変換する前の最終の中間周波数を生成するときに、複数の周波数変換パスを用いて異なる周波数帯域に関して周波数変換を行う。複数の周波数変換パスの出力信号をそれぞれＡＤ変換して時間領域データを生成するが、各周波数変換パスの周波数帯域はＡＤ変換回路のサンプリング周波数で可能なデータ数に限定されている。そこで、各周波数変換パスから得られた時間領域データのそれぞれを、複数の周波数変換パスで処理した周波数帯域幅を合成した帯域幅を得るのにナイキスト条件上必要とされるデータ数以上となるよう補間によって増加させる。そして、補間で増加した時間領域データから、必要なデータ数の時間領域データを抽出して演算により周波数領域データを生成する。

図２は、本発明によるシグナル・アナライザの一例のブロック図である。従来と対応するものには、同じ符号を付して説明する。尚、以下に述べる実施形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの態様に限られるものではない。

スイッチ回路１０は、必要に応じて被測定信号又は校正信号発生回路８が供給する校正信号を選択的に前置周波数変換回路１３に供給する。校正信号は、周波数、振幅、前置周波数変換回路１３に供給される時間が既知の信号である。

被測定信号（又は校正信号、以下同じ）は、前置周波数変換回路１３で中間周波数に周波数変換（ダウンコンバート）された後、複数Ｎ個の周波数変換パスに分岐して供給される。図２では、簡単のため、第１、第２及び第３周波数変換パス１００、２００及び３００の３つの周波数変換パスで構成される例を示すが、４つ以上でも良い。

各周波数変換パスのバンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）は、通過周波数帯域幅はどれもＦｂで同じである。しかし、各周波数変換パスのＢＰＦの中心周波数は、ＢＰＦの帯域幅と同じＦｂずつ順次ずれて設定される。例えば、第２周波数変換パス２００の第２ＢＰＦ２１４の中心周波数をＦｃとすると、第１ＢＰＦ１１４の中心周波数はＦｃ−Ｆｂに、第３ＢＰＦ３１４の中心周波数はＦｃ＋Ｆｂに設定される。

各周波数変換パスの局部発振器（ＬＯ）の発振周波数も、ＢＰＦの帯域幅と同じＦｂずつ順次ずれて設定される。例えば、第２周波数変換パス２００の第２局部発振器２１６の発振周波数をＦ_Lとすると、第１周波数変換パス１００の第１局部発振器１１６の発振周波数はＦ_L−Ｆｂに、第３周波数変換パス３００の第３局部発振器３１６の発振周波数はＦ_L＋Ｆｂに設定される。

このように、各周波数変換パスのＢＰＦの中心周波数及び局部発振器の発振周波数を設定し、３つの周波数変換パスが生成する最終的な中間周波数をどれも同じにするのが好ましい。以下、第１、第２及び第３周波数変換パスでそれぞれ処理する周波数帯域をＦ１、Ｆ２及びＦ３と呼ぶことにする。図３は、これらの関係と、後述する校正信号ＣＡ１及びＣＡ２の関係を示す周波数対振幅グラフである。

３つのミキサ１１８、２１８及び３１８からそれぞれ出力された最終的な中間周波数の信号は、対応するアナログ・デジタル（ＡＤ）変換回路１２０、２２０及び３２０でそれぞれデジタル・データ（時間領域データ）に変換され、ＤＳＰ２２に供給される。ＤＳＰ２２は、３つの周波数変換パスから供給される時間領域データを、演算によって周波数領域データに変換するとともに、１つのスパンに合成する。

各ＡＤ変換回路では、図示せずも特許文献１に示す技術により、ＩＱ分離を行って中間周波数を２分の１にし、ＩＱ成分それぞれをアナログ・デジタル変換してもよい。なお、この場合、ＡＤ変換回路１２０、２２０及び３２０のサンプリング周波数が等しくＦｓであるとすれば、ＢＰＦの帯域幅ＦｂはＦｓの２分の１より小さくする必要はなく、Ｆｓ／２＜Ｆｂ＜Ｆｓの範囲で定めることもでき、それだけ広い帯域に設定できる。

３つの周波数変換パスから得た複数の時間領域データを演算によって１つの周波数領域データに合成するには、ナイキスト条件により、第２周波数変換パス２００の中心周波数から第３周波数変換パス３００の上限又は第１周波数変換パス１００の下限までの周波数帯域幅３Ｆｂ／２の２倍（つまり、３Ｆｂ）以上の周波数でサンプリングした場合に得られるデータ数と同じだけの時間領域データが必要である。しかし、各周波数変換パスの中間周波数は、Ｆｓ／２＜Ｆｂ＜Ｆｓ（つまり、Ｆｂ＜Ｆｓ＜２Ｆｂ）程度のサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングされるので、データ数が不足している。そこで、ＤＳＰ２２は、演算によってデータを補間し、時間領域データ数をＡＤ変換回路から直接得たデータ数の例えば２倍〜３倍に増加させる。このようにして周波数帯域Ｆ１、Ｆ２及びＦ３に関して得られた補間済時間領域データから、ＤＳＰ２２は、必要なデータ数だけ時間領域データを抽出し、周波数領域データに変換する。このとき抽出される異なる周波数変換パスの対応した時間領域データの間には、互いに位相差がないものを選択することに注意されたい（これを保証するパス間データの校正については後述する）。得られた周波数領域データはメモリ２４に蓄積され、必要に応じて表示装置２６で表示される。

このように複数Ｎ個の周波数変換パスを用いれば、周波数変換パスが１つの場合と比較して、各周波数変換パスで処理する周波数帯域幅がＮ分の１になるので、各周波数変換パスのＡＤ変換回路のサンプリング周波数もＮ分の１にできる。周波数帯域幅がＮ分の１になれば、その周波数変換パスの増幅回路の周波数特性を維持するのも容易になり、歪みの発生を低減できる。また、ＤＳＰの処理クロックも遅くて良くなるので、同じ性能のＤＳＰで、より広帯域の信号処理が可能になる。これらの結果、従来よりも大幅にダイナミックレンジを向上させることができる。

ところで、複数の周波数変換パスを使った場合、理想的には、これらパス間で位相差等がないということもあり得るので、上述の動作だけでも完結してはいる。しかし、各周波数変換パスにはアナログでの信号処理があるので、実際的には経年変化などが原因で周波数変換パス間で利得及び位相の差が生じる場合も多い。こうした問題は、以下に開示する校正処理によって解決できる。ここでは、図２に示した周波数変換パスが３つの場合を例にして説明する。

図２を参照すると、スイッチ回路１０は、ユーザが指示又は装置自身に予め設定した時点において校正モードに切り換わると、被測定信号の代わりに第１及び第２校正信号ＣＡ１及びＣＡ２を前置周波数変換回路１３に供給する。第１及び第２校正信号ＣＡ１及びＣＡ２は、例えば、時間的に別々に供給される。

図３を参照すると、第１校正信号ＣＡ１の周波数は、前置周波数変換回路１３で中間周波数に変換された時点で、例えば、第１及び第２周波数変換パス１００及び２００の両方が処理する第１及び第２周波数帯域Ｆ１及びＦ２の境界の帯域内であって、両周波数変換パスの中心周波数Ｆｃ−Ｆｂ及びＦｃの中間、即ち、Ｆｃ−Ｆｂ／２となるよう設定される。これによって、第１及び第２周波数変換パス１００及び２００がそれぞれ周波数変換した際には、どちらからも同じＦｂ／２の中間周波数として出力されるので、後述のように厳密な位相差データを生成できる。第２校正信号ＣＡ２も同様にして、例えば、第２及び第３周波数変換パス２００及び３００の両方が処理する第２及び第３周波数帯域Ｆ２及びＦ３の境界の帯域内であって、両周波数変換パスの中心周波数Ｆｃ及びＦｃ＋Ｆｂの中間、即ち、Ｆｃ＋Ｆｂ／２となるよう設定する。

第１校正信号ＣＡ１は、被測定信号と同様に第１及び第２周波数変換パスで周波数変換及びアナログ・デジタル変換されて、ＤＳＰ２２に時間領域のデジタル・データとして供給される。このとき、第１及び第２周波数変換パスからそれぞれ得られた第１校正信号ＣＡ１に対応する２つの時間領域データは、ＤＳＰ２２において位相及び振幅が比較される。もし利得に大きな差があるときは、第１及び第２周波数変換パスの増幅回路１１２及び２１２を調整し、同じ値になるように第１及び第２周波数変換パスを調整する。同様にして、校正信号発生回路８が第２校正信号ＣＡ２をスイッチ回路１０を介して前置周波数変換回路１３に供給することによって、第２及び第３周波数変換パスの利得の調整が行われる。位相差の校正については後述する。

各パス間の利得及び位相差の校正は、より厳密にはＤＳＰ２２での演算によって行われる。ＤＳＰ２２は、被測定信号のときと同様に、校正信号から得られた時間領域データも補間によってデータ数を増加させると良い。図４は、第１校正信号を供給したときの第１及び第２周波数変換パスそれぞれに対応する補間済時間領域データと、パス間の位相差の関係を示すグラフである。丸は各ＡＤ変換回路から直接得られた時間領域データであり、三角はＤＳＰが補間で求めたデータを示している。位相差は、補間でデータ数を増加させることで、各パス間に補間済時間領域データにして何個分のデータ数差（位相差情報）があるかという形でより細かく求められる。そして被測定信号の時間領域データを処理するときは、この位相差情報に基いて、周波数領域データ生成の演算に使用するデータを補間済時間領域データから抽出するときに、異なる周波数変換パスに対応する複数の時間領域データ間で時間的対応関係にあるものを選択する。図４の例では、第１及び第２周波数変換パス間で補間済時間領域データにして１個分の位相差がある例を示している。このため、パス間の位相差のために使用できない時間領域データがある可能性を考慮し、各パスの時間領域データは多めとなるよう補間しておくと良い。なお、利得については、増幅回路での調整に加えて、演算時に各パス間の利得差に応じて係数をかけることで実施しても良い。

次に本発明の応用例をあげると、大きなダイナミックレンジでの隣接チャンネル漏洩電力の測定がある。これは、次のように実施する。

まず、被測定信号を供給したときに、前置周波数変換回路１３での周波数変換を調整して、出力する中間周波数の帯域の下限が第１及び第２周波数変換パスの境界の周波数（つまり、Ｆｃ−Ｆｂ／２）となるように設定する。即ち、被測定信号が理想的で隣接チャンネル漏洩電力がなければ、第２周波数変換パス２００より上位の周波数変換パスにのみ信号電力が供給され、第１周波数変換パス１００にはノイズ（雑音）のみが供給されるように設定する。次に、第１周波数変換パス１００の増幅回路１１２の利得を、ノイズ及び隣接チャンネル漏洩電力を効果的に測定できるように適切に上げる。そして、第２周波数変換パス２００（又はこれを含む上位の周波数変換パス）を用いて信号電力を測定し、第１周波数変換パス１００で雑音電力及び隣接チャンネル漏洩電力を測定する。即ち、パス毎に異なる利得を設定して測定する。

この測定方法によれば、第１周波数変換パス１００の利得上昇分だけ、測定システムの限界を上げることができる。なお、上述と同様に、前置周波数変換回路１３での周波数変換を調整して、その出力する中間周波数の帯域の上限が第２及び第３周波数変換パスの境界の周波数（つまり、Ｆｃ＋Ｆｂ／２）となるように設定し、第２周波数変換パス２００（又はこれを含む下位の周波数変換パス）で信号電力を測定する一方、第３周波数変換パス３００で雑音電力及び隣接チャンネル漏洩電力を測定するようにしても良い。また、周波数変換パスが４つ以上のときも同様に実施できる。

従来のシグナル・アナライザの一例のブロック図である。本発明によるシグナル・アナライザの一例のブロック図である。３つの周波数変換パスが処理する周波数帯域及び校正信号の関係を示すグラフである。第１校正信号を供給したときの第１及び第２周波数変換パスそれぞれに対応する補間済時間領域データと、パス間の位相差の関係を示すグラフである。

符号の説明

８校正信号発生回路
１０スイッチ回路
１２周波数変換回路
１３前置周波数変換回路
１４バンドパスフィルタ
１６局部発振器
１８ミキサ
２０ＡＤ変換回路
２２ＤＳＰ
２４メモリ
２６表示装置
１００周波数変換パス
１１２増幅回路
１１４ＢＰＦ
１１６局部発振器
１１８ミキサ
１２０ＡＤ変換回路
２００第２周波数変換パス
２１２増幅回路
２１４ＢＰＦ
２１６局部発振器
２１８ミキサ
２２０ＡＤ変換回路
３００第３周波数変換パス
３１２増幅回路
３１４ＢＰＦ
３１６局部発振器
３１８ミキサ
３２０ＡＤ変換回路
ＢＰＦバンドパス・フィルタ
ＣＡ１第１校正信号
ＣＡ２第２校正信号
Ｆ１第１周波数変換パスの周波数帯域
Ｆ２第２周波数変換パスの周波数帯域
Ｆ３第３周波数変換パスの周波数帯域
Ｆｂバンドパス・フィルタの帯域幅
Ｆｃ第２周波数変換パスの中心周波数

Claims

アナログの入力信号を共通に受けて、それぞれが連続する異なる周波数帯域をダウンコンバートし、アナログ・デジタル変換手段でアナログ・デジタル変換してデジタルの時間領域データを生成する複数の周波数変換パスと、
上記連続する異なる周波数帯域を合成した合成周波数帯域の帯域幅に応じて、上記複数の周波数変換パスが出力する上記時間領域データのそれぞれを補間してデータ数を増加させた補間済時間領域データを生成する補間手段と、
上記補間済時間領域データから上記合成周波数帯域の周波数領域データを演算により生成する演算手段とを具えるシグナル・アナライザ。
上記補間手段は、上記複数の周波数変換パスが出力する上記時間領域データのそれぞれのデータ数を、上記合成周波数帯域の帯域幅で定まるナイキスト条件を満たすデータ数まで補間により増加させることを特徴とする請求項１記載のシグナル・アナライザ。
上記合成周波数帯域の帯域幅をナイキスト条件を満たしてアナログ・デジタル変換するために必要なサンプリング周波数が、上記アナログ・デジタル変換手段のサンプリング周波数よりも高いことを特徴とする請求項１又は２記載のシグナル・アナライザ。
入力信号の連続する異なる周波数帯域をそれぞれダウンコンバートしてアナログの複数の中間周波数信号を生成するステップと、
上記複数の中間周波数信号のそれぞれをアナログ・デジタル変換によってデジタルの時間領域データに変換するステップと、
上記複数の中間周波数信号に対応する上記時間領域データのそれぞれを補間することによって、上記連続する異なる周波数帯域を合成した合成周波数帯域の帯域幅で定まるナイキスト条件を満たすまでデータ数を増加させ、補間済時間領域データを生成するステップと、
上記補間済時間領域データから上記合成周波数帯域の周波数領域データを生成するステップとを具える周波数領域データ生成方法。