JP3882809B2

JP3882809B2 - スイッチング電源装置

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Description

本発明は、高効率、小型、低ノイズなスイッチング電源装置に関する。

図１５に従来のこの種のスイッチング電源装置の回路構成図を示す（非特許文献１、非特許文献２）。図１５に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴの１次巻線５ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなる主スイッチＱ１が接続され、１次巻線５ａの両端には、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる並列回路とこの並列回路に直列に接続されたダイオードＤ３とが接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。

また、トランスＴの１次巻線５ａとトランスＴの２次巻線５ｂとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ１，Ｄ２とリアクトルＬ１とコンデンサＣ４とからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線５ｂに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

次に、このように構成されたスイッチング電源装置の動作を図１６に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図１６では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。

まず、時刻ｔ_３１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴの１次巻線５ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ_３２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。

なお、時刻ｔ_３１から時刻ｔ_３２では、１次巻線５ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂと電流が流れる。

次に、時刻ｔ_３２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴの１次巻線５ａの励磁エネルギーと、リーケージインダクタンスＬｇ（２次巻線５ｂと結合していないインダクタンス）のエネルギーは、２次巻線５ｂに伝送されないため、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ２に蓄えられる。

また、時刻ｔ_３２〜時刻ｔ_３３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び１次巻線５ａを流れる電流ｎ１ｉは零になる。なお、時刻ｔ_３２から時刻ｔ_３３では、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。

このようなスイッチング電源装置によれば、スナバ回路（Ｃ２，Ｒ２）を挿入し、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、トランスＴのリーケージインダクタンスＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
原田耕介著「スイッチング電源ハンドブック」日刊工業新聞社出版、第２章スイッチング電源の基本回路と設計演習ｐ．２７図２．２清水和男著「高速スイッチングレギュレータ」総合電子出版社、２．２．１他励型コンバータｐ３０図２．５

しかしながら、図１５に示すスイッチング電源装置にあっては、コンデンサＣ２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、変換周波数に比例するため、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。

また、トランスＴの１次巻線５ａに流れるトランス励磁電流は、図１８に示すように、主スイッチＱ１がオン時には直線的に正の値で増加していき、主スイッチＱ１がオフ時には直線的に減少してゼロになる。即ち、トランスＴの磁束は、図１７に示すように、Ｂ−Ｈカーブの第１象限のみ使用するため、トランスＴのコアの利用率が低く、トランスＴが大型化していた。

本発明は、トランスの小型化とスイッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、小型、高効率、低ノイズ化することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチがオンした時に前記トランスの２次巻線に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助リアクトルと第１ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記スナバコンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記主スイッチのオン時に前記スナバコンデンサに電荷を充電し、前記主スイッチのオフ時に前記スナバコンデンサの電荷を前記クランプコンデンサに放電させ前記主スイッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とする。

請求項２の発明では、前記制御回路は、前記補助スイッチをオンさせて前記トランスのコアを飽和させ励磁電流が増大した時に、前記補助スイッチをオフさせて前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする。

請求項３の発明では、前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と３次巻線との第５直列回路と、この第５直列回路の両端に接続された第１整流ダイオードと平滑コンデンサとの第６直列回路と、前記第２次巻線と前記３次巻線との接続点と前記第１整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの接続点とに接続された第２整流ダイオードとを有することを特徴とする。

請求項４の発明では、前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記２次巻線とがリーケージインダクタンスをもつように巻回され、前記トランスの１次巻線と前記３次巻線とが前記１次巻線と前記２次巻線とのリーケージインダクタンスより小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなることを特徴とする。

請求項５の発明では、前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする。

請求項６の発明では、直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記主スイッチがオフした時に前記トランスの２次巻線に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助リアクトルと第１ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記スナバコンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、前記主スイッチのオン時に前記スナバコンデンサに電荷を充電し、前記補助スイッチのオン時に前記クランプコンデンサの電荷を前記２次巻線を介して前記整流平滑回路に放電し、前記主スイッチのオフ時に前記スナバコンデンサの電荷を前記クランプコンデンサに放電させ前記主スイッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とする。

請求項７の発明では、前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線の両端に接続された整流ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路を有することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、ゼロ電圧スイッチングを達成でき、共振作用により電圧の立ち上り、立下がりも緩やかとなり、低ノイズ、高効率なスイッチング電源装置を提供することができる。

また、トランスのコアの磁束利用率が向上し、トランスを小型化することができる。また、スナバコンデンサの容量を調整することにより、主スイッチのオフ時の電圧上昇の傾きを緩和でき、トランスのコアの磁束利用率も調整でき、スナバコンデンサのエネルギーは出力に放出されるため、低ノイズ、小型化及び高効率化できる。

以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。

実施例１のスイッチング電源装置は、補助リアクトルを設け、主スイッチをオンした時にダイオードを介して接続されたスナバコンデンサを充電して、主スイッチをオフした時にクランプコンデンサに放電することにより、主スイッチのオフ時の電圧上昇の傾きを緩やかにすると共に、クランプコンデンサに直列に接続された補助スイッチをオンすることにより、トランスの磁束をマイナス側に偏磁させ、磁束の変化範囲を拡大するとともに励磁電流が増大した時に、補助スイッチをオフさせて主スイッチをゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）させることにより、スイッチのＺＶＳを確立させ、高効率で低ノイズ化すると共にトランスを小型化することを特徴とする。

図１は実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図である。図１に示すスイッチング電源装置において、直流電源Ｖｄｃ１の両端にはトランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とＦＥＴからなるスイッチＱ１（主スイッチ）との直列回路が接続されている。スイッチＱ１の両端にはダイオードＤ４が並列に接続されている。

トランスＴ１の１次巻線５ａの一端とスイッチＱ１の一端との接続点にはＦＥＴからなるスイッチＱ２（補助スイッチ）の一端が接続され、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ１を介して直流電源Ｖｄｃ１の正極に接続されている。なお、スイッチＱ２の他端はクランプコンデンサＣ１を介して直流電源Ｖｄｃ１の負極に接続されていてもよい。

スイッチＱ２の両端にはダイオードＤ３が並列に接続されている。また、ダイオードＤ４は、スイッチＱ１の寄生ダイオードであってもよく、ダイオードＤ３はスイッチＱ２の寄生ダイオードであってもよい。スイッチＱ２の両端にはダイオードＤｘ２とスナバコンデンサＣｘとの直列回路が接続されている。トランスＴ１の１次巻線５ａの両端には、補助リアクトルＬｘとダイオードＤｘ１とスナバコンデンサＣｘとの直列回路が接続されている。

コンデンサＣｘとダイオードＤｘ１との接続点とクランプコンデンサＣ１とスイッチＱ２との接続点とにはダイオードＤｘ２が接続されている。コンデンサＣｘの容量を調整することにより、スイッチＱ１のオフ時にスイッチＱ１の電圧上昇の傾きを緩和させるようになっている。

スイッチＱ１，Ｑ２は、共にオフとなる期間（デッドタイム）を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフする。

トランスＴ１のコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して同相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードと２次巻線５ｂの他端とはダイオードＤ２に接続されている。ダイオードＤ２の両端にはリアクトルＬ１とコンデンサＣ４との直列回路が接続されている。ダイオードＤ１とダイオードＤ２とコンデンサＣ４とリアクトルＬ１とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ４は直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、スイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフ制御し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くし、スイッチＱ２に印加されるパルスのオン幅を広くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。

また、トランスＴ１の１次巻線５ａには、通常大きさの等しい交流電流が流れるため、磁束は、Ｂ−Ｈカーブ上のゼロを中心にして、第１象限と第３象限とに等しく増減する。しかし、回路には損失を伴うため、磁束は完全に対称とはならず、第１象限が主体となる。

このため、実施例１のトランスＴ１は、コアの透磁率μを高くすることにより、図７に示すように一定の正磁界Ｈに対して磁束Ｂ（正確にはＢは磁束密度であり、磁束φ＝Ｂ・Ｓで、Ｓはコアの断面積であるが、ここではＳ＝１とし、φ＝Ｂとした。）がＢｍで飽和し、一定の負磁界Ｈに対して磁束Ｂが−Ｂｍで飽和するようになっている。磁界Ｈは電流ｉの大きさに比例して発生する。このトランスＴ１では、Ｂ−Ｈカーブ上を磁束ＢがＢａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄ→Ｂｅ→Ｂｆ→Ｂｇと移動し、磁束の動作範囲が広範囲となっている。Ｂ−Ｈカーブ上のＢａ−Ｂｂ間及びＢｆ−Ｂｇ間は飽和状態である。

なお、図６では、コアの透磁率μが低い場合のＢ−Ｈカーブを示しているが、コアの透磁率μが低い場合には、コアが飽和していない。

次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図２乃至図５、図８に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図２は実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図３は実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図４は実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。

なお、図２乃至図４では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、コンデンサＣｘの両端間の電圧Ｃｘｖを示している。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴ１の２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ１→Ｌ１→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。また、スイッチＱ１をオフさせた時に、Ｌ１→Ｃ４→Ｄ２→Ｌ１で電流が流れて負荷ＲＬに電力を供給する。

また、スイッチＱ１がオンした時、トランスＴ１の１次巻線５ａに電流ｎ１ｉが流れて、トランスＴ１の励磁インダクタンスにエネルギーが蓄えられる。この電流ｎ１ｉは、図８に示すように、時刻ｔ_１で電流値ａ（負値）、時刻ｔ_１ｂで電流値ｂ（負値）、時刻ｔ_１３で電流値ｃ（ゼロ）、時刻ｔ_２で電流値ｄ（正値）へと変化していく。図７に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂａ→Ｂｂ→Ｂｃ→Ｂｄへと変化していく。なお、図７に示すＢａ〜Ｂｇと図８に示すａ〜ｇとは対応している。

また、このとき、コンデンサＣｘには、Ｖｄｃｌ→Ｌｘ→Ｄｘ１→Ｃｘ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。コンデンサＣｘは、補助リアクトルＬｘとコンデンサＣｘとの共振作用により、直流電源の電圧Ｖｄｃ１とクランプコンデンサＣ１との電圧の和の電圧まで上昇する。

次に、時刻ｔ_２（ｔ_２１〜ｔ_２４）において、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーによりコンデンサＣｘの電荷は、５ａ→Ｃｘ→Ｄｘ２→Ｃ１→５ａで放電し、クランプコンデンサＣ１に移動する。このとき、コンデンサＣｘの作用により、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは緩やかに立ち上がる。スイッチＱ１の電圧の立ち上がりは、図５に示すように、コンデンサＣｘの容量が大きいほど緩やかになる。

そして、コンデンサＣｘの電圧が減少して、ゼロ電圧となった時点で、スイッチＱ２をオンさせることにより、スイッチＱ２は、ゼロ電圧スイッチとなる。なお、電流ｎ１ｉは、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０において、電流値ｄ（正値）から電流値ｅ（ゼロ）に変化する。図７に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｄ→Ｂｅへと変化する。

また、トランスＴ１の励磁インダクタンスのエネルギーの放出が完了すると、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３において、クランプコンデンサＣ１に蓄えられた電荷は、Ｃ１→Ｑ２→５ａ→Ｃ１に流れて、トランスＴ１の磁束をリセットする。

時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_３においては、クランプコンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーがトランスＴ１の１次巻線５ａに帰還されるので、電流ｎ１ｉは、図８に示すように負値となる。電流ｎ１ｉは、時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおいては、電流値ｅ（ゼロ）から電流値ｆ（負値）に変化する。図７に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｅ→Ｂｆへと変化していく。なお、時刻ｔ_２から時刻ｔ_２０における面積Ｓと時刻ｔ_２０〜時刻ｔ_２ａにおける面積Ｓとは等しい。この面積ＳはクランプコンデンサＣ１に蓄えられたトランスＴ１のエネルギーに相当する。

次に、電流ｎ１ｉは、時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３においては、電流値ｆ（負値）から電流値ｇ（負値）に変化する。図７に示すＢ−Ｈカーブ上では、磁束は、Ｂｆ→Ｂｇへと変化していく。時刻ｔ_２ａ〜時刻ｔ_３における面積は、クランプコンデンサＣ１に蓄えられたコンデンサＣｘのエネルギーに相当する。

即ち、クランプコンデンサＣ１に蓄えられたエネルギーは、トランスＴ１のエネルギーとコンデンサＣｘのエネルギーとを合わせたものであるため、電流ｎ１ｉは、リセット時にコンデンサＣｘから供給されるエネルギー分だけ多くなるので、磁束は第３象限に移動して、飽和領域（Ｂｆ−Ｂｇ）に達し、電流ｎ１ｉが増大し、時刻ｔ_３（時刻ｔ_１も同様）で最大となる。電流ｎ１ｉは、スイッチＱ２のオン期間の終了間際で増大しており、トランスＴ１の飽和時の電流である。

また、この時刻ｔ_３には、スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉも最大となる。この時刻に、スイッチＱ２をオフさせることにより、スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖは急速に低下してゼロとなる。このとき、スイッチＱ１をオンさせることにより、スイッチＱ１のＺＶＳを達成できる。

また、スイッチＱ１のＺＶＳを達成するためのスイッチＱ２のオフ直前の電流は、スイッチＱ１と並列に接続されるコンデンサの容量に依存し、容量が小さいほど電流は小さくてよい。従って、コンデンサの容量を小さく選定するが、容量が小さい場合、スイッチＱ１のオフ時の電圧の傾きが増大し、スイッチの損失及びノイズが増大する。このため、スイッチＱ１のオン時の並列容量は小さく、スイッチＱ１のオフ時の並列容量は大きいのが望ましい。そこで、実施例１では、スイッチＱ１のオン時の容量は、小さく設定し（スイッチＱ１のドレイン・ソース間の寄生容量でもよい）、スイッチＱ１のオフ時にはダイオードＤｘ２を介してコンデンサＣｘを並列に付加している。

また、図５に示すように、コンデンサＣｘの容量をを十分に大きくすることにより、スイッチＱ１のオフ時のスイッチＱ１の電圧上昇の傾き（ｄｖ／ｄｔ）を緩和させるので、スイッチＱ１のノイズ及び損失を低減することができる。

また、コアの透磁率μを高くし、且つコンデンサＣｘを大きくすることにより、コンデンサＣｘのエネルギーをクランプコンデンサＣ１に移動し、トランスＴ１の磁束を第３象限側にシフトするため、トランスＴ１の利用範囲が拡大して電流が増大し、スイッチＱ１のＺＶＳを容易に達成できる。特に、トランスＴ１のコアの飽和領域までいった場合より電流が大きくなり、スイッチＱ１のＺＶＳ動作が容易になる。

次に本発明の実施例２のスイッチング電源装置を説明する。図９は実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図９に示す実施例２のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴ２の２次側回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

トランスＴ２には、１次巻線５ａ（巻数ｎ１）と２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）と３次巻線５ｃ（巻数ｎ３）が巻回されている。

トランスＴ２の２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの直列回路の両端には、ダイオードＤ６とコンデンサＣ４との直列回路が接続されている。２次巻線５ｂと３次巻線５ｃとの接続点とダイオードＤ６とコンデンサＣ４との接続点とには、ダイオードＤ５が接続されている。１次巻線５ａと２次巻線５ｂとは同相に巻回され、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとは逆相に巻回されている。

トランスＴ２の２次巻線５ｂを１次巻線５ａと疎結合させ、１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴ２に直列に接続されるリアクトル（図示せず）を代用している。トランスＴ２の３次巻線５ｃを１次巻線５ａとやや疎結合させている。

このように構成された実施例２のスイッチング電源装置の動作を説明する。基本的な動作は、実施例１の動作と同様であり、ここでは、トランスＴ２の２次側回路の動作を中心に説明する。

まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴ２の２次巻線５ｂにも電圧が発生し、５ｂ→Ｄ５→Ｃ４→５ｂで電流が流れる。このため、ダイオードＤ５の電流が直線的に増大する。

次に、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴ２の１次巻線５ａ及び２次巻線５ｂ間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２を介して２次側に還流される。２次側では、トランスＴ２の３次巻線５ｃに電圧が誘起されるため、５ｃ→Ｄ６→Ｃ４→５ｂ→５ｃと電流が流れる。このため、ダイオードＤ６に電流が流れる。

このように、トランスＴ２の１次巻線５ａに直列に接続されるインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴ２を介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤ５及びダイオードＤ６により、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣ４のリップル電流も減少する。

図１０は実施例２のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。図１０に示すトランスＴ２は、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線５ａと３次巻線５ｃとが近接して巻回されている。これにより、１次及び３次巻線間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア３０にはパスコア３０ｃとギャップ３１が形成され、外周コアには２次巻線５ｂが巻回されている。即ち、パスコア３０ｃにより、１次巻線５ａと２次巻線５ｂを疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

トランスＴ２のコア３０にはトランスＴ２の１次巻線５ａと２次巻線５ｂとがリーケージインダクタンスをもつように巻回され、トランスＴ２の１次巻線５ａと３次巻線５ｃとが１次巻線５ａと２次巻線５ｂとのリーケージインダクタンスより小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなる。

また、外周コア上で且つ１次巻線５ａと２次巻線５ｂとの間に、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、外周コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスＴ２のコアの形状と巻線の工夫により、スイッチング電源装置を小型化、低価格化することができる。

次に本発明の実施例３のスイッチング電源装置を説明する。図１１は実施例３のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。図１１に示す実施例３のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置に対して、トランスＴ３の２次側回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

トランスＴ３のコアには、１次巻線５ａとこの巻線に対して逆相の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）とが巻回されており、２次巻線５ｂの一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードと２次巻線５ｂの他端とはコンデンサＣ４に接続されている。ダイオードＤ１とコンデンサＣ４とで整流平滑回路を構成する。このコンデンサＣ４はダイオードＤ１の整流電圧を平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

次にこのように構成された実施例３のスイッチング電源装置の動作を図１２乃至図１４に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図１２は実施例３のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。図１３は実施例３のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図１４は実施例３のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。

なお、図１２乃至図１４では、スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、コンデンサＣｘに流れる電流Ｃｘｉ、コンデンサＣｘの両端間の電圧Ｃｘｖ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉを示している。

図１２乃至図１４のタイミングチャートは、図２乃至図４のタイミングチャートに略同様であり、トランスＴ３の２次側回路の動作のみが異なるので、この部分のみの動作を説明する。

まず、時刻ｔ_１（時刻ｔ_１１〜ｔ_１２に対応）において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃｌ→５ａ→Ｑ１→Ｖｄｃ１で電流が流れる。このとき、ダイオードＤ１には電流は流れない。

次に、時刻ｔ_２（ｔ_２１〜ｔ_２４）において、スイッチＱ１をオフさせて、コンデンサＣｘによりスイッチＱ１のオフ時の電圧上昇の傾きを緩和することができる。また、コンデンサＣｘに蓄えられたエネルギーは、ダイオードＤｘ２を介してクランプコンデンサＣ１に蓄えられ、スイッチＱ２をオンした時にトランスＴ３の２次巻線５ｂに出力される。このため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れて負荷ＲＬに電力が供給される。

このように実施例３のスイッチング電源装置においても、実施例１のスイッチング電源装置と効果と同様な得られる。

本発明のスイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

実施例１のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例１のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。実施例１のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時においてスナバコンデンサＣｘの大きさに応じて立ち上がり時間が変化する様子を示す図である。実施例１のスイッチング電源装置のコアμが低いトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。実施例１のスイッチング電源装置のコアμが高いトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。実施例１のスイッチング電源装置に設けられたトランスに流れる電流のタイミングチャートである。実施例２のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例２のスイッチング電源装置に設けられたトランスの構造図である。実施例３のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例３のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。実施例３のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。実施例３のスイッチング電源装置のスイッチＱ１のターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。従来のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。従来のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。従来のスイッチング電源装置に設けられたトランスのＢ−Ｈ特性を示す図である。従来のスイッチング電源装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ１直流電源
１０，１００制御回路
Ｑ１，Ｑ２スイッチ
ＲＬ負荷
Ｒ２抵抗
Ｃ１クランプコンデンサ
Ｃ２，Ｃ４，コンデンサ
Ｃｘスナバコンデンサ
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３トランス
５ａ１次巻線（ｎ１）
５ｂ２次巻線（ｎ２）
５ｃ３次巻線（ｎ３）
Ｌｘ補助リアクトル
Ｄ１〜Ｄ６，Ｄｘ１，Ｄｘ２ダイオード

Claims

直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記主スイッチがオンした時に前記トランスの２次巻線に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助リアクトルと第１ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、
前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記スナバコンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
前記主スイッチのオン時に前記スナバコンデンサに電荷を充電し、前記主スイッチのオフ時に前記スナバコンデンサの電荷を前記クランプコンデンサに放電させ前記主スイッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御回路は、前記補助スイッチをオンさせて前記トランスのコアを飽和させ励磁電流が増大した時に、前記補助スイッチをオフさせて前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線と３次巻線との第５直列回路と、この第５直列回路の両端に接続された第１整流ダイオードと平滑コンデンサとの第６直列回路と、前記第２次巻線と前記３次巻線との接続点と前記第１整流ダイオードと前記平滑コンデンサとの接続点とに接続された第２整流ダイオードとを有することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
前記トランスのコアには前記トランスの１次巻線と前記２次巻線とがリーケージインダクタンスをもつように巻回され、前記トランスの１次巻線と前記３次巻線とが前記１次巻線と前記２次巻線とのリーケージインダクタンスより小さなリーケージインダクタンスをもつように巻回されてなることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
直流電源の両端に接続され、トランスの１次巻線と主スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記主スイッチがオフした時に前記トランスの２次巻線に出力される電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとクランプコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助リアクトルと第１ダイオードとスナバコンデンサとが直列に接続された第３直列回路と、
前記補助スイッチの両端に接続され、第２ダイオードと前記スナバコンデンサとが直列に接続された第４直列回路と、
前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせる制御回路とを備え、
前記主スイッチのオン時に前記スナバコンデンサに電荷を充電し、前記補助スイッチのオン時に前記クランプコンデンサの電荷を前記２次巻線を介して前記整流平滑回路に放電し、前記主スイッチのオフ時に前記スナバコンデンサの電荷を前記クランプコンデンサに放電させ前記主スイッチの電圧上昇の傾きを緩和させることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記整流平滑回路は、前記トランスの２次巻線の両端に接続された整流ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路を有することを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。