JP3934654B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに係り、特に、分散型直流電源からの電力を中電力容量の電力に変換する分散型電源用の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ及びこのＤＣ−ＤＣコンバータを用いた連系インバータに関する。

分散型直流電源、例えば、家庭用燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システムから電力を中電力容量（０．３ＫＷ〜１０ＫＷ）の電力に変換する分散型電源システムは、インバータなどの電力変換装置を備え、この電力変換装置では、入力（１次側）と系統（２次側）との絶縁が望まれている。このような電力変換装置に、高周波絶縁型のコンバータが使用されても、非絶縁型のコンバータに比較して、効率が悪化する問題がある。

また、燃料電池などの電源では、定格未満の出力で運転する頻度が必然的に多くなることから、上記のような定格出力時における効率向上はもとより、定格出力の５０％以下の小電力の小出力運転時の効率を向上することが重要な課題となっている。

本発明は、上記問題点を解決するためになされてものであり、その目的は、高効率のＤＣ−ＤＣコンバーを提供することにある。

この発明によれば、
交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する第１の電圧共振回路と、
導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
１次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第１の絶縁型高周波トランスと、
前記第１のトランスの２次側に接続される第１の電流共振回路と、
前記第１の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１の整流回路と、
前記第１の整流回路からの出力電圧を平滑化して第１の出力電圧を出力する第１の平滑回路と、
交互にスイッチングされるように接続された第２のスイッチング素子から構成される第２のスイッチング回路を含み、前記低電圧直流電源からの直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する第２の電圧共振回路と、
導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第２のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第２の電圧共振回路における電圧共振を維持する第２のドライバと、
１次側及び２次側を有し、その１次側に前記第２の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第２の絶縁型高周波トランスと、
前記第２のトランスの２次側に接続される第２の電流共振回路と、
前記第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第２の整流回路と、
前記第２の整流回路からの出力電圧を平滑化して第２の出力電圧を出力する第２の平滑回路と、
前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第３のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調回路からの変調された電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
前記第３のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第３のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
を具備することを特徴とするＤＣ―ＤＣコンバータが提供される。

また、この発明によれば、
交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する電圧共振回路と、
導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
１次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される絶縁型高周波トランスと、
前記第１のトランスの２次側に接続される第１及び第２の電流共振回路と、
前記第１及び第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１及び第２の整流回路と、
前記第１及び第２の整流回路からの出力電圧を夫々平滑化して第１及び第２の出力電圧を出力する第１及び第２の平滑回路と、
前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第２のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調回路からの出力電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
前記第２のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第２のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
を具備するＤＣ―ＤＣコンバータが提供される。

更に、この発明によれば、
交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する電圧共振回路と、
導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
１次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第１及び第２の絶縁型高周波トランスと、
前記第１及び第２のトランスの２次側に夫々接続される第１及び第２の電流共振回路と、
前記第１及び第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１及び第２の整流回路と、
前記第１及び第２の整流回路からの出力電圧を夫々平滑化して第１及び第２の出力電圧を出力する第１及び第２の平滑回路と、
前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第２のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調回路からの出力電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
前記第２のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第２のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
を具備するＤＣＤＣコンバータが提供される。

この発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチングロスのない高効率の変換を実現することができる。

以下、必要に応じて図面を参照しながら、この発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。

以下、図面を参照して、この発明の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ及びこれを用いた連系インバータについて説明する。

図１は、この発明の実施の形態に係るコンバータ部１０（ＤＣ−ＤＣコンバータ）とＤＣ−ＡＣ変換を行うインバータ部２０からなる連系インバータ２が適用される分散型電源システム１の概略構成を示している。

図１に分散型電源システム１おいて、出力に変動を伴う直流電源３、例えば、燃料電池、太陽電池、或いは風力発電からの出力（直流電力）がパワーコンディショナーとしての連系インバータに入力され、連系インバータ内のコンバータ部でＤＣ-ＤＣ変換され、変換されたＤＣ出力がインバータ部２０で交流出力、比較的小出力（例えば、０．３ｋＷ〜数１０ｋＷ程度）に変換されて、負荷に、例えば、家庭内の負荷に商用電圧（系統電圧）として出力される。ここで、商用電圧（系統電圧）は、日本では、１０１Ｖ或いは２０２Ｖ（単相３線接続の場合）に相当し、米国では、１１５Ｖ或いは２３０Ｖに相当している。

尚、燃料電池システムでは、コンバータ部１０に入力電圧として８０Ｖ以下、現状では、２０Ｖ〜６０Ｖの電圧が入力され、無負荷の際にその出力電圧Ｖoutが最も高く、負荷が大きくなるにつれて電圧が２５％〜３０％程度低下する特性を有している。また、太陽電池モジュールを備える太陽光発電システムでは、１枚の太陽電池モジュールで１７−２１Ｖの電圧が出力され、システムとしては、１７０Ｖ〜３５０Ｖが出力される。その出力電圧Voutは、１２０Ｖ〜４５０Ｖの範囲で変動される。更に、風力発電システムでは、５０Ｖ程度の出力電圧Voutが発生されるが、羽根が回転している際には、３０Ｖ〜５０Ｖの範囲で出力が変動される。

図２は、この発明の一実施の形態に係るコンバータ部１０の回路構成を示すブロック図である。

このコンバータ部１０は、高周波絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータであって、高周波トランス１２、図１に示される直流電源３と高周波トランス１２の一次側との間に配置され、高周波の電圧を出力する電圧共振回路１１、高周波トランス１２の二次側に配置された電流共振回路１３及び電流共振回路１３からの出力電流を整流する整流回路１４を備えている。コンバータ部１０は、この整流回路１４からの出力電圧Voutに応じて電圧共振回路１１を制御するスイッチング制御部１７を更に備えている。図２に示されるＤＣ−ＤＣコンバータは、通常の高電圧電源に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータとは異なり、電圧共振回路１１が一次側に配置され、電流共振回路１３が高い電圧を出力する二次側に配置されている。後に説明されるようにこのＤＣ−ＤＣコンバータは、出力制御されてそのＤＣ−ＤＣコンバータからは略一定電圧、例えば、目標電圧として４００Ｖが出力される。

通常の高電圧電源に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータでは、高周波トランス１２の一次側に電流共振回路及び電圧共振回路を配置している。しかし、図２に示されるＤＣ−ＤＣコンバータ部１０では、比較的低電圧な電源３に適用されるため、通常のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に高周波トランス１２の一次側に電流共振回路が配置される場合には、出力される電力量が増加されると、必然的に電流が多くなり、電流値が高くなり過ぎてしまう。従って、図２に示すコンバータ１０部では、電圧共振回路１１が高周波トランス１２の一次側に配置され、電流共振回路１３が高電圧が出力される高周波トランス１２の二次側に配置されている。連系インバータが日本で使用される場合を想定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１０が通常系統２００Ｖの連系インバータユニットに接続され、高周波トランス１２の二次側からは、３７０Ｖ程度の電圧が出力される。

一次側に配置された電圧共振回路１１は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）或いはＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子を備え、スイッチング素子のソース・ドレイン間（ＩＧＢＴの場合にはエミッタ・コレクタ間）にキャパシタが接続され、電圧共振回路１１が電圧共振するように構成される。また、二次側に配置された電流共振回路１３は、直列共振により、電流共振するように構成される。

上記のようにスイッチング素子を備えた回路構成における回路の動作を以下に簡単に説明する。

電圧共振回路１１では、電源からの出力が減少されると、出力電圧（高周波の電圧）Voutを略一定にすべくスイッチング素子の動作周波数が増加される。この動作周波数の増加に伴い、電流共振回路のインピーダンスが増加される。即ち、電流共振回路では、共振周波数で最も出力が大きくなり、出力が小さくなるにつれて周波数が増加される。

図３Ａ及び図３Ｂを参照して電圧共振回路におけるスイッチングロスについてより詳細に説明する。図３Ａは、電圧共振回路からの出力が大きい定格出力モードにおける高周波トランスの２次側の電流及び電圧波形を示し、図３Ｂは、電圧共振回路からの出力が小さい小出力モードにおける高周波トランスの２次側の電流及び電圧波形を示している。電源からの出力が十分に大きい定格出力モードでは、スイッチング素子が所定の動作周波数で動作されて図３Ａに示されるように出力電流が正弦波で変化されるに対して、電圧共振回路からの出力が減少されて出力が低下される小出力モードでは、高周波トランスの２次側の電流及び電圧波形を示す図３Ｂに示されるように電流波形は、歪んでいびつになり、周波数が増加される。

本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータでは、電流共振回路１３の動作周波数を変えてＤＣ−ＤＣコンバータのエネルギーの変換を制御することによって、電圧共振回路１１において電圧を位相変調し、共振を維持しながら、高効率で、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現している。このように、この発明の実施形態では、周波数を変化させると、２次側の電流共振回路１３の動作点が移動し、周波数が下がるとパワーが上昇し、周波数を上げるとパワーが下降するという、エネルギーの伝送量が変化する性質を利用している。従って、高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを実現することができる。

図２に示される電圧共振回路１１は、
（１）フルブリッジ
（２）ハーフブリッジ
（３）プッシュプル
の３通りの回路構成を採用することができる。これら電圧共振回路の具体的な回路例が図４から図６に示されている。

また、図２に示す電流共振回路１３は、
（４）フルブリッジ整流回路
（５）倍電圧整流回路
の２通りの回路構成を採用することができる。これら電流共振回路１３の具体的な回路例が図７及び図８に示されている。

上述の記述から明らかなように、電圧共振回路１１と電流共振回路１３の組み合わせは、合計６通りであり、図２に示したＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０は、この６通りの組み合わせで実現することができる。

図４から図６を参照して電圧共振回路１１の回路例を説明する。尚、図４から図６において、蓄電用のキャパシタＣ１は、通常電解コンデンサが使用されるが、各回路において共通であるので、説明を省略する。また、スイッチング素子として、ＦＥＴを用いた場合を説明する。

図４は、フルブリッジ回路で電圧共振回路１１を構成した第１の回路例を示している。

図４に示す電圧共振回路においては、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２が直列接続され、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４が直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、キャパシタＣ２〜Ｃ５が夫々スイッチング素子のソース・ドレイン間に並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路がフルブリッジ回路を構成するように夫々入力側の直流電源に並列接続されている。即ち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のドレインが電源のプラス側に接続され、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のソースが電源のマイナス側に接続されている。

また、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２間の接続部が出力側のトランスＴ１の一端部に接続され、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４の接続部がトランスＴ１の他端部に接続されている。

図４に示すフルブリッジ回路には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を所定のタイミングでオン・オフするためにスイッチング制御部１７が設けられている。このスイッチング制御部１７は、ドライバＤＲ１、ＤＲ２、ＭＣＵ(マイクロコントロールユニット)１８、インターフェースＩＦから構成されている。このスイッチング制御部１７においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧Voutが検出されてこの検出信号がインターフェースＩＦ、例えば、アイソレーションアンプを介してＭＣＵ１８に与えられ、このＭＣＵ１８から周波数制御及び位相制御用の制御信号がドライバＤＲ１、ＤＲ２に出力される。ドライバＤＲ１、ＤＲ２からは、フィードバック信号としてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに制御信号が与えられ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が制御されている。

図４に示す電圧共振回路には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列接続及びスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列接続に、更に、キャパシタＣ１０、Ｃ１１の直列接続が並列接続されている。そして、キャパシタＣ１０、Ｃ１１の接続点にチョークコイルＬＣの一端が接続され、チョークコイルＬＣの他端がトランスＴ１の１次側のコイルの中間点に接続されている。なお、この明細書においては、キャパシタＣ１０、Ｃ１１及びチョークコイルＬＣからなる回路を「転流回路」と称する。

この転流回路は、定格出力の数％から３０％程度の小出力時の効率を向上させるために設けられ、小出力時において、この転流回路によって、電圧共振が維持される。具体的には、定格出力などの比較的高出力時には、共振回路、即ち、例えば、トランジスタＱ１とキャパシタＣ２とで形成される共振回路で共振を行い、低出力時には、このような回路では、共振が維持できないので、チョークコイルＬＣとキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５によって共振を維持している。具体的には、電力が低下するとトランスに流れる電流が減少されるが、この電流がチョークコイルＬＣからの電流で補われることにより、共振が維持される。

従って、上記のように電圧共振回路１１とトランスとの間に転流回路を設けることで、小出力時においても共振を維持することができ、小出力時においても高い変換効率を実現することができる。

図４に示される回路の動作については、後に説明する。

図５は、ハーフブリッジ回路で電圧共振回路１１を構成した第２の回路例を示している。図５においては、図４と同一回路部品及び同一部分には、同一符号を付している。

図５に示す電圧共振回路おいては、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２が直列接続され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２には、キャパシタＣ２、Ｃ３がそれぞれスイッチング素子のソース・ドレイン間に並列に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路には、直列接続されたキャパシタＣ６，Ｃ７が並列接続されてハーフブリッジ回路を構成している。

そして、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の接続部がトランスＴ１の一端部に接続され、キャパシタＣ６及びキャパシタＣ７の接続部がトランスＴ１の他端部に接続されている。

図５に示すハーフブリッジ回路には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を所定のタイミングでオン・オフするために、ドライバＤＲ１が設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧Voutが検出されてこの信号がインターフェースＩＦを介してＭＣＵ１８に与えられ、このＭＣＵ１８から周波数制御用の制御信号がドライバＤＲ１に出力される。ドライバＤＲ１からは、フィードバック信号としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに制御信号が与えられ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が制御されている。

図６は、プッシュプル型で電圧共振回路１１を構成した第３の回路例を示している。図６は、プッシュプル型の電圧共振回路を示している。図６においては、図４と同一回路部品及び同一部分には、同一符号を付している。

図６において、スイッチング素子Ｑ１のドレインがトランスＴ１の一端部に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレインがトランスＴ１の他端部に接続され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソースは、直流電源のマイナス側に接続されている。また、直流電源のプラス側は、トランスＴ１の一端部と他端部の中間部に接続されている。

図６に示すプッシュプル型で電圧共振回路１１には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を所定のタイミングでオン・オフするために、ドライバＤＲ１が設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０の出力電圧Voutが検出されてこの信号がインターフェースＩＦを介してＭＣＵ１８に与えられ、このＭＣＵ１８から周波数制御用の制御信号がドライバＤＲ１に出力される。ドライバＤＲ１からは、フィードバック信号としてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに制御信号が与えられ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が制御されている。

次に、図７及び図８を参照して電流共振回路１３の具体的な回路例を示す。

図７は、フルブリッジ整流回路１４及び電流共振回路１３を組み合わせた第４の回路例を示している。

電流共振回路１３は、インダクタＬ及びキャパシタＣ８を直列接続して構成されている。この電流共振回路１３では、トランスＴ１の一端部にインダクタＬが接続され、キャパシタＣ８が出力側のブリッジ整流回路１４に接続されている。ブリッジ整流回路１４では、キャパシタＣ８の出力側は、直列接続されたダイオードＤ１及びダイオードＤ２の接続部に接続され、トランスＴ１の他端は、ダイオードＤ３とダイオードＤ４の接続部に接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ２が直列接続され、ダイオードＤ３、Ｄ４が直列接続され、ダイオードＤ１、Ｄ２の直列接続とＤ３、Ｄ４の直列接続とが並列接続されてブリッジ回路を構成している。ブリッジ回路の出力側には、平滑用のキャパシタＣ９がブリッジ回路に並列に接続されている。平滑用のキャパシタＣ９としては、通常電解コンデンサが使用される。この平滑用のキャパシタＣ９には、インターフェースＩＦが接続され、出力電圧信号VoutがこのインターフェースＩＦに出力される。

図８は、昇圧ブリッジ回路１４及び電流共振回路１３を組み合わせた第５の回路例を示している。図８においては、図７と同一回路部品及び同一部分には、同一符号を付している。

電流共振回路１３は、図７に示す回路と同様にインダクタＬとキャパシタＣ８とが直列接続され、トランスＴ１の一端部にインダクタＬが接続され、キャパシタＣ８が出力側に接続されている。昇圧ブリッジ回路１４では、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２が直列接続され、キャパシタＣ８の出力側が直列接続されたダイオードＤ１、Ｄ２の接続部に接続されている。また、トランスＴ１の他端は、ダイオードＤ２のアノード側に接続され、キャパシタＣ９の一端に接続されている。また、ダイオードＤ２のアノード側がキャパシタＣ９の一端に接続され、ダイオードＤ１のカソード側はキャパシタＣ９の他端に接続されてダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路に平滑用のキャパシタＣ９が並列に接続されている。この平滑用のキャパシタＣ９には、スイッチング制御部１７のインターフェースＩＦが接続され、出力電圧信号VoutがこのインターフェースＩＦに出力される。

図９及び図１０を参照して定格出力モード、小出力モード及び無負荷モードにおけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。図９は、図４に示すフルブリッジ電圧共振回路１１に図７に示されるフルブリッジ整流回路１４を組み合わせたＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示している。図９においては、図４及び図７に示されると同一部分には同じ符号を付してその説明は省略する。また、図１０は、スイッチング制御部１７のＭＣＵ１８の機能を説明する為の機能ブロックを示している。

図１０に示されるように、ＭＣＵ１８において、整流回路１４からの出力電圧信号Voutが目標電圧Vrefと比較される。整流回路１４に負荷が接続されていない場合には、無負荷モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作される。また、整流回路１４に負荷が接続され、目標電圧Vrefに相当する定格の電圧の範囲内に入る出力電圧が検出される場合には、定格出力モードでＤＣ−ＤＣコンバータ１１が動作される。更に、整流回路１４に負荷が接続されているが、目標電圧Vrefに相当する定格電圧よりも若干低い出力電圧信号Voutが検出される場合には、小出力モードでＤＣ−ＤＣコンバータが動作される。

無負荷モードでは、設定された目標電圧Vrefと出力電圧信号Voutとが比較器３４で比較される。無負荷モードでは、出力電圧信号Voutが目標電圧Vrefに比べて十分に大きい或いは略等しいことから、図９に示す電圧共振回路の共振周波数ｆ０よりも大きな周波数faが周波数テーブル３０から選定され、また、第１及び第３のＦＥＴＱ１，Ｑ３が同位相で、また、第２及び第４のＦＥＴＱ２，Ｑ４が同位相で動作される位相が位相テーブル３２から選定される。パルスジェネレータ３５は、この選定された位相及び周波数で第１〜第４のゲートパルスを対応するＦＥＴＱ１〜Ｑ４に与えることとなる。この無負荷モードでは、基本的には、高周波トランスＴ１の一次側が交互に直流電圧源のプラス側及びマイナス側に交互に接続されるようにＤＣ−ＤＣコンバータが動作される。

定格モードでは、比較器３４で比較される出力電圧信号Voutが目標電圧Vrefに対して低いことから、図９に示す電圧共振回路の共振周波数ｆ０に略等しい周波数f０が周波数テーブル３０から選定され、また、第１及び第４のＦＥＴＱ１，Ｑ４が同位相で、また、第２及び第３のＦＥＴＱ２，Ｑ３が同位相で動作される位相が位相テーブル３２から選定される。ここで、第１及び第３のＦＥＴＱ１，Ｑ３に関しては、１８０度の位相差が与えられ、また、第２及び第４のＦＥＴＱ２，Ｑ４に関しても１８０度の位相差が与えられるタイミングが位相テーブル３２から選定される。パルスジェネレータ３５は、この選定された位相及び周波数で第１〜第４のゲートパルスを対応するＦＥＴＱ１〜Ｑ４に与えることとなる。この定格モードでは、基本的には、高周波トランスＴ１の一次側両端が直流電圧源のプラス側及びマイナス側に周期的に切り替えられて接続されるようにＤＣ−ＤＣコンバータが動作される。

小出力モードでは、比較器３４で比較される目標電圧Vrefに比べて出力電圧信号Voutが高いことから、図９に示す電圧共振回路の共振周波数ｆ０よりも大きな周波数fｂが周波数テーブル３０で選定され、第１及び第３のＦＥＴＱ１，Ｑ４が出力に応じて定められた０〜１８０度間の位相差を有し、また、第２及び第４のＦＥＴＱ２，Ｑ４がある位相が位相テーブル３２から選定される。パルスジェネレータ３５は、この選定された位相及び周波数で第１〜第４のゲートパルスを対応するＦＥＴＱ１〜Ｑ４に与えることとなる。この小出力モードでは、基本的には、高周波トランスＴ１の一次側両端が直流電圧源のプラス側及びマイナス側に周期的に切り替えられて接続されるとともにその間において転流回路からエネルギー供給を受けてＤＣ−ＤＣコンバータが動作される。

尚、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を抑制するには、周波数テーブル３０から選定される周波数が高く選定され、電流共振回路のインピーダンスを共振点からずらすことによって達成される。従って、目標電圧とともに周波数テーブルで選定される周波数をＭＣＵ１８の外部から選定するようにしても良い。

始めに、図１１（Ａ）〜図１１（Ｈ）を参照して直流電源３が定格で出力電圧（目標電圧Vout）を発生する定格出力モードでのＤＣ−ＤＣコンバータの動作について説明する。

図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータが図示せぬスイッチを介して直流電源３に接続されると、キャパシタＣ１の充電が開始される。同様に、キャパシタＣ１に対して並列に接続されているキャパシタＣ２，Ｃ３の直列回路及びキャパシタＣ４，Ｃ５の直列回路の充電も開始される。

ある時点ｔ１で制御パルス信号がドライバ回路ＤＲ１、ＤＲ２に与えられてドライバ回路ＤＲ１、ＤＲ２が動作される。この時点ｔ１において、制御パルス信号に同期して図１１（Ｅ）に示す第１及び第４のゲート信号が高レベルから低レベルに切り替えられる。従って、図１１（Ａ）に示すように、第１及び第４のゲートパルスが与えられていたＦＥＴＱ１，Ｑ４は、オフに維持される。

時点ｔ１後、トランスの励磁電流によって、ＦＥＴＱ２，Ｑ３のソース・ドレイン間の電圧が図１１（Ｂ）に示すように低下し始め、図１１（Ａ）に示すように、ＦＥＴＱ１，Ｑ４のソース・ドレイン間の電圧が上昇し始める。また、図１１（Ｃ）に示すように、高周波トランスＴ１の一次側電圧も上昇を開始する。

時点ｔ１から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ２に達すると、ＦＥＴＱ２，Ｑ３のゲートに図１１（Ｄ）に示される第２及び第３のゲート信号が与えられ、そのソース・ドレイン間が図１１（Ｂ）に示されるように導通され、ＦＥＴＱ２，Ｑ３のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下され、ＦＥＴＱ２，Ｑ３は、オン状態に維持される。また、オフに維持されるＦＥＴＱ１，Ｑ４のソース・ドレイン間電圧は、図１１（Ａ）に示すように入力電圧に達する。従って、図１１（Ｃ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側電圧もある所定の電圧に達し、ＦＥＴＱ２，Ｑ３に電流が供給され、そのドレイン電流が図１１（Ｆ）に示すように増加される。この電流が励磁電流として高周波トランスＴ１の一次側に供給され、その結果、その二次側に誘起電圧が発生される。

尚、高周波トランスＴ１の２次側に接続される電流共振回路のインピーダンスは、ＦＥＴＱ２，Ｑ３がオンした直後は高いことから、ＦＥＴＱ２，Ｑ３のドレイン電流はゼロから緩やかに増加される。また、時点ｔ２〜時点ｔ３には、この高周波トランスＴ１の２次側に接続される電流共振回路の共振周波数に応じて半波の正弦波となるドレイン電流が生ずることとなる。

時点ｔ３において、ＦＥＴＱ２，Ｑ３に与えられていた第２及び第３のゲート信号がオフされると、ＦＥＴＱ２，Ｑ３がオフされ、ドレイン電流が図１１（Ｆ）に示すようにゼロとなる。従って、高周波トランスＴ１の２次側へのエネルギーの供給が停止される。また、図１１（Ｂ）に示すようにオフされたＦＥＴＱ２，Ｑ３のソース・ドレイン間電圧が次第に上昇され、図１１（Ａ）に示すようにオフされているＦＥＴＱ２,Ｑ４のソース・ドレイン間電圧が次第に上昇される。ＦＥＴＱ２,Ｑ３のソース・ドレイン間電圧の上昇に伴ってこのＦＥＴＱ１,Ｑ４のソース・ドレイン間の電圧が低下する。従って、高周波トランスＴ１の一次側電圧も次第に低下される。

時点ｔ３から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ４に達すると、ＦＥＴＱ２、Ｑ３のゲートに図１１（Ｅ）に示される第１及び第４のゲート信号が与えられ、そのソース・ドレイン間が図１１（Ａ）に示されるように導通され、ＦＥＴＱ１、Ｑ４のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下される。時点ｔ４から時点ｔ５までは、ＦＥＴＱ１、Ｑ４はオン状態に維持される。また、オフに維持されるＦＥＴＱ２、Ｑ４のソース・ドレイン間電圧は、図１１（Ｂ）に示すように入力電圧に達する。従って、図１１（Ｃ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側電圧もマイナス側のある所定の電圧に達し、キャパシタＣ１、Ｃ２，Ｃ３から導通したＦＥＴＱ２、Ｑ３に電流が供給され、そのドレイン電流が図１１（Ｇ）に示すように増加される。この電流が励磁電流として高周波トランスＴ１の一次側に供給され、その結果、その二次側に誘起電圧が発生される。

ここで、時点ｔ３〜ｔ４においては、ＦＥＴＱ１,Ｑ４に並列に接続されているキャパシタＣ２，Ｃ５は、緩やかに放電され、従って、ＦＥＴＱ１,Ｑ４のソース・ドレイン間電圧も緩やかに降下される。その後時点ｔ４でＦＥＴＱ１,Ｑ４がオンされるが、スイッチングした瞬間におけるＦＥＴＱ１,Ｑ４のソース・ドレイン間電圧の変化がきわめて少なく、実質的なゼロ電圧共振スイッチング（ＺＶＳ）が実現される。

時点ｔ５からは、再び時点ｔ１〜ｔ４におけると同様の動作が繰り返されて高周波トランスＴ１の二次側に誘起電圧が発生される。ここで、時点ｔ５，ｔ６，ｔ７，ｔ８は、夫々時点ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４に相当し、対応する時点の説明を参照されたい。

ここで、時点ｔ５〜ｔ６においても、ＦＥＴＱ１,Ｑ４に並列に接続されているキャパシタＣ２，Ｃ５は、同様に緩やかに充電され、従って、ＦＥＴＱ１,Ｑ４のソース・ドレイン間電圧も緩やかに上昇される。その後時点ｔ６でＦＥＴＱ２,Ｑ３がオンされるが、スイッチングした瞬間におけるＦＥＴＱ２,Ｑ３のソース・ドレイン間電圧の変化がきわめて少なく、実質的なゼロ電圧共振スイッチング（ＺＶＳ）が実現される。

上述したように電圧共振回路が動作されることによって高周波トランスＴ１の２次側には、図１２（Ａ）及び１１（Ｂ）に示すような電圧波形及び電流波形が出力される。即ち、図１１（Ｃ）に示される高周波トランスＴ１の１次側の電圧波形に対応して図１２（Ａ）に示すように台形波の電圧が高周波トランスＴ１の２次側に現れ、また、図１１（Ｈ）に示される高周波トランスＴ１の１次側の電流波形に対応して図１２（Ｂ）に示すように台形波の電圧が高周波トランスＴ１の２次側に現れる。

尚、上述したＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、ＦＥＴＱ１,Ｑ４のゲートに印加される第１及び第４のゲート信号が同位相で発生され、また、ＦＥＴＱ２,Ｑ３のゲートに印加される第２及び第３のゲート信号が同位相で発生されることから、チョークコイルＬＣ及びキャパシタＣ１０，Ｃ１１で構成される転流回路には、電流が供給されず、実質的に作動されないこととなる。

図５に示すハーフブリッジ電圧共振回路１１及び図６に示すプッシュプル型で電圧共振回路１１についての動作は、図４のフルブリッジ電圧共振回路１１の説明を参照すれば当業者であれば、容易に理解することができることからその説明は省略する。

上述したＤＣ−ＤＣコンバータの動作説明では、対象とする電源３が定格で電圧を出力しているものとして説明している。しかし、通常の電源、例えば燃料電池では、定格出力未満、いわゆる小出力（定格の３０％程度）で運転される場合が多い。この場合には、共振が維持できなくなる（即ち、ソフトスイッチングが不完全になる）ことにより、効率が極端に低下することになる。従って、小出力モード、特に、定格出力の５０％以下の小出力運転時における効率を上げる必要がある。そこで、小出力モード時にも効率を維持できるように制御信号が調整される。即ち、小出力モードにおいては、二次側電圧が定格以上の電圧（目標電圧以上、例えば、４００Ｖ以下）に達する場合には、ＭＣＵ１８は、ドライバに小出力モード時における制御信号を与え、ドライバから下記のように定格モード時に比べて高い周波数の第１〜第４のゲート信号を発生させる。また、ＭＣＵ１８は、下記に説明するように第１及び第４のゲート信号に位相差を与え、また、第２及び第３のゲート信号に位相差を与えるようにドライバ回路ＤＲ１、ＤＲ２を動作させる。

電源３が小出力モード（定格の３０％程度）となった場合において、図４で説明したフルブリッジの回路で構成される図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータがその出力を維持するための動作を図１３（Ａ）〜図１３（Ｍ）を参照して説明する。図９に示されるようにチョークコイルＬＣに流れる電流ＩＬ１が＋電流である場合には、キャパシタＣ７からトランスＴ１の中間タップに電流が流れ、ＩＬ１が−電流である場合には、キャパシタＣ７にトランスＴ１の中間タップから電流が流れるとしている。また、高周波トランスＴ１の一次側に流れる電流ＩＴ１は、トランジスタＱ１、Ｑ２の接続点に高周波トランスＴ１の一次側から流れる向きをプラスとし、トランジスタＱ１、Ｑ２の接続点から高周波トランスＴ１の一次側から流れる向きをマイナスとしている。同様に高周波トランスＴ１の一次側に流れる電流ＩＴ２は、トランジスタＱ３、Ｑ４の接続点に高周波トランスＴ１の一次側から流れる向きをプラスとし、トランジスタＱ１、Ｑ２の接続点から高周波トランスＴ１の一次側から流れる向きをマイナスとしている。

図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータが図示せぬスイッチを介して直流電源３に接続されると、キャパシタＣ１の充電が開始される。同様に、キャパシタＣ１に対して並列に接続されているキャパシタＣ２，Ｃ３の直列回路、キャパシタＣ４，Ｃ５の直列回路及びキャパシタＣ６，Ｃ７の直列回路の充電も開始される。

時点ｔ１１前において、制御パルス信号がドライバ回路ＤＲ１、ＤＲ２に与えられてこのドライバＦＥＴＤＲ１、ＤＲ２が動作され、トランジスタＱ２、Ｑ４がオンされている状態にある場合には、図１３（Ｅ）に示されるように高周波トランスＴ１の一次側がマイナス側に接続されて接地電位となる。従って、キャパシタＣ７が充電状態にあれば、このキャパシタＣ７から電流ＩＬ１が図１３（Ｊ)に示すようにチョークコイルＬＣを介して高周波トランスＴ１の一次側に流れ始めることとなる。この電流ＩＬ１は、高周波トランスＴ１の一次側で分岐されて高周波トランスの一次側にＦＥＴＱ２、Ｑ４を介して直流電源のマイナス側に流れることとなる。その結果、図１３（Ｋ）及び（Ｌ）に示すように電流ＩＴ１，ＩＴ２が高周波トランスの一次側に電流が流れることとなる。ここで、高周波トランスＴ１の一次側が接地電位のままであることから、高周波トランスＴ１の２次側の電流共振回路１３からは、電流Ｉｒが出力されない。

ある時点ｔ１１でドライバ回路ＤＲ１からの第２のゲート信号が図１３（Ｈ）に示すように高レベルから低レベルに切り替えられ、オン状態にあったＦＥＴＱ２がオフされる。また、時点ｔ１１からΔｔｋ経過した時点ｔ１２で第１のゲート信号が図１３（Ｉ）に示すように低レベルから高レベルに切り替えられる。従って、図１３（Ｂ）に示すように、オフ状態になったＦＥＴＱ２のソース・ドレイン間電圧が上昇される。

時点ｔ１１においては、図１３（Ｆ）に示すように第３のゲート信号が低レベルに維持される。従って、図１３（Ｃ）に示すように、第３のゲートパルスが与えられているＦＥＴＱ３は、オフ状態に維持される。また、時点ｔ１１においても、図１３（Ｇ）に示すように第４のゲート信号が高レベルに維持されている。従って、図１３（Ｄ）に示すように、第４のゲートパルスが与えられているＦＥＴＱ４のみがオン状態に維持される。

時点ｔ１１後、ＦＥＴＱ２に与えられたゲートの遮断る電圧によってＦＥＴＱ２のソース・ドレイン間がオフ状態となる。従って、ＦＥＴＱ１のソース・ドレイン間の電圧が図１３（Ａ）に示すように低下し始め、図１３（Ｂ）に示すように、オフに切り替えられたＦＥＴＱ２のソース・ドレイン間の電圧が上昇し始める。また、時点ｔ１１以後においても、トランジスタＱ３、Ｑ４は、夫々オフ及びオンに維持されていることから、トランジスタＱ３、Ｑ４のドレイン・ソース間電圧は、高レベル及び低レベルに維持されることとなる。ＦＥＴＱ２がオフされることに伴い、図１３（Ｅ）に示すようにトランスＬＣの一次側電位が次第にマイナス側から上昇し、図１３（Ｋ）及び１２（Ｌ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側の電流ＩＴ１がピークに達し、電流ＩＴ２が増加し始める。また、図１３（Ｊ）に示すようにキャパシタＣ７からチョークコイルＬＣ１１を介してチョーク電流ＩＬ１が供給され続ける。

時点ｔ１２に達すると、ＦＥＴＱ１のゲートに図１３（Ｉ）に示される第１のゲート信号が与えられ、そのソース・ドレイン間が図１３（Ａ）に示されるように導通され、ＦＥＴＱ１のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下されてＦＥＴＱ１は、オン状態に維持される。また、オフに維持されるＦＥＴＱ２のソース・ドレイン間電圧は、図１３（Ｂ）に示すように入力電圧に達する。従って、オン状態にあるＦＥＴＱ１、Ｑ４の直列回路を介して図１３（Ｅ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側電圧もある所定の電圧に達し、高周波トランスＴ１の一次側の電流ＩＴ１が次第に減少され、電流ＩＴ２が増加される。時点ｔ１２以降においも、図１３（Ｊ）に示すようにキャパシタＣ１１からチョークコイルＬＣを介して電流が供給され続けられる。従って、高周波トランスＴ１の２次側の電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるように電流Ｉｒが出力され始める。

時点ｔ１３において、図１３（Ｇ）に示すように第４のゲート信号がＦＥＴＱ４をオフすると、高周波トランスT1の１次側の電圧が降下を開始し、また、キャパシタＣ７からのチョークコイルＬＣを介する電流の供給が低下し、この低下に伴って高周波トランスＴ１の一次側の電流ＩＴ１が実質的に停止し、また、電流ＩＴ２がピークから低下し始める。従って、高周波トランスＴ１の２次側の電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるようにマイナス側のピークに達した電流Ｉｒが減少し始める。

時点ｔ１３から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ１４においては、ＦＥＴＱ３のソース・ドレイン電圧が略ゼロとなると略同時に図１３（F）に示すように第３のゲート信号がＦＥＴＱ３を導通させる。ＦＥＴＱ１，Ｑ３がオンされ、ＦＥＴＱ２,Ｑ４がオフされていることから、図１３（Ｅ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側は、プラス側電圧に維持され、図１３（Ｊ）に示すようにキャパシタＣ７を充電する方向に電流がチョークコイルＬＣを流れるようにチョークコイルＬＣを流れる電流の方向が変化される。従って、高周波トランスＴ１の一次側は、図１３（Ｅ）に示すように接地電圧となり、電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるように電流Ｉｒの供給が停止される。また、図１３（Ｋ）及び図１３（Ｌ）に示すように、高周波トランスＴ１の一次側に流れる電流ＩＴ１もマイナス方向に増加され、電流ＩＴ２も減少される。

時点ｔ１５において、第１のゲートパルスによってＦＥＴＱ１がオフされると、ＦＥＴＱ１のドレイン・ソース間電圧が上昇され、ＦＥＴＱ２のドレイン・ソース間電圧が低下される。ここで、ＦＥＴＱ３がオン状態にあることから、図１３（Ｅ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側の電圧が低下し始める。

時点ｔ１６において、第２のゲートパルスによってＦＥＴＱ２がオンされると、そのソース・ドレイン間が図１３（Ｂ）に示されるように導通され、ＦＥＴＱ２のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下されてＦＥＴＱ２は、オン状態に維持される。また、オフに維持されるＦＥＴＱ１のソース・ドレイン間電圧は、図１３（Ａ）に示すように入力電圧に達すまで上昇される。従って、オン状態にあるＦＥＴＱ２、Ｑ３の直列回路を介して図１３（Ｅ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側電圧もマイナス側のある所定の電圧に達し、高周波トランスＴ１の一次側のマイナス電流ＩＴ１が次第に減少され、電流ＩＴ２もマイナス側により増加される。時点ｔ１６以降においも、図１３（Ｊ）に示すようにキャパシタＣ７にチョークコイルＬＣを介して電流が供給され続けられてキャパシタＣ７が充電される。従って、高周波トランスＴ１の２次側の電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるようにプラスの電流Ｉｒが出力され始める。

時点ｔ１７において、図１３（Ｇ）に示すように第３のゲート信号がＦＥＴＱ３をオフすると、高周波トランスT1の１次側の電圧が上昇を開始し、また、キャパシタＣ７を充電する為のチョークコイルＬＣを介する電流ＩＬ１の供給が低下し、この低下に伴って高周波トランスＴ１の一次側の電流ＩＴ１が実質的に停止し、また、マイナス電流ＩＴ２がピークから減少し始める。従って、高周波トランスＴ１の２次側の電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるようにプラス側のピークに達した電流Ｉｒが減少し始める。

時点ｔ１７から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ１８においては、ＦＥＴＱ４のソース・ドレイン電圧が略ゼロとなると略同時に図１３（Ｇ）に示すように第４のゲート信号がＦＥＴＱ４を導通させる。ＦＥＴＱ２，Ｑ４がオンされ、ＦＥＴＱ１,Ｑ３がオフされていることから、図１３（Ｅ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側は、ゼロ電圧に維持され、図１３（Ｊ）に示すようにキャパシタＣ７からチョークコイルＬＣへの電流が開始される。従って、高周波トランスＴ１の一次側は、図１３（Ｅ）に示すように接地電圧となり、電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるように電流Ｉｒの供給が停止される。また、図１３（Ｋ）及び図１３（Ｌ）に示すように、高周波トランスＴ１の一次側に流れる電流ＩＴ１もプラス側に増加され、電流ＩＴ２もプラス側に増加される。

時点ｔ１９に達すると、時点ｔ１１〜時点ｔ１８を参照して説明した動作が再び繰り返され、電流共振回路１３からは、図１３（Ｍ）に示されるように電流Ｉｒが供給される。

図５に示すハーフブリッジ電圧共振回路１１及び図６に示すプッシュプル型で電圧共振回路１１についての動作は、図４のフルブリッジ電圧共振回路１１の説明を参照すれば当業者であれば、容易に理解することができることからその説明は省略する。

図１４（Ａ）〜１３（Ｍ）は、整流回路１４に負荷が接続されていない場合における図９に示される各部の波形を示している。整流回路１４に負荷が接続されていない場合にあっても電圧共振回路１１では、電圧共振が維持されるが、電流共振回路１４に高周波トランスＴ１から電流が供給されないことから、電流共振回路１４は、動作されないこととなる。

無負荷時には、図１４（Ｆ）〜１３（Ｉ）に示されるように第２及び第４のゲート信号が同位相で発生され、また、第１及び第３のゲート信号が同位相で発生され、図１４（Ａ）〜１３（Ｄ）に示されるようにＦＥＴＱ２，Ｑ４及びトランジスタＱ１，Ｑ３が同期してオン・オフされる。以下に無負荷時における図９に示す回路の動作を説明する。

時点ｔ１１において、制御パルス信号に同期して図１４（Ｇ）及び図１４（Ｈ）に示すように第２及び第４のゲート信号が高レベルから低レベルに切り替えられる。従って、図１４（Ａ）に示すように、第２及び第４のゲートパルスが与えられていたＦＥＴＱ２，Ｑ４は、オフに維持される。また、時点ｔ１２では、第１及び第３のゲート信号が図１４（Ｆ）及び図１４（Ｉ）に示すように発生される。

時点ｔ１１前においては、ＦＥＴＱ２，Ｑ４がオンに維持され、ＦＥＴＱ１，Ｑ３がオフに維持されていることから、高周波トランスＴ１の一次側は、導通したＦＥＴＱ２、Ｑ４によって直流電源のマイナス側に接続され、同電位に維持されることから、その一次側には、電位差が生ぜず、一次側電圧は、ゼロに維持される。従って、高周波トランスＴ１の２次側からは、図１４（Ｍ）に示すように電流Ｉｒ１が出力されず、ゼロに維持されることとなる。また、図１４（Ｊ）に示すように充電されているキャパシタＣ１１からチョークコイルＬ１を介して高周波トランスＴ１の中間タップに電流ＩＬ１が供給され、図１４（Ｋ）及び１３（Ｌ）に示すようにその一次側からＦＥＴＱ２，Ｑ４に電流ＩＴ１，ＩＴ２が供給される。

時点ｔ１１においては、ＦＥＴＱ２，Ｑ４がオフされるにともなって図１４（Ｊ）に示すように電流ＩＬ１の増加が止まり、また、図１４（Ｋ）及び１３（Ｌ）に示すように高周波トランスＴ１の一次側からＦＥＴＱ２，Ｑ４に流れていた電流ＩＴ１，ＩＴ２の増加が停止される。この時点ｔ１１においても、高周波トランスＴ１の一次側は、同電位に維持されることから、その一次側には、電位差が生ぜず、一次側電圧は、ゼロに維持され、高周波トランスＴ１の２次側からは、図１４（Ｍ）に示すように電流Ｉｒ１が出力されず、ゼロに維持される。

時点ｔ１１後、チョークコイルＬ１の電流によりキャパシタＣ２，Ｃ４及びＣ３，Ｃ５が夫々充電される。従って、ＦＥＴＱ１，Ｑ３のソース・ドレイン間の電圧が図１４（Ａ）及び図１４（Ｃ）に示すように低下し始め、図１４（Ｂ）及び図１４（Ｄ）に示すように、ＦＥＴＱ２，Ｑ４のソース・ドレイン間の電圧が上昇し始める。

時点ｔ１１から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ１２に達すると、ＦＥＴＱ１、Ｑ３のゲートに図１４（Ｆ）及び１３（Ｉ）に示されるように高レベルの第１及び第３のゲート信号が与えられ、そのソース・ドレイン間が図１４（Ａ）及び１３（Ｃ）に示されるように導通され、ＦＥＴＱ１、Ｑ３のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下され、ＦＥＴＱ１、Ｑ３は、オン状態に維持される。また、オフに維持されるＦＥＴＱ２、Ｑ４のソース・ドレイン間電圧は、図１４（Ｂ）及び図１４（Ｄ）に示すように入力電圧に達する。高周波トランスＴ１の一次側は、導通したＦＥＴＱ１、Ｑ３によって同電位に維持されることから、その一次側には、電位差が生ぜず、一次側電圧は、ゼロに維持される。従って、高周波トランスＴ１の２次側からは、図１４（Ｍ）に示すように電流Ｉｒ１が出力されず、ゼロに維持される
時点ｔ１２〜時点ｔ１５においては、図１４（Ｊ）に示すように電流ＩＬ１が次第に減少し、電源のプラス側からの電流によってキャパシタＣ１１が充電され始める。即ち、電流ＩＬ１がプラスからマイナスに変化してキャパシタＣ１１を充電し始める。電流ＩＬ１の変化に伴い、図１４（Ｋ）及び１３（Ｌ）に示すように電流ＩＴ１，ＩＴ２もプラスからマイナスに緩やかに変化される。

時点ｔ１５において、ＦＥＴＱ１,Ｑ３に与えられていた第１及び第３のゲート信号がオフされると、ＦＥＴＱ１,Ｑ３がオフされ、ＦＥＴＱ１,Ｑ３のソース、ドレイン間電圧が緩やかに上昇される。

また、時点ｔ１５から所定時間Δｔだけ経過した時点ｔ１６において、ＦＥＴＱ２、Ｑ４のゲートに図１４（Ｇ）及び図１４（Ｈ）に示される第２及び第４のゲート信号が与えられて図１４（Ｂ）及び図１４（Ｄ）に示されるようにＦＥＴＱ２、Ｑ４が導通され、ＦＥＴＱ２、Ｑ４のソース・ドレイン間電圧がゼロに低下される。高周波トランスＴ１の一次側は、ＦＥＴＱ２、Ｑ４を介して電源のマイナス側に接続され、その両端が同電位に維持されることから、その一次側には、電位差が生ぜず、一次側電圧は、ゼロに維持され、高周波トランスＴ１の２次側からは、同様に図１４（Ｍ）に示すように電流Ｉｒ１が出力されず、ゼロに維持される。

その後、時点ｔ１１に相当する時点１８において、ＦＥＴＱ２、Ｑ４がオフされ、ＦＥＴＱ１、Ｑ３がオンされて時点ｔ１１から時点ｔ１８が繰り返される。

上述した連系インバータでは、コンバータ部１０が１つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路を有する場合にその変換効率を向上するための構成を説明したが、図１５に示すように２つのＤＣ−ＤＣコンバータ回路、即ち、ユニットを有する回路構成としても良い。このようなコンバータ部１０では、下記に説明するように、効率向上を図るために、２つのＤＣ−ＤＣコンバータユニットの接続がスイッチングされて切り替えられ、高効率で電圧が出力される。

図１５に示すコンバータユニット１０−１、１０−２では、その１次側回路１１が図４〜図６のいずれかに示す回路のいずれかで構成され、トランスＴ１が図４〜図９のいずれかに示されるトランスＴ１に相当している。また、２次側回路１３は、図７又は図８に示される回路に相当している。従って、このコンバータユニット１０−１、１０−２からは、２次側回路１３内のキャパシタＣ９の両端電圧が電圧信号として出力される。コンバータユニット１０−１、１０−２については、既にこれら図面を参照して説明しているので、その説明は省略する。

尚、図１５に示すコンバータユニット１０−１、１０−２の１次側回路１１を図４、図９に示すキャパシタＣ１０，Ｃ１１及チョークコイルＬ１で構成される転流回路ＬＣは設けられなくとも良い。即ち、図１５に示される回路では、第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２は、小出力時に電力エネルギーを補充する為のチョークコイルＬ１及びキャパシタＣ１０，Ｃ１１から成る転流回路を備えなくても良く、コンバータ部１０での効率向上を図ることができる。

図１５に示すように、第１のコンバータユニット１０−１の高電圧側に相当する平滑コンデンサＣ９の高電位側と第２のコンバータユニット１０−２の高電圧側に相当する平滑コンデンサＣ９の高電位側との間および第１のコンバータユニット１０−１の低電圧側に相当する平滑コンデンサＣ９の低電位側と第２のコンバータユニット１０−２の低電圧側に相当する平滑コンデンサＣ９の低電位側との間に、それぞれダイオードＤ５、Ｄ６が接続されている。ダイオードＤ５、Ｄ６のアノード側が第２のコンバータユニット１０−２に、ダイオードＤ５、Ｄ６のカソード側が第１のコンバータユニット１０−１に接続されている。また、第１のコンバータユニット１０−１の低電圧側と、第２のコンバータユニット１０−２の高電圧側との間にトランジスタＱ７が設けられている。トランジスタＱ７は、ドライバ１７によりパルス幅変調（ＰＷＭ）動作されることによって駆動される。これにより、スイッチングの電圧差が低減されて、スイッチング損失が低減される。図１５に示す回路では、平滑回路１５の出力がＰＷＭ発生器１６にフィードバックされ、これに基づいてＰＷＭ信号がＰＷＭ発生器１６で発生されてトランジスタＱ７が駆動される。このドライバ１７は、フォトカプラを含み電気的には、トランジスタＱＴが平滑回路１５の出力側から分離されている。

図１５に示す回路においては、図１６（Ａ）及び１６（Ｂ）に示すように第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２からは、一定の出力電圧Vout１,Vout２が出力される。ある時点ｔ２１において、ＰＷＭ信号発生器１６からＰＷＭ信号が発生され、ドライバ１７によって図１６（Ｃ）に示すようにトランジスタＱ７がオンされると、ダイオードＤ５，Ｄ６が直列接続され、ダイオードＤ５，Ｄ６間の接続点に第１のコンバータユニット１０−１の低電圧側が接続されるとともに第２のコンバータユニット１０−２の高電圧側が接続される。従って、図１６（Ｄ）に示すように、電源Vout１及び電源Vout2を直列接続したような電圧Vout３がダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路から出力され、この電圧Vout３が平滑回路１５に入力される。時点ｔ２２において、ＰＷＭ信号がオフになると、第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２の高周波トランスの２次側が並列に平滑回路１５に接続され、第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２の高周波トランスの２次側から平滑回路１５に電圧Vout１或いはVout2が供給される。従って、平滑回路１５の入力電圧は、図１６（Ｄ）に示すように低下される。同様に時点ｔ２３において、ＰＷＭ信号発生器１６からのＰＷＭ信号がオンされて図１６（Ｃ）に示すようにトランジスタＱ７がオンされると、ダイオードＤ５，Ｄ６が直列接続され、ダイオードＤ５，Ｄ６間の接続点に第１のコンバータユニット１０−１の低電圧側が接続されるとともに第２のコンバータユニット１０−２の高電圧側が接続される。従って、図１６（Ｄ）に示すように、電源Vout１及び電源Vout2を直列接続したような電圧Vout３がダイオードＤ５，Ｄ６の直列回路から出力され、この電圧Vout３が平滑回路１５に入力される。時点ｔ２４において、ＰＷＭ信号がオフになると、第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２の高周波トランスの２次側が並列に平滑回路１５に接続され、第１のコンバータユニット１０−１及び第２のコンバータユニット１０−２の高周波トランスの２次側から平滑回路１５に電圧Vout１或いはVout2が供給される。ＰＷＭ信号のパルス幅に応じて図１６（Ｅ）に示すように平滑回路１５からは入力電圧Vout3を平滑化した出力電圧Vout4が出力される。ここで、ＰＷＭ信号のパルス幅が大きければ、平滑回路１５からの出力電圧Vout4が大きくなり、ＰＷＭ信号のパルス幅が小さければ、平滑回路１５からの出力電圧Vout4が小さくなる。従って、平滑回路１５からの出力電圧がＰＷＭ信号発生器１６で検出され、適切なパルス幅が選定されることによって平滑回路１５の出力を一定とすることができる。

以上のように、トランジスタＱ７がＰＷＭ動作をすると、第１のコンバータユニット１０−１と第２のコンバータユニット１０−２が、直並列を繰り返す。このとき、２つのユニットで回路が構成される場合には、出力Ｖｏｕｔは、
Ｖｏｕｔ≒Ｖｏｕｔ１×ＰＷＭ比率＋Ｖｏｕｔ２
となり、出力制御範囲は、
Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ１×２
となる。即ち、図１７に示すようにトランジスタＱ７のオン・オフに応じた出力電圧Vout４が出力される。

なお、上述したコンバータ部１０の回路は、１つの１次側の回路に２つ或いはそれ以上の２次側の回路が図１８に示すように設けられても良い。即ち、図１８に示すように、１つのトランスT1に、複数の２次側まき線を巻いた回路にも適用することができる。即ち、トランスＴ１が１つの１次側有し、また、複数、例えば、２つの２次側を有し、図４〜図６に示される電圧共振回路がトランスＴ１の一次側に接続され、２つの２次側の夫々に図７又は図８に示されるように構成される第１及び第２の整流回路１３―１、１３−２が接続されている。そして、第１の整流回路１３―１の平滑コンデンサＣ９の高電位側と第２の整流回路１３―２の平滑コンデンサＣ９の高電位側との間および第１の整流回路１３―１の平滑コンデンサＣ９の低電位側と第２の整流回路１３―２の平滑コンデンサＣ９の低電位側との間に、それぞれダイオードＤ５、Ｄ６が接続されている。図１５と同様にドライバ１７によりパルス幅変調（ＰＷＭ）動作されるトランジスタＱ７がダイオードＤ５、Ｄ６間に接続されている。図１８においては、ドライバ１７及びＰＷＭ信号発生器については図示を省略しているが、図１６（Ａ）〜（Ｅ）に示すと同様に動作される。

また、図１９に示すように、１つの１次側の回路に複数のトランスＴ１−１，Ｔ１−２が用意されても良い。図１９に示される回路においては、複数のトランスＴ１−１，Ｔ１−２の夫々には、図７又は図８に示されるように構成される第１及び第２の整流回路１３―１、１３−２が接続されている。そして、第１の整流回路１３―１の平滑コンデンサＣ９の高電位側と第２の整流回路１３―２の平滑コンデンサＣ９の高電位側との間および第１の整流回路１３―１の平滑コンデンサＣ９の低電位側と第２の整流回路１３―２の平滑コンデンサＣ９の低電位側との間に、それぞれダイオードＤ５、Ｄ６が接続されている。図１５と同様にドライバ１７によりパルス幅変調（ＰＷＭ）動作されるトランジスタＱ７がダイオードＤ５、Ｄ６間に接続されている。図１８においては、ドライバ１７及びＰＷＭ信号発生器については図示を省略しているが、図１６（Ａ）〜（Ｅ）に示すと同様に動作される。

尚、図１８及び図１９に示す１次側回路１１には、図４、図９に示すキャパシタＣ１０，Ｃ１１及チョークコイルＬ１で構成される転流回路ＬＣは設けられなくとも良いことを明記しておく。また、本実施形態に係る回路は、２次側の出力が２つ以上であれば、電圧−電流共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いていない回路にも適用可能である。

上述したＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、下記の実施態様が好ましい。なお、下記の実施態様は、独立に適用してもよいし、適宜組み合わせて適用してもよい。

（１） 前記電圧共振回路は、ブリッジ型又はプッシュプル型のいずれかであること。

（２） （１）において、前記ブリッジ型の電圧共振回路は、並列接続されたスイッチング素子とキャパシタがブリッジを構成するように接続されていること。

（３） （２）において、前記ブリッジ型の電圧共振回路は、第１から第４のスイッチング素子と、前記第１から第４のスイッチング素子にそれぞれ並列に接続された第１から第４のキャパシタとを備え、直列接続された前記第１と第２のスイッチング素子と直列接続された前記第３と第４のスイッチング素子とが並列接続されてブリッジを構成すること。

尚、（２）及び（３）において、スイッチング素子に並列に接続されるキャパシタは、スイッチング素子の内部容量によって代用することもできる。

（４） 前記電流共振回路は、直列接続されたコイルとキャパシタを備え、前記コイルが前記トランスの第１端に接続され、前記キャパシタが整流回路に接続されていること。

（５） 前記整流回路は、フルブリッジ整流回路または倍電圧整流回路であること。

（６） 低電力入力時における共振を維持するための転流回路を前記電圧共振回路と前記トランスとの間に設けたこと。

（７） 前記転流回路は、前記ブリッジ回路に並列に接続され、直列接続された２つのキャパシタと、前記キャパシタの接続点と前記トランスの１次側まき線とに接続されたコイルとを含むこと。

以上のように，定格出力時はもちろんのこと、小出力時においても高い変換効率を有するＤＣ−ＤＣコンバータを提供できる。

この発明は、上記各実施の形態に限ることなく、その他、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々の変形を実施し得ることが可能である。さらに、上記各実施形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組合せにより種々の発明が抽出され得る。

また、例えば各実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

図１は、この発明のコンバータ部及びインバータ部からなる連系インバータが適用される分散型電源システムを概略的に示す構成図である。 この発明の一実施の形態にかかるＤＣ−ＤＣコンバータ部の回路構成を示すブロック図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側の出力を概略的に示す波形図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側の出力を概略的に示す波形図である。 図２に示す電圧共振回路の１例を示す回路図である。 図２に示す電圧共振回路の他の例を示す回路図である。 図２に示す電圧共振回路の更に他の例を示す回路図である。 図２に示す電流共振回路の回路例を示す回路図である。 図２に示す電流共振回路の他の回路例を示す回路図である。 図４及び図７の組み合わせに係る回路例を示す回路図である。 図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータのＭＣＵの機能を示す制御部ブロック図である。 （Ａ）〜（Ｈ）は、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータの定格出力モードにおける各部の波形を示す波形図である。 （Ａ）及び（Ｂ）は、定格出力モードにおける図９に示す高周波トランスの２次側の電圧及電流波形を示す波形図である。 （Ａ）〜（Ｍ）は、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータの小出力モードにおける各部の波形を示す波形図である。 （Ａ）〜（Ｍ）は、図９に示すＤＣ−ＤＣコンバータの無負荷モードにおける各部の波形を示す波形図である。 図１５は、図１に示されるコンバータ部が２つのＤＣ−ＤＣコンバータユニットで構成される回路を示すブロック図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、図１５に示す回路における各部の波形を示す波形図である。 図１５に示す回路における出力電圧Voutの変化を示すグラフである。 図１５に示す回路の変形例を示すブロック図である。 図１５に示す回路の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

Ｃ１〜Ｃ１１…キャパシタ、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチング素子、Ｔ１…トランス、ＤＲ１、ＤＲ２…ドライバ、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード、Ｌ…インダクタ、ＬＣ…チョークコイル、ＱＴ…トランジスタ、１…分散型電源システム、２…連系インバータ、３…電源、１０…コンバータ部、１１…電圧共振回路、１２…高周波トランス、１３…電流共振回路、１４…整流回路、１６…ＰＷＭ発生器、１７…ドライバ、２０…インバータ部

Claims (12)

1. 交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する第１の電圧共振回路と、
   導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
   １次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第１の絶縁型高周波トランスと、
   前記第１のトランスの２次側に接続される第１の電流共振回路と、
   前記第１の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１の整流回路と、
   前記第１の整流回路からの出力電圧を平滑化して第１の出力電圧を出力する第１の平滑回路と、
   交互にスイッチングされるように接続された第２のスイッチング素子から構成される第２のスイッチング回路を含み、前記低電圧直流電源からの直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する第２の電圧共振回路と、
   導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第２のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第２の電圧共振回路における電圧共振を維持する第２のドライバと、
   １次側及び２次側を有し、その１次側に前記第２の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第２の絶縁型高周波トランスと、
   前記第２のトランスの２次側に接続される第２の電流共振回路と、
   前記第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第２の整流回路と、
   前記第２の整流回路からの出力電圧を平滑化して第２の出力電圧を出力する第２の平滑回路と、
   前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第３のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
   前記パルス幅変調回路からの変調された電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
   前記第３のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第３のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
   を具備することを特徴とするＤＣ―ＤＣコンバータ。
2. 前記パルス生成回路は、前記第３の平滑回路と第３のスイッチング素子とを電気的に分離するフォトカプラを含むことを特徴とする請求項１のＤＣ―ＤＣコンバータ。
3. 前記第１及び第２のスイッチング回路は、夫々前記第１及び第２のスイッチング素子がブリッジ型又はプッシュプル型のいずれかに接続配置されて構成されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記低電圧直流電源は、燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システムに相当することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する電圧共振回路と、
   導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
   １次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される絶縁型高周波トランスと、
   前記第１のトランスの２次側に接続される第１及び第２の電流共振回路と、
   前記第１及び第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１及び第２の整流回路と、
   前記第１及び第２の整流回路からの出力電圧を夫々平滑化して第１及び第２の出力電圧を出力する第１及び第２の平滑回路と、
   前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第２のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
   前記パルス幅変調回路からの出力電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
   前記第２のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第２のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
   を具備するＤＣ―ＤＣコンバータ。
6. 前記パルス生成回路は、前記第３の平滑回路と第２のスイッチング素子とを電気的に分離するフォトカプラを含むことを特徴とする請求項５のＤＣ―ＤＣコンバータ。
7. 前記第１のスイッチング回路は、前記第１のスイッチング素子がブリッジ型又はプッシュプル型のいずれかに接続配置されて構成されることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記低電圧直流電源は、燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システムに相当することを特徴とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. 交互にスイッチングされるように接続された第１のスイッチング素子から構成される第１のスイッチング回路を含み、出力電圧が変動する低電圧直流電源から直流電力が入力され、この直流電力をＤＣ−ＡＣ変換して出力する電圧共振回路と、
   導通電流が零並びに印加電圧が零のタイミングで前記第１のスイッチング素子をターンオン及びターンオフして前記第１の電圧共振回路における電圧共振を維持する第１のドライバと、
   １次側及び２次側を有し、その１次側に前記第１の電圧共振回路からの出力電圧が入力される第１及び第２の絶縁型高周波トランスと、
   前記第１及び第２のトランスの２次側に夫々接続される第１及び第２の電流共振回路と、
   前記第１及び第２の電流共振回路から出力される出力電流を整流する第１及び第２の整流回路と、
   前記第１及び第２の整流回路からの出力電圧を夫々平滑化して第１及び第２の出力電圧を出力する第１及び第２の平滑回路と、
   前記第１及び第２の出力電圧の高電位側間に接続された第１のダイオード並びに前記第１及び第２の出力電圧の低電位側間に接続された第２のダイオード及びこれら第１及び第２のダイオード間に直列に接続された第２のスイッチング素子から構成され、変調された電圧を出力するパルス幅変調回路と、
   前記パルス幅変調回路からの出力電圧を平滑化して第３の出力電圧として出力する第３の平滑回路と、
   前記第２のスイッチング素子をオンオフするパルスを生成するパルス生成回路であって、前記第２のスイッチング素子のオン動作で前記第１及び第２のダイオードを前記第３の平滑回路に直列接続し、オフ動作で前記第１及び第２のダイオードを夫々前記第３の平滑回路に並列接続し、前記第３の出力電圧に従って前記パルスのパルス幅を設定して前記第３の出力電圧を略一定とするパルス生成回路と、
   を具備するＤＣＤＣコンバータ。
10. 前記パルス生成回路は、前記第３の平滑回路と第２のスイッチング素子とを電気的に分離するフォトカプラを含むことを特徴とする請求項９のＤＣ―ＤＣコンバータ。
11. 前記第１のスイッチング回路は、前記第１のスイッチング素子がブリッジ型又はプッシュプル型のいずれかに接続配置されて構成されることを特徴とする請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 前記低電圧直流電源は、燃料電池、太陽光発電或いは風力発電システムに相当することを特徴とする請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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