JP3742578B2 - 無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、狭帯域でありながら優れた伝送品質が確保できる無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路に関する。さらに詳しくは、音声や楽器音等の音響信号や各種のマルチメディア信号を伝送する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
(1) 広帯域ＦＭ変復調技術
音声や楽器音等の音響信号を高品位に伝送する無線通信用送受信回路の一つの例としてラジオマイクがあり、その標準規格には、RCR STD-15：「特定小電力無線局ラジオマイク用無線設備」とRCR STD-22：「特定ラジオマイクの陸上移動局の無線設備」などがある。これらの規格では広帯域ＦＭ変復調技術が採用されている。
【０００３】
RCR STD-15の標準規格では、使用する無線周波数領域によって規格が異なる。それらを列記すると、70 MHz、300 MHzと800MHz帯を使用する場合、その変調周波数と占有周波数帯幅は、それぞれ70 MHz帯の場合には10 kHz以内と60 kHz、300 MHz帯の場合には7 kHz以内と30 kHz、また、800 MHz帯の場合には15 kHz以内と110 kHzと規定している。
【０００４】
RCR STD-22の標準規格では、音響信号帯域が15 kHz以内のモノラル信号を伝送するための占有周波数帯幅は、周波数偏移が±40 kHz以内のものにあっては110 (=2×(15＋40)) kHz、周波数偏移が±40 kHzを超え±150 kHz以内のものにあっては330 (=2×(15＋150)) kHzである。カッコ内はカーソン則を適用した場合である。ステレオ信号を伝送するための占有周波数帯幅は250kHzである。
【０００５】
(2) デジタル移動無線技術
各種のマルチメディア信号を伝送するデジタル移動無線技術の標準規格として、例えば、RCR STD-39がある。この標準規格では３通りの変調方式、即ち、M16QAM、π/4シフトQPSKと16QAMについて規定している。それらのチャネル間隔はすべて25 kHzである。M16QAMの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は64 kbpsと24.3 kHz、π/4シフトQPSKの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は32kbpsと24.3 kHz、16QAMの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は64 kbpsと20 kHzである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
(1) 広帯域ＦＭ変復調技術
従来の広帯域ＦＭ変復調技術によるラジオマイクの場合、以下のような問題があった。
【０００７】
▲１▼ 音響信号を品質良く伝送するために広帯域ＦＭ変復調技術が必要で、また、ＦＭ変調技術はその性質から、電力効率に優れた非線型増幅器を用いることができると言う特長があり、ラジオマイク等に適していた。しかし、広帯域ＦＭ変調技術では、上記の標準規格を例にして考察すると、その占有周波数帯域幅が変調信号帯域幅に比べて4.3 (=30/7)倍から22 (=330/15)倍広い。このことは広帯域ＦＭ変復調技術ではスペクトラム利用効率が悪いと言う問題がある。
【０００８】
▲２▼ ラジオマイクの利用者の増大に従って、広帯域ＦＭ変復調技術では需要増大に対応することが現用の限られた電波資源では困難になり、占有周波数帯域幅の狭帯域化が求められている。しかし、ラジオマイクの場合には伝送品質を犠牲にできないので、陸上業務用無線システムでその容量増大のために従来行ってきたように、広帯域ＦＭを狭帯域ＦＭ化しても、画期的に狭帯域化することは困難である。
【０００９】
(2) デジタル移動無線技術
RCR STD-39の標準規格を例にその問題点を挙げると、変調方式がM16QAMと16QAMの場合には、フェージングに弱く十分な伝送品質を確保するのが難しく、サービスエリアが狭いと言う問題が、また、π/4QPSKにおいてはスペクトラム利用効率が1.28 (=32/25)ビット/Hzと低く、実際に利用できるスループットは60〜70％程度であるなどの問題点がある。
【００１０】
本発明は、高い伝送品質を維持しながら、現在用いている広帯域ＦＭ変調方式やデジタル移動無線技術に比べて画期的に占有周波数帯域幅やチャネル間隔の狭帯域化が可能で、スペクトラム利用効率が高い無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の観点によると、情報信号を単側波信号の搬送波が抑圧された一つの側波帯に割り当て、その側波帯を生成する時に用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分であるパイロット信号と共に送信する送信手段と、この送信手段からの送信波を受信して復調する受信復調手段とを備え、上記受信復調手段は、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換して側波帯と側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を付与した単側波帯信号を生成する手段と、この手段により得られた単側波帯信号の位相項、すなわち、実数零点から情報信号を復調する手段とを含むことを特徴とする無線通信方式が提供される。
【００１２】
単側波帯信号の位相項、すなわち、実数零点から情報信号を復調する技術はＲＺ ＳＳＢ（Real Zero Single Sideband）変復調技術として知られ、狭帯域で優れた復調特性が得られる。ＲＺ ＳＳＢ変復調技術については、特公平06-018333（特許第1888866号）に詳しい。本発明は、この技術を利用して狭帯域で優れた伝送品質の無線通信方式を実現するために、変調波の生成方法と復調方法に新たな工夫を加えたものである。
【００１３】
送信手段は、二系列の情報信号の一方を上側波帯に、他方を下側波帯に割り当てて送信する構成であり、受信復調手段は、上側波帯と下側波帯とを別々の単側波帯として復調する構成であることが望ましい。
【００１４】
情報信号として音響信号であるステレオ信号を伝送する場合には、変調波は、右側（Ｒ）と左側（Ｌ）の信号を、例えば、上側波帯と下側波帯に割り当て、さらに、復調時に必要な搬送波（パイロット信号）成分を付加して送信波を生成する。ステレオ信号の上、下側波帯への割り当てについては、マトリックス回路によって生成した差（Ｌ-Ｒ）と和（Ｒ+Ｌ）信号を上側波帯と下側波帯に割り当て送信したり、または、逆に割り当てて送信することも可能である。一方、モノラル（Ｒ+Ｌ）信号の場合には、上側波帯あるいは下側波帯の一つの側波帯に割り当てて送信する。
【００１５】
情報信号として各種のマルチメディア信号を伝送する場合には、情報信号を二分割してそれぞれを上側波帯と下側波帯に割り当てて伝送する形態や一つの側波帯に収容して伝送する形態が可能である。
【００１６】
搬送波（パイロット信号）成分として、上側波帯および下側波帯を同一の搬送波によって生成した時の搬送波を用いた場合には、送受信回路で用いる局部発振器の周波数安定度の影響により、上側波帯と下側波帯の間に存在する搬送波成分を抽出するためのバンドパスフィルタには非常に急峻な選択特性が要求され、その実現が困難になる。これに対して本発明によれば、局部発振器の周波数安定度を考慮に入れて、選択特性が緩いバンドパスフィルタで搬送波（パイロット信号）成分が抽出できるように上側波帯、下側波帯と搬送波（パイロット信号）成分とを周波数軸上で十分に離して配置して、伝送することにより、受信回路で搬送波（パイロット信号）成分の抽出が容易になると言う利点がある。このような信号配列により、比較的簡単な回路構成で高品質な復調信号が得られる。
【００１７】
また、従来のＳＳＢ復調方法では復調特性が周波数変動に起因する離調歪が発生して著しく復調信号の品質を劣化させていたが、ＲＺ ＳＳＢ復調技術ではこのような歪が原理的に発生しない手法を用い、従来のＳＳＢ復調方法の欠点を克服することができる。
【００１８】
本発明の第二の観点によると、上述した無線通信方式で用いられる送信回路が提供される。この送信回路は、情報信号により第一の搬送波を変調して搬送波抑圧単側波帯信号を生成する手段と、この搬送波抑圧単側波帯に上記第一の搬送波とは異なる周波数の搬送波成分であるパイロット信号を加算する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
二系列の情報信号の一方を上側波帯に、他方を下側波帯に割り当てて送信することが望ましく、上記搬送波抑圧単側波帯信号を生成する手段は、二系列の情報信号の一方と第一の角周波数ω1の信号とにより搬送波抑圧上側波帯信号を生成する第一の回路手段と、上記二系列の情報信号の他方と第二の角周波数ω2の信号とにより搬送波抑圧下側波帯信号を生成する第二の回路手段とを含み、上記パイロット信号を加算する手段は、上記搬送波抑圧上側波帯信号と、上記搬送波抑圧下側波帯信号と、ω1>ω3>ω2なる第三の角周波数ω3のパイロット信号とを加算する第三の回路手段を含むことができる。上記第三の角周波数ω3は、
ω3 ＝ (ω1+ω2)/2
に設定されることが望ましい。
【００２０】
本発明の第三の観点によると、上述した無線通信方式で用いられる受信回路が提供される。この受信回路は、情報信号がひとつの側波帯に割り当てられた変調波を搬送波成分と共に受信して復調する受信回路において、上記搬送波成分は上記側波帯を生成する時に用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分のパイロット信号であり、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換し、側波帯に対してその側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を付与した単側波帯信号を生成する手段と、この手段により得られた単側波帯信号の位相項から情報信号を復調する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２１】
上側波帯と下側波帯とを分離して別々の単側波帯変調波として処理する手段を含むことが望ましい。このとき上記処理する手段は、受信信号から周波数領域における信号配置が互いに反転した同一周波数帯の二系統の信号を生成する手段を含むことが望ましい。
【００２２】
上記二系統の信号を生成する手段は、受信信号を第一の局部発振信号により第一の周波数帯（ω4）に周波数変換する第一の周波数変換手段と、この第一の周波数変換手段の出力を上記第一の局部発振信号より周波数の高い第二の局部発振信号（ω5）により周波数変換して、周波数領域における信号配置が互いに反転した差周波数成分（ω5-ω4）と和周波数成分（ω5+ω4）とを抽出する第二の周波数変換手段と、上記第一の周波数変換手段の出力を分岐し振幅制限を行ってパイロット信号（ω4）を抽出するパイロット信号抽出手段と、抽出されたパイロット信号により上記差周波数成分を周波数変換して和周波数成分（ω5）を抽出する第三の周波数変換手段と、上記抽出されたパイロット信号により上記第二の周波数変換手段で抽出された和周波数成分を周波数変換して差周波数成分（ω5）を抽出する第四の周波数変換手段とを含むことができる。
【００２３】
この構成では、抽出したパイロット信号を用いて周波数変換することから、ランダムFM雑音を除去する効果も得られる。
【００２４】
本発明の受信回路を空間ダイバーシチ構成とすることもできる。すなわち、複数の受信アンテナを備え、この複数の受信アンテナに対して上記二系統の信号を生成する手段がそれぞれ設けられ、各受信アンテナに対する上記二系統の信号を生成する手段の出力を同一の系で加算する手段を備えることができる。
【００２５】
上記処理する手段は、上記二系統の信号をそれぞれ第三の局部発振信号により周波数変換する手段と、上記二系統の信号の少なくとも一方の信号を分岐し、上記第三の局部発振信号とは所定の周波数だけ異なる第四の局部発振信号により周波数変換して、上記二系統の信号のそれぞれの側波帯に対してその側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を抽出する手段と、この抽出された搬送波成分を上記第三の局部発振信号により周波数変換する手段の出力に加算する手段とをさらに含むことができる。
【００２６】
上記搬送波成分を抽出する手段を上記二系統の信号のそれぞれについて同一の局部発振信号により別々に搬送波成分を抽出する構成とし、上記加算する手段では、上記二系統の信号のそれぞれについて、上記周波数変換する手段の出力と上記抽出する手段の出力とを加算する構成とすることもできる。
【００２７】
本実施形態ではダイバーシチの合成法として等利得合成法を採用し、フロントエンド増幅器302から周波数変換器320、322までの利得と、フロントエンド増幅器303から周波数変換器321、323までの利得を、すべて等しくなるように定める。そして、周波数変換器320と321の出力は加算器324で同相に加算する、また、周波数変換器322と323の出力も加算器325で同相に加算し、それぞれ加算器の出力はＩＦフィルタ326と327に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出する。
【００２８】
以上の受信回路の構成によれば、送受信機の発振器の周波数安定度に依存せずに、ＲＺ ＳＳＢ復調技術を容易に利用できる。このため、上側波帯、下側波帯および搬送波（パイロット信号）成分の周波数安定度の範囲内なら、二重の対策が成されているので、高い品質の復調信号が確保できる。また、伝搬路で発生する相乗性雑音を容易に除去でき、忠実な情報信号帯域特性が確保できる。
【００２９】
本発明では、送受信回路に求められる精度の高い信号処理を容易に行うために、デジタル信号処理（ＤＳＰ、Digital Signal Processing）技術を用いることが望ましい。この技術を用いると、回路の調整が不要になると共に、量産効果が期待できるＤＳＰプロセッサデバイスを用いるので、受信機が安価に構成でき、経済性が確保できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態として、ラジオマイクを例に、ステレオ信号を伝送する場合について以下に詳細に説明する。以下の実施形態は本発明の主旨を理解するためのものであり、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
【００３１】
〔第一の実施形態〕
本発明の第一の実施形態について、図１および図２を参照して説明する。図１は本発明の第一の実施形態を示すブロック構成図であり、送信回路の構成例を示す。ここでは、送信回路におけるSSB信号生成には、既知の移相法を用いた場合について述べるが、SSB信号を生成する方法には、この他にバンドパスフィルタを用いる方法やウィバー（Weaver）法などが知られている。図２は送信される側波帯および搬送波成分の周波数軸上の配置例を示す。図１に示す送信回路において、100は信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声、101は信号処理された左（Ｌ）側のマイク音声、102と103はバンドパスフィルタ、104と105は遅延回路、106と107はヒルベルト変換器、108、109、110と111は掛け算器、112と113は局部発振器、114と115は９０度移相器、116は減算器、117は加算器、118は局部発振器、119は加算器、120は周波数変換器、121は局部発振器、122はＩＦ（中間周波数）フィルタ、123は送信器、124は送信アンテナである。
【００３２】
図１に示した送信回路の信号の流れおよびそれぞれ回路の機能について簡単に説明する。
【００３３】
信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声100の出力と信号処理された左（Ｌ）側のマイク音声101の出力はそれぞれバンドパスフィルタ102と103で不要な帯域を除去する。バンドパスフィルタ102の出力は遅延回路104とヒルベルト変換器106によって互いに直交する信号を生成する。また、局部発振器112の出力は９０度移相器114によって互いに直交する信号を生成する。そして、それぞれの直交する信号を掛け算器108と110で掛け合わせ、減算器116で減算すると上側波帯（ＵＳＢ）が生成できる。このようなＳＳＢ信号生成法は移相法と呼ばれている。
【００３４】
同様に移相法を用いてバンドパスフィルタ103出力に対する下側波帯（ＬＳＢ）を生成する。すなわち、バンドパスフィルタ103出力は遅延回路105とヒルベルト変換器107によって互いに直交する信号を生成、局部発振器113の出力も９０度移相器115によって互いに直交する信号を生成して、それぞれの直交する信号を掛け算器109と111で掛け合わせ、加算器117で加算すると下側波帯（ＬＳＢ）が生成できる。
【００３５】
上側波帯（ＵＳＢ）が生成されている減算器116の出力、下側波帯（ＬＳＢ）が生成されている加算器117の出力と局部発振器118の出力を加算器119で加算する。局部発振器118の出力は、復調時に必要な搬送波成分を生成するために必要な信号成分である。搬送波成分は情報信号を運んでいないので、送信波の伝送効率を高めるために、ＵＳＢやＬＳＢ信号レベルに比べてできるだけ低いレベルで付加する。
【００３６】
加算器119の出力は、周波数変換器120で局部発振器121の信号によって周波数変換され、ＩＦフィルタ122で必要な周波数成分を抽出、送信器123で増幅して、送信アンテナ124から電波が放射される。ここでは、簡単のために、周波数変換器は一段としたが、必要に応じて増やすことができる。
【００３７】
さらに、各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声100の出力をgR(T)とし、遅延回路104の出力はgR(T-τ)= GR(t)、ヒルベルト変換器106の出力をH(gR(T-τ))= H(GR(t))とする。ここで、H(g(T))はg(T)のヒルベルト変換、τはヒルベルト変換器の処理遅延、Tとｔは時間変数を表す。同様に、左（Ｌ）側のマイク音声101の出力に対する遅延回路105の出力をGL(t)、ヒルベルト変換器107の出力をH(GL(t))とする。
【００３８】
さらに、局部発振器112の角周波数を（ω1）とすると、減算器116の出力には上側波帯（ＵＳＢ）が生成される。それは、
Susb(t) = GR(t)cos(ω1t) - H(GR(t))sin(ω1t) (1)
と記述できる。また、局部発振器113の角周波数を（ω2）と置くと、加算器117の出力には下側波帯（ＬＳＢ）が生成される。それは、
Slsb(t) = GL(t)cos(ω2t) + H(GL(t))sin(ω2t) (2)
と記述できる。ただし、ω1 ＞ω2とした。
【００３９】
次に、（１）式と（２）式で記述できる上側波帯と下側波帯に、局部発振器118の角周波数が（ω3）、その振幅がKの信号をともに加算器119で加算すると、その出力は、
となる。ここで、搬送波（パイロット信号）成分の角周波数（ω3）と他の角周波数の関係が
ω3 = (ω1 +ω2)/2 ...(4)
とすると、搬送波（パイロット信号）成分は上側波帯（ＵＳＢ）と下側波帯（ＬＳＢ）の中央に挿入される。また、（ω1）と（ω2）との周波数間隙（Δω）を、
Δω = ω1 - ω2 ...(5)
とおく。（４）、（５）式から、
ω1 =ω3 + Δω/2
ω2 =ω3 - Δω/2 ...(6)
となる。また、送信波の情報伝送効率を考慮して、
K ＜｜GR(t)｜
K ＜｜GL(t)｜
とした。（６）式を用いると、（３）式は、
と変形できる。
【００４０】
（７）式で表される信号を周波数変換器120で中心角周波数が（ωC-ω3）、また、その角周波数変動が(±δωc)なる局部発振器121信号によって周波数変換すると、
となる。（８）式で記述できる成分が過不足なくＩＦフィルタ122によって抽出され、送信器123で電力が増幅されて送信アンテナ124から放射される。
【００４１】
図１に示した送信回路において、たとえば、100から119までの回路はＤＳＰプロセッサデバイスを用いて構成すると、精度の高い送信信号が生成できる。
【００４２】
図１を参照してステレオ信号を送信する場合に用いる送信回路について説明した。この回路をモノラル信号専用の送信機に適用する場合には、信号処理されたマイク音声101としてモノラル信号（Ｒ+Ｌ）を導入し、不要となるマイク音声100から減算器116までの回路は除去してよい。また、この逆に、信号処理されたマイク音声100としてモノラル信号（Ｒ+Ｌ）を導入して用いる場合には、マイク音声101から加算器117までの回路を除去しても良い。
【００４３】
〔第二の実施形態〕
本発明の第二の実施形態について、図３および図４を参照して説明する。図３は図１に示した送信回路から送信された信号を受信する受信回路の構成を示し、図４はこの受信回路内での周波数変換処理時の周波数領域における信号配置例を示す。図３に示す受信回路において、200は受信アンテナ、201はフロントエンド増幅器、202は周波数変換器、203は局部発振器、204はＩＦフィルタ、205は周波数変換器、206は局部発振器、207、208、209はＩＦフィルタ、210は振幅制限回路、211、212は周波数変換器、213、214、215はＩＦフィルタ、216、217、218は周波数変換器、219、220は局部発振器、221、222、223はＩＦフィルタ、226は増幅器、224、225は加算器、227、228はＲＺ ＳＳＢ復調処理回路、229、230は復調信号出力端子である。
【００４４】
図３に示した第二の実施形態の受信回路における信号の流れと共にそれぞれの回路の機能について同様に説明する。
【００４５】
受信アンテナ200で受信した信号は、フロントエンド増幅器201で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器202で局部発振器203の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ204はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。
【００４６】
ＩＦフィルタ204の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器205で局部発振器206の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換される、そして、それぞれをＩＦフィルタ207と208で過不足なく信号成分を抽出する。２分割された他方のＩＦフィルタ204の出力信号は、ＩＦフィルタ209によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路210にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ207と208の出力はそれぞれ周波数変換器211と212に入力し、振幅制限回路210の出力を得て周波数変換される。
【００４７】
周波数変換器211と212の出力は、それぞれＩＦフィルタ213と214に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出し、それぞれ周波数変換器216と217で局部発振器219の出力信号を用いて周波数変換され、それぞれの信号からＩＦフィルタ221と222によって下側波帯成分のみを抽出する。
【００４８】
一方、周波数変換器212の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ215にて抽出して周波数変換器218で局部発振器220の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ223で必要な成分のみが抽出される。
【００４９】
ここで、周波数変換器218と局部発振器220で周波数変換される信号の周波数は、先にＩＦフィルタ221と222で抽出した下側波帯信号の搬送波周波数成分と一致するように局部発振器220の周波数を決定する。ＩＦフィルタ223の出力は増幅器226でそのレベルが増幅される。
【００５０】
そして、増幅器226の出力はＩＦフィルタ221と222の出力にそれぞれ加算器224と225で付加すると、側波帯を生成する時に用いた搬送周波数と同一関係にある搬送波が付加された下側波帯信号に変換されて、それぞれＲＺ ＳＳＢ復調処理回路227と228に導かれ、ＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、図1に示した送信機で送信した右側（Ｒ）の復調信号が復調信号出力端子229に、また、左側（Ｌ）の復調信号が復調信号出力端子230に得られる。
【００５１】
各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。図１に示した送信機から発射、伝搬路を伝搬した電波を、受信アンテナ200で受信し、フロントエンド増幅器201で必要なレベルに増幅する。その信号は伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
となる。ここで、(±δωC）は送信機の角周波数変動であり（δωC≪ωC）、また、ρ(t)とθ(t)はそれぞれ伝搬路で受けたレーレ分布則に従うランダムな振幅変動とランダムＦＭ雑音なる位相変動である。また、増幅器で発生する相加性雑音である熱雑音と増幅器の利得など無視して記述した。
【００５２】
（９）式で記述した信号を、発振器の中心角周波数が(ωC-ω4）、また、角周波数変動が(±δω：δω≪ωC-ω4）である局部発振器203の信号を用いて周波数変換器202で周波数変換すると、
となるので、希望波のみをＩＦフィルタ204で抽出する。ここで、簡単のために
Ω4=ω4±δωc±(-δω)
とした。さらに、ＩＦ周波数変換器は一段として説明したが、実際の場合には必要に応じて増やすことが容易にできる。
【００５３】
（１０）式で記述できるＩＦフィルタ204の出力信号を角周波数が（ω5）なる局部発振器206の信号を用いて周波数変換器205で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ207で、和周波がＩＦフィルタ208で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
となる。ここで、ω5＞ω4としたので、（１０）式と（１１）式を比べると（１０）式の上、下側波帯成分が（１１）式では上下が入れ替わっていることが分かる。また、和周波成分を数式で記述すると、
となるので、上、下側波帯成分には変化はない。
【００５４】
さらに、ＩＦフィルタ204の出力からＩＦフィルタ209によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路210で振幅を一定にすると、その信号は、
SRlim(t) = cos(Ω4t+θ(t)) ...(13)
となり、ランダムな振幅変動成分ρ(t)が除去される。
【００５５】
（１１）式で記述できるＩＦフィルタ207の出力と（１３）式で記述できる振幅制限回路210の出力を周波数変換器211に入力し、その和周波生成機能を用いると
また、（１２）式で記述できるＩＦフィルタ208の出力と（１３）式で記述できる振幅制限回路210の出力を周波数変換器212に入力し、その差周波生成機能を用いると
となる。
【００５６】
（１４）式と（１５）式の搬送波成分の角周波数が(ω5)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±(-δω))とランダムＦＭ雑音成分θ(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（１４）式と（１５）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω5)となることは、この処理以後では、周波数安定度は、局部発振器206の周波数安定度によってのみ決まることを意味する。そして、各々の信号をＩＦフィルタ213と214で抽出して、（１４）式と（１５）式で記述した信号をもとにＲＺ ＳＳＢ復調処理を行ってもよい。しかし、ＤＳＰプロセッサデバイスを用いて処理する場合には、有効に利用できる周波数領域に限りがあるので、本発明では（１４）と（１５）式で記述できる信号の周波数領域をできるだけ低周波領域に移動することにした。
【００５７】
ＩＦフィルタ213と214のそれぞれの出力を角周波数が（ω5-ωRX）なる局部発振器219の出力を用いて周波数変換器216と217で低周波数領域に移動させ、ＩＦフィルタ221と222を用いて下側波帯成分のみを抽出すると、ＩＦフィルタ221の出力信号は、
となる。
【００５８】
一方、周波数変換器212の出力信号から搬送波成分をＩＦフィルタ215で抽出して、角周波数が（ω5-ωRX+Δω/2）なる局部発振器220の出力を用いて周波数変換器218で周波数変換、その有効成分をＩＦフィルタ223で抽出する。その信号は、
SRZcari(t) =ρ(t)cos((ωRX-Δω/2)t) ...(18)
となり、増幅器226でそのレベルを増幅して、ＩＦフィルタ221と222の出力にそれぞれ加算器224と225で付加する。
【００５９】
加算器224の出力信号は、
となるが、ＲＺ ＳＳＢ復調処理が機能するためには、
｜GR(t)｜＜1
｜GL(t)｜＜1
なる条件が必要であるので、これを満たすように増幅器226の増幅度を決定する。
【００６０】
加算器224と225の出力をそれぞれＲＺ ＳＳＢ復調処理回路227と228に入力すると、復調信号出力端子229には右側（Ｒ）の復調信号が、また、230には左側（Ｌ）の復調信号が得られる。
【００６１】
図３に示した実施形態では、ＩＦフィルタ221と222の出力信号である下側波帯に付加する搬送波成分は、簡単のために、周波数変換器212の出力から抽出したものを用いた。しかし、ＩＦフィルタ221と222の出力信号は互いに周波数軸が反転しているので、図５に示した点線で囲まれた回路を付加すると、搬送波成分にまつわりつく定常な雑音成分を含めて同相で加算できることになる。これについて、図３に示した構成に付加あるいは変更した部分を簡単に説明する。231と233はＩＦフィルタ、232は周波数変換器、234は増幅器である。その動作を説明する。周波数変換器211の出力信号からＩＦフィルタ231で搬送波成分を抽出、周波数変換器232で局部発振器220の信号を得て、周波数変換し、その必要な成分をＩＦフィルタ233で抽出後、そのレベルを増幅器234で増幅する。図３の実施形態ではＩＦフィルタ221の出力に増幅器226の出力が加算器224で加算されていたが、図５に示す構成では、ＩＦフィルタ221の出力に増幅器234の出力を加算器224で加算する。
【００６２】
以上の実施形態では、ステレオ信号を受信する場合に用いる受信回路について説明した。この回路を第一の実施形態で付言したモノラル信号専用の送信機において101のマイク音声（Ｌ）を用いる場合、モノラル信号専用の受信機としては、207、213、221のＩＦフィルタ、211、216の周波数変換器、224の加算器と227のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等は不要となるのでこれらを取り除いて良い。また、モノラル信号専用の送信機において100のマイク音声（Ｒ）を用いる場合、モノラル信号専用の受信機としては、208、214、222のＩＦフィルタ、212、217の周波数変換器、225の加算器と228のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不要になるのでこれらを取り除いて良い。
【００６３】
〔第三の実施形態〕
本発明の第三の実施形態について、図６を参照して説明する。図６は本発明の第三の実施形態を示すブロック構成図であり、２ブランチ空間ダイバーシチ受信回路を示す。この受信回路は図１に示した送信回路で送信された信号を受信する受信回路であり、300、301は受信アンテナ、302、303はフロントエンド増幅器、304、305は周波数変換器、306は局部発振器、307、308はＩＦフィルタ、309、310は周波数変換器、311は局部発振器、312、313、314、315、316、317はＩＦフィルタ、318、319は振幅制限回路、320、321、322、323は周波数変換器、324、325は加算器、326、327、328、329はＩＦフィルタ、330、331、332、333は周波数変換器、334、335は局部発振器、336、337、338、339はＩＦフィルタ、340、341は加算器、342、343は増幅器、344、345はＲＺ ＳＳＢ復調処理回路、346、347は復調信号出力端子である。
【００６４】
図６に示した第三の実施形態の受信回路における信号の流れと共にそれぞれの回路の機能について同様に説明する。
【００６５】
２ブランチ空間ダイバーシチ受信するので受信アンテナは２本存在する。まず、一方のブランチについて説明する。300で受信した信号は、フロントエンド増幅器302で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器304で局部発振器306の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ308はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。ＩＦフィルタ308の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器310で局部発振器311の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換されるので、それぞれをＩＦフィルタ314と316で過不足なく信号成分を抽出する。ＩＦフィルタ308の２分割された他方の出力信号は、ＩＦフィルタ312によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路318にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ314と316の出力はそれぞれ周波数変換器320と322に入力し、振幅制限回路318の出力を得て周波数変換される。
【００６６】
他方のブランチについて説明する。301で受信した信号は、フロントエンド増幅器303で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器305で局部発振器306の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ307はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。ＩＦフィルタ307の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器309で局部発振器311の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換されので、それぞれをＩＦフィルタ315と317で過不足なく信号成分を抽出する。ＩＦフィルタ307の２分割された他方の出力信号は、ＩＦフィルタ313によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路319にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ315と317の出力はそれぞれ周波数変換器321と323に入力し、振幅制限回路319の出力を得て周波数変換される。
【００６７】
本実施形態ではダイバーシチの合成法として等利得合成法を採用し、フロントエンド増幅器302から周波数変換器320、322までの利得と、フロントエンド増幅器303から周波数変換器321、323までの利得を、すべて等しくなるように定める。そして、周波数変換器320と321の出力は加算器324で同相に加算する、また、周波数変換器322と323の出力も加算器325で同相に加算し、それぞれ加算器の出力はＩＦフィルタ326と327に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出する。
【００６８】
本実施形態でも、ＤＳＰプロセッサデバイスの周波数領域を有効に利用するために、ＩＦフィルタ326と327の出力はさらに低周波領域に移動する。そこで、必要な成分が過不足なくＩＦフィルタ326と327で抽出された信号は、それぞれ周波数変換器330と331で局部発振器334の出力信号を用いて周波数変換され、それぞれの信号からＩＦフィルタ336と337によって下側波帯成分のみを抽出する。一方、加算器324の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ328にて抽出して周波数変換器332で局部発振器335の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ338で必要な成分のみを抽出する。ここで、周波数変換器332と局部発振器335で周波数変換される信号の周波数は、先にＩＦフィルタ336と337で抽出した下側波帯信号の搬送波周波数成分と一致するように局部発振器335の周波数を決定する。ＩＦフィルタ338の出力は増幅器342でそのレベルが増幅される。そして、増幅器342の出力はＩＦフィルタ336の出力に加算器340で付加され、搬送波が付加された下側波帯信号に変換し、ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路344でＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、復調信号が復調信号出力端子346に得られる。
【００６９】
同様に、加算器325の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ329にて抽出して周波数変換器333で局部発振器335の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ339で必要な成分のみが抽出される。ＩＦフィルタ339の出力は増幅器343でそのレベルが増幅される。そして、増幅器343の出力はＩＦフィルタ337の出力に加算器341で付加され、搬送波が付加された下側波帯信号に変換されて、ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路345でＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、復調信号が復調信号出力端子347に得られる。
【００７０】
各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。伝搬路を伝搬して来た送信波を受信アンテナ300で受信し、フロントエンド増幅器302で必要なレベルに増幅した信号は、伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
となる。ここで、(±δωc)は送信機の角周波数変動、また、ρ1(t)とθ1(t)はそれぞれ伝搬路で影響を受けるレーレ分布則に従うランダムな振幅変動とランダムＦＭ雑音なる位相変動で、受信アンテナ300で受信したものである。ここでは、増幅器で発生する相加性雑音である熱雑音と増幅器の利得など無視して記述した。
【００７１】
（２１）式で記述した信号を中心角周波数が(ωC-ω6)、また、角周波数変動が(±δω)なる局部発振器306の信号を用いて周波数変換器304で周波数変換すると、
となるので、希望波のみをＩＦフィルタ308で抽出する。ここで、簡単のために
Ω6=ω6±δωc±(-δω)
とした。
【００７２】
さらに、（２２）式で記述できるＩＦフィルタ308の出力信号を角周波数が（ω7）なる局部発振器311の信号を用いて周波数変換器310で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ314で、和周波がＩＦフィルタ316で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
となる。ここで、ω7＞ω6としたので、（２２）式と（２３）式を比べると（２２）式の上、下側波帯成分が（２３）式では上下が入れ替わっていることが分かる。また、和周波成分を数式で記述すると、
となるので、上、下側波帯成分には変化はない。
【００７３】
さらに、ＩＦフィルタ308の出力からＩＦフィルタ312によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路318で振幅を一定にすると、その信号は、
SR1lim(t) = cos(Ω6t+θ1(t)) ...(25)
となる。
【００７４】
（２３）式で記述できるＩＦフィルタ314の出力と（２５）式で記述できる振幅制限回路318の出力を周波数変換器320に入力し、その和周波生成機能を用いると
また、（２４）式で記述できるＩＦフィルタ316の出力と（２５）式で記述できる振幅制限回路318の出力を周波数変換器322に入力し、その差周波生成機能を用いると
となる。
【００７５】
（２６）式と（２７）式の搬送波成分の角周波数が(ω7)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±δω)とランダムＦＭ雑音成分θ1(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（２６）式と（２７）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω7)となることは、この処理以後では周波数安定度は、局部発振器311の周波数安定度によってのみ決まる。
【００７６】
次に、伝搬路を伝搬して来た送信波を受信アンテナ301で受信し、フロントエンド増幅器303で必要なレベルに増幅した信号は、伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
となる。ここで、 (±δωc)は送信機の角周波数変動、また、ρ2(t)とθ2(t)はそれぞれ伝搬路で影響を受けるレーレ分布則に従うランダムな振幅変動とランダムＦＭ雑音なる位相変動で、受信アンテナ301で受信したものである。さらに、増幅器で発生する相加性雑音である熱雑音と増幅器の利得など無視して記述した。
【００７７】
（２８）式で記述した信号を中心角周波数が(ωC-ω6)、また、角周波数変動が(±δω)なる局部発振器306の信号を用いて周波数変換器304で周波数変換すると、
となるので、希望波のみをＩＦフィルタ307で抽出する。
【００７８】
（２２）式と（２９）式で記述したＩＦ周波数変換は、ここでは、簡単のために、ＩＦ周波数変換器は一段として説明したが、実際の場合には必要に応じて増やすことが容易にできる。
【００７９】
（２９）式で記述できるＩＦフィルタ307の出力信号を角周波数がω7なる局部発振器311の信号を用いて周波数変換器309で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ315で、和周波がＩＦフィルタ317で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
となる。ここで、ω7＞ω6としたので、（２９）式と（３０）式を比べると（２９）式の上、下側波帯成分が（３０）式では上下が入れ替わっていることが分かる。また、和周波成分を数式で記述すると、
となるので、上、下側波帯成分には変化はない。
【００８０】
さらに、ＩＦフィルタ307の出力からＩＦフィルタ313によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路319で振幅を一定にすると、その信号は、
SR2lim(t) = cos(Ω6t+θ2(t)) ...(32)
となる。
【００８１】
（３０）式で記述できるＩＦフィルタ315の出力と（３２）式で記述できる振幅制限回路319の出力を周波数変換器321に入力し、その和周波生成機能を用いると
また、（３１）式で記述できるＩＦフィルタ317の出力と（３２）式で記述できる振幅制限回路319の出力を周波数変換器323に入力し、その差周波生成機能を用いると
となる。
【００８２】
（３３）式と（３４）式の搬送波成分の角周波数が(ω7)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±δω)とランダムＦＭ雑音成分θ2(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（３３）式と（３４）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω7)となることは、この処理以後では周波数安定度は、局部発振器311の周波数安定度によってのみ決まる。
【００８３】
次に、周波数変換器320と321の出力、即ち、（２６）式と（３３）式で表される信号を加算器324で同相加算すると、
また、周波数変換器322と323の出力、即ち、（２７）式と（３４）式で表される信号を加算器325で同相加算すると、
となる。
【００８４】
（３５）式と（３６）式で記述される信号をそれぞれＩＦフィルタ326と327で抽出する。これらの信号をもとにＲＺ ＳＳＢ復調処理を行ってもよい。しかし、ＤＳＰプロセッサデバイスを用いて処理する場合には、有効に利用できる周波数領域に限りがあるので、本発明では（３５）式と（３６）式で記述できる信号の周波数領域をできるだけ低周波領域に移動することにした。
【００８５】
ＩＦフィルタ326と327のそれぞれの出力を角周波数が（ω7-ωRX）なる局部発振器334の出力を用いて周波数変換器330と331で低周波数領域に移動させ、ＩＦフィルタ336と337を用いて下側波帯成分のみを抽出すると、ＩＦフィルタ336の出力信号は、
となる。
【００８６】
一方、加算器324と325の出力信号から搬送波成分をＩＦフィルタ328と329で抽出して、角周波数が（ω7-ωRX+Δω/2）なる局部発振器335の出力を用いて周波数変換器332と333で周波数変換、その有効成分をそれぞれＩＦフィルタ338と339で抽出する。ＩＦフィルタ338の出力信号は、
SRZScari(t) = (ρ1(t)+ρ2(t))cos((ωRX-Δω/2)t) ...(39)
また、ＩＦフィルタ339の出力信号は、
SRZWcari(t) = (ρ1(t)+ρ2(t))cos((ωRX-Δω/2)t) ...(40)
となり、搬送波成分のみでは、（３９）式と（４０）式は同じ記述であるが、搬送波付近の定常な雑音成分は周波数領域で見ると互いに上下反転しているのでそれぞれ（３９）式と（４０）式を用いる。
【００８７】
ＩＦフィルタ338の出力信号を増幅器342でそのレベルを増幅して、ＩＦフィルタ336の出力に加算器340で付加すると、側波帯を生成した時に用いた搬送周波数と同じ関係にある搬送波を付加した下側波帯信号に変換される。具体的な加算器340の出力信号は、
となり、この信号をＲＺ ＳＳＢ復調処理回路344で復調され、復調信号が復調信号出力端子346に得られる。
【００８８】
同様に、ＩＦフィルタ339の出力信号を増幅器343でそのレベルを増幅、ＩＦフィルタ337の出力に加算器341で付加して、下側波帯信号に変換する。加算器341の出力信号は、
となり、この信号をＲＺ ＳＳＢ復調処理回路345で復調され、復調信号が復調信号出力端子347に得られる。
【００８９】
ここで、ＲＺ ＳＳＢ復調処理が機能するためには、
｜GR(t)｜＜ 1
｜GL(t)｜＜ 1
なる条件が必要であるので、これを満たすように増幅器342と343の増幅度を決定する。
【００９０】
図６に示した実施形態は、ステレオ信号を受信する場合に用いる２ブランチ空間ダイバーシチ受信回路である。送信回路がモノラル信号専用であり、図１におけるマイク音声（L）101のみが送信される場合には、モノラル信号専用の受信回路として、314、315、326、328、336、338のＩＦフィルタ、320、321、330、332の周波数変換器、324、340の加算器、342の増幅器と344のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不用となるので、これらを取り除けばよい。また、モノラル信号専用の送信回路においてマイク音声（Ｒ）100のみが用いられる場合には、モノラル信号専用の受信回路として、316、317、327、329、337、339のＩＦフィルタ、322、323、331、333の周波数変換器、325、341の加算器、343の増幅器と345のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不要となるのでこれらを取り除けばよい。
【００９１】
以上の実施形態ではラジオマイクを例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の利用形態で本発明を実施できる。例えば、一つの筐体に送信回路と受信回路と組み込んだ複数の送受信機間で双方向通信を行なう利用形態で本発明を実施することができ、また、携帯電話のように、送受信機が無線基地局を経由して通信する形態でも本発明を実施できる。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、
▲１▼ 単側波帯（ＳＳＢ）変調技術を用いるので、必要な伝送帯域が情報信号帯域に等しく、従来の変調技術に比べて画期的に狭帯域化が図られる。
▲２▼ 信号処理範囲内にある周波数変動に対して、十分に高品質な復調信号が得られるように受信回路構成としたので、周波数安定度に起因する復調信号の品質劣化は生じない。
▲３▼ フェージングなどの外乱の相乗性雑音に強い受信特性が得られ、品質が高い復調信号が得られる。
という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態における送信回路を示すブロック構成図。
【図２】送信される側波帯および搬送波（パイロット信号）成分の周波数軸上の配置例を示す図。
【図３】本発明の第二の実施形態における受信回路を示すブロック構成図。
【図４】受信回路内での周波数変換時の周波数領域における信号配置例を説明する図。
【図５】本発明の第二の実施形態の受信回路に一部回路を付加した例を示すブロック構成図。
【図６】本発明の第三の実施形態における受信回路であり、２ブランチ空間ダイバーシチ受信方式を用いた受信回路を示すブロック構成図。
【符号の説明】
100、 101 信号処理されたマイク音声
102、103 バンドパスフィルタ
104、 105、362、363 遅延回路
106、 107 ヒルベルト変換器
114、115 ９０度移相器
116 減算器
108、109、110、111 掛け算器
120、202、205、211、212、216、217、218、232、304、305、309、310、320、321、322、323、330、331、332、333、366、367、374、375、376 周波数変換器
112、 113、118、121、203、 206、219、220、306、311、334、335、368 局部発振器
122、204、207、208、209、213、214、215、221、222、223、231、233、307、308、312、313、314、315、316、317、326、327、328、329、336、337、338、339、360、361、369、370、371、372 ＩＦフィルタ
123 送信器
201、302、303 フロントエンド増幅器
226、234、342、343 増幅器
210、318、319、364、365 振幅制限回路
124 送信アンテナ
200、300、301 受信アンテナ
227、228、344、345 ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路
117、119、224、324、325、340、341 加算器
229、230、346、347 復調信号出力端子
362、363 遅延回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、狭帯域でありながら優れた伝送品質が確保できる無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路に関する。さらに詳しくは、音声や楽器音等の音響信号や各種のマルチメディア信号を伝送する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
(1) 広帯域ＦＭ変復調技術
音声や楽器音等の音響信号を高品位に伝送する無線通信用送受信回路の一つの例としてラジオマイクがあり、その標準規格には、RCR STD-15：「特定小電力無線局ラジオマイク用無線設備」とRCR STD-22：「特定ラジオマイクの陸上移動局の無線設備」などがある。これらの規格では広帯域ＦＭ変復調技術が採用されている。
【０００３】
RCR STD-15の標準規格では、使用する無線周波数領域によって規格が異なる。それらを列記すると、70 MHz、300 MHzと800MHz帯を使用する場合、その変調周波数と占有周波数帯幅は、それぞれ70 MHz帯の場合には10 kHz以内と60 kHz、300 MHz帯の場合には7 kHz以内と30 kHz、また、800 MHz帯の場合には15 kHz以内と110 kHzと規定している。
【０００４】
RCR STD-22の標準規格では、音響信号帯域が15 kHz以内のモノラル信号を伝送するための占有周波数帯幅は、周波数偏移が±40 kHz以内のものにあっては110 (=2×(15＋40)) kHz、周波数偏移が±40 kHzを超え±150 kHz以内のものにあっては330 (=2×(15＋150)) kHzである。カッコ内はカーソン則を適用した場合である。ステレオ信号を伝送するための占有周波数帯幅は250kHzである。
【０００５】
(2) デジタル移動無線技術
各種のマルチメディア信号を伝送するデジタル移動無線技術の標準規格として、例えば、RCR STD-39がある。この標準規格では３通りの変調方式、即ち、M16QAM、π/4シフトQPSKと16QAMについて規定している。それらのチャネル間隔はすべて25 kHzである。M16QAMの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は64 kbpsと24.3 kHz、π/4シフトQPSKの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は32kbpsと24.3 kHz、16QAMの場合には伝送速度と占有周波数帯幅は64 kbpsと20 kHzである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
(1) 広帯域ＦＭ変復調技術
従来の広帯域ＦＭ変復調技術によるラジオマイクの場合、以下のような問題があった。
【０００７】
▲１▼ 音響信号を品質良く伝送するために広帯域ＦＭ変復調技術が必要で、また、ＦＭ変調技術はその性質から、電力効率に優れた非線型増幅器を用いることができると言う特長があり、ラジオマイク等に適していた。しかし、広帯域ＦＭ変調技術では、上記の標準規格を例にして考察すると、その占有周波数帯域幅が変調信号帯域幅に比べて4.3 (=30/7)倍から22 (=330/15)倍広い。このことは広帯域ＦＭ変復調技術ではスペクトラム利用効率が悪いと言う問題がある。
【０００８】
▲２▼ ラジオマイクの利用者の増大に従って、広帯域ＦＭ変復調技術では需要増大に対応することが現用の限られた電波資源では困難になり、占有周波数帯域幅の狭帯域化が求められている。しかし、ラジオマイクの場合には伝送品質を犠牲にできないので、陸上業務用無線システムでその容量増大のために従来行ってきたように、広帯域ＦＭを狭帯域ＦＭ化しても、画期的に狭帯域化することは困難である。
【０００９】
(2) デジタル移動無線技術
RCR STD-39の標準規格を例にその問題点を挙げると、変調方式がM16QAMと16QAMの場合には、フェージングに弱く十分な伝送品質を確保するのが難しく、サービスエリアが狭いと言う問題が、また、π/4QPSKにおいてはスペクトラム利用効率が1.28 (=32/25)ビット/Hzと低く、実際に利用できるスループットは60〜70％程度であるなどの問題点がある。
【００１０】
本発明は、高い伝送品質を維持しながら、現在用いている広帯域ＦＭ変調方式やデジタル移動無線技術に比べて画期的に占有周波数帯域幅やチャネル間隔の狭帯域化が可能で、スペクトラム利用効率が高い無線通信方式およびその送信回路ならびに受信回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の第一の観点によると、情報信号を単側波信号の搬送波が抑圧された一つの側波帯に割り当て、その側波帯を生成する時に用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分であるパイロット信号と共に送信する送信手段と、この送信手段からの送信波を受信して復調する受信復調手段とを備え、上記受信復調手段は、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換して側波帯と側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を付与した単側波帯信号を生成する手段と、この手段により得られた単側波帯信号の位相項、すなわち、実数零点から情報信号を復調する手段とを含むことを特徴とする無線通信方式が提供される。
【００１２】
単側波帯信号の位相項、すなわち、実数零点から情報信号を復調する技術はＲＺ ＳＳＢ（Real Zero Single Sideband）変復調技術として知られ、狭帯域で優れた復調特性が得られる。ＲＺ ＳＳＢ変復調技術については、特公平06-018333（特許第1888866号）に詳しい。本発明は、この技術を利用して狭帯域で優れた伝送品質の無線通信方式を実現するために、変調波の生成方法と復調方法に新たな工夫を加えたものである。
【００１３】
送信手段は、二系列の情報信号の一方を上側波帯に、他方を下側波帯に割り当てて送信する構成であり、受信復調手段は、上側波帯と下側波帯とを別々の単側波帯として復調する構成であることが望ましい。
【００１４】
情報信号として音響信号であるステレオ信号を伝送する場合には、変調波は、右側（Ｒ）と左側（Ｌ）の信号を、例えば、上側波帯と下側波帯に割り当て、さらに、復調時に必要な搬送波（パイロット信号）成分を付加して送信波を生成する。ステレオ信号の上、下側波帯への割り当てについては、マトリックス回路によって生成した差（Ｌ-Ｒ）と和（Ｒ+Ｌ）信号を上側波帯と下側波帯に割り当て送信したり、または、逆に割り当てて送信することも可能である。一方、モノラル（Ｒ+Ｌ）信号の場合には、上側波帯あるいは下側波帯の一つの側波帯に割り当てて送信する。
【００１５】
情報信号として各種のマルチメディア信号を伝送する場合には、情報信号を二分割してそれぞれを上側波帯と下側波帯に割り当てて伝送する形態や一つの側波帯に収容して伝送する形態が可能である。
【００１６】
搬送波（パイロット信号）成分として、上側波帯および下側波帯を同一の搬送波によって生成した時の搬送波を用いた場合には、送受信回路で用いる局部発振器の周波数安定度の影響により、上側波帯と下側波帯の間に存在する搬送波成分を抽出するためのバンドパスフィルタには非常に急峻な選択特性が要求され、その実現が困難になる。これに対して本発明によれば、局部発振器の周波数安定度を考慮に入れて、選択特性が緩いバンドパスフィルタで搬送波（パイロット信号）成分が抽出できるように上側波帯、下側波帯と搬送波（パイロット信号）成分とを周波数軸上で十分に離して配置して、伝送することにより、受信回路で搬送波（パイロット信号）成分の抽出が容易になると言う利点がある。このような信号配列により、比較的簡単な回路構成で高品質な復調信号が得られる。
【００１７】
また、従来のＳＳＢ復調方法では復調特性が周波数変動に起因する離調歪が発生して著しく復調信号の品質を劣化させていたが、ＲＺ ＳＳＢ復調技術ではこのような歪が原理的に発生しない手法を用い、従来のＳＳＢ復調方法の欠点を克服することができる。
【００１８】
本発明の第二の観点によると、上述した無線通信方式で用いられる送信回路が提供される。この送信回路は、情報信号により第一の搬送波を変調して搬送波抑圧単側波帯信号を生成する手段と、この搬送波抑圧単側波帯に上記第一の搬送波とは異なる周波数の搬送波成分であるパイロット信号を加算する手段とを備えたことを特徴とする。
【００１９】
二系列の情報信号の一方を上側波帯に、他方を下側波帯に割り当てて送信することが望ましく、上記搬送波抑圧単側波帯信号を生成する手段は、二系列の情報信号の一方と第一の角周波数ω1の信号とにより搬送波抑圧上側波帯信号を生成する第一の回路手段と、上記二系列の情報信号の他方と第二の角周波数ω2の信号とにより搬送波抑圧下側波帯信号を生成する第二の回路手段とを含み、上記パイロット信号を加算する手段は、上記搬送波抑圧上側波帯信号と、上記搬送波抑圧下側波帯信号と、ω1>ω3>ω2なる第三の角周波数ω3のパイロット信号とを加算する第三の回路手段を含むことができる。上記第三の角周波数ω3は、
ω3 ＝ (ω1+ω2)/2
に設定されることが望ましい。
【００２０】
本発明の第三の観点によると、上述した無線通信方式で用いられる受信回路が提供される。この受信回路は、情報信号がひとつの側波帯に割り当てられた変調波を搬送波成分と共に受信して復調する受信回路において、上記搬送波成分は上記側波帯を生成する時に用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分のパイロット信号であり、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換し、側波帯に対してその側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を付与した単側波帯信号を生成する手段と、この手段により得られた単側波帯信号の位相項から情報信号を復調する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２１】
上側波帯と下側波帯とを分離して別々の単側波帯変調波として処理する手段を含むことが望ましい。このとき上記処理する手段は、受信信号から周波数領域における信号配置が互いに反転した同一周波数帯の二系統の信号を生成する手段を含むことが望ましい。
【００２２】
上記二系統の信号を生成する手段は、受信信号を第一の局部発振信号により第一の周波数帯（ω4）に周波数変換する第一の周波数変換手段と、この第一の周波数変換手段の出力を上記第一の局部発振信号より周波数の高い第二の局部発振信号（ω5）により周波数変換して、周波数領域における信号配置が互いに反転した差周波数成分（ω5-ω4）と和周波数成分（ω5+ω4）とを抽出する第二の周波数変換手段と、上記第一の周波数変換手段の出力を分岐し振幅制限を行ってパイロット信号（ω4）を抽出するパイロット信号抽出手段と、抽出されたパイロット信号により上記差周波数成分を周波数変換して和周波数成分（ω5）を抽出する第三の周波数変換手段と、上記抽出されたパイロット信号により上記第二の周波数変換手段で抽出された和周波数成分を周波数変換して差周波数成分（ω5）を抽出する第四の周波数変換手段とを含むことができる。
【００２３】
この構成では、抽出したパイロット信号を用いて周波数変換することから、ランダムFM雑音を除去する効果も得られる。
【００２４】
本発明の受信回路を空間ダイバーシチ構成とすることもできる。すなわち、複数の受信アンテナを備え、この複数の受信アンテナに対して上記二系統の信号を生成する手段がそれぞれ設けられ、各受信アンテナに対する上記二系統の信号を生成する手段の出力を同一の系で加算する手段を備えることができる。
【００２５】
上記処理する手段は、上記二系統の信号をそれぞれ第三の局部発振信号により周波数変換する手段と、上記二系統の信号の少なくとも一方の信号を分岐し、上記第三の局部発振信号とは所定の周波数だけ異なる第四の局部発振信号により周波数変換して、上記二系統の信号のそれぞれの側波帯に対してその側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を抽出する手段と、この抽出された搬送波成分を上記第三の局部発振信号により周波数変換する手段の出力に加算する手段とをさらに含むことができる。
【００２６】
上記搬送波成分を抽出する手段を上記二系統の信号のそれぞれについて同一の局部発振信号により別々に搬送波成分を抽出する構成とし、上記加算する手段では、上記二系統の信号のそれぞれについて、上記周波数変換する手段の出力と上記抽出する手段の出力とを加算する構成とすることもできる。
【００２７】
本実施形態ではダイバーシチの合成法として等利得合成法を採用し、フロントエンド増幅器302から周波数変換器320、322までの利得と、フロントエンド増幅器303から周波数変換器321、323までの利得を、すべて等しくなるように定める。そして、周波数変換器320と321の出力は加算器324で同相に加算する、また、周波数変換器322と323の出力も加算器325で同相に加算し、それぞれ加算器の出力はＩＦフィルタ326と327に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出する。
【００２８】
以上の受信回路の構成によれば、送受信機の発振器の周波数安定度に依存せずに、ＲＺ ＳＳＢ復調技術を容易に利用できる。このため、上側波帯、下側波帯および搬送波（パイロット信号）成分の周波数安定度の範囲内なら、二重の対策が成されているので、高い品質の復調信号が確保できる。また、伝搬路で発生する相乗性雑音を容易に除去でき、忠実な情報信号帯域特性が確保できる。
【００２９】
本発明では、送受信回路に求められる精度の高い信号処理を容易に行うために、デジタル信号処理（ＤＳＰ、Digital Signal Processing）技術を用いることが望ましい。この技術を用いると、回路の調整が不要になると共に、量産効果が期待できるＤＳＰプロセッサデバイスを用いるので、受信機が安価に構成でき、経済性が確保できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態として、ラジオマイクを例に、ステレオ信号を伝送する場合について以下に詳細に説明する。以下の実施形態は本発明の主旨を理解するためのものであり、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではない。
【００３１】
〔第一の実施形態〕
本発明の第一の実施形態について、図１および図２を参照して説明する。図１は本発明の第一の実施形態を示すブロック構成図であり、送信回路の構成例を示す。ここでは、送信回路におけるSSB信号生成には、既知の移相法を用いた場合について述べるが、SSB信号を生成する方法には、この他にバンドパスフィルタを用いる方法やウィバー（Weaver）法などが知られている。図２は送信される側波帯および搬送波成分の周波数軸上の配置例を示す。図１に示す送信回路において、100は信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声、101は信号処理された左（Ｌ）側のマイク音声、102と103はバンドパスフィルタ、104と105は遅延回路、106と107はヒルベルト変換器、108、109、110と111は掛け算器、112と113は局部発振器、114と115は９０度移相器、116は減算器、117は加算器、118は局部発振器、119は加算器、120は周波数変換器、121は局部発振器、122はＩＦ（中間周波数）フィルタ、123は送信器、124は送信アンテナである。
【００３２】
図１に示した送信回路の信号の流れおよびそれぞれ回路の機能について簡単に説明する。
【００３３】
信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声100の出力と信号処理された左（Ｌ）側のマイク音声101の出力はそれぞれバンドパスフィルタ102と103で不要な帯域を除去する。バンドパスフィルタ102の出力は遅延回路104とヒルベルト変換器106によって互いに直交する信号を生成する。また、局部発振器112の出力は９０度移相器114によって互いに直交する信号を生成する。そして、それぞれの直交する信号を掛け算器108と110で掛け合わせ、減算器116で減算すると上側波帯（ＵＳＢ）が生成できる。このようなＳＳＢ信号生成法は移相法と呼ばれている。
【００３４】
同様に移相法を用いてバンドパスフィルタ103出力に対する下側波帯（ＬＳＢ）を生成する。すなわち、バンドパスフィルタ103出力は遅延回路105とヒルベルト変換器107によって互いに直交する信号を生成、局部発振器113の出力も９０度移相器115によって互いに直交する信号を生成して、それぞれの直交する信号を掛け算器109と111で掛け合わせ、加算器117で加算すると下側波帯（ＬＳＢ）が生成できる。
【００３５】
上側波帯（ＵＳＢ）が生成されている減算器116の出力、下側波帯（ＬＳＢ）が生成されている加算器117の出力と局部発振器118の出力を加算器119で加算する。局部発振器118の出力は、復調時に必要な搬送波成分を生成するために必要な信号成分である。搬送波成分は情報信号を運んでいないので、送信波の伝送効率を高めるために、ＵＳＢやＬＳＢ信号レベルに比べてできるだけ低いレベルで付加する。
【００３６】
加算器119の出力は、周波数変換器120で局部発振器121の信号によって周波数変換され、ＩＦフィルタ122で必要な周波数成分を抽出、送信器123で増幅して、送信アンテナ124から電波が放射される。ここでは、簡単のために、周波数変換器は一段としたが、必要に応じて増やすことができる。
【００３７】
さらに、各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。信号処理された右（Ｒ）側のマイク音声100の出力をgR(T)とし、遅延回路104の出力はgR(T-τ)= GR(t)、ヒルベルト変換器106の出力をH(gR(T-τ))= H(GR(t))とする。ここで、H(g(T))はg(T)のヒルベルト変換、τはヒルベルト変換器の処理遅延、Tとｔは時間変数を表す。同様に、左（Ｌ）側のマイク音声101の出力に対する遅延回路105の出力をGL(t)、ヒルベルト変換器107の出力をH(GL(t))とする。
【００３８】
さらに、局部発振器112の角周波数を（ω1）とすると、減算器116の出力には上側波帯（ＵＳＢ）が生成される。それは、
Susb(t) = GR(t)cos(ω1t) - H(GR(t))sin(ω1t) (1)
と記述できる。また、局部発振器113の角周波数を（ω2）と置くと、加算器117の出力には下側波帯（ＬＳＢ）が生成される。それは、
Slsb(t) = GL(t)cos(ω2t) + H(GL(t))sin(ω2t) (2)
と記述できる。ただし、ω1 ＞ω2とした。
【００３９】
次に、（１）式と（２）式で記述できる上側波帯と下側波帯に、局部発振器118の角周波数が（ω3）、その振幅がKの信号をともに加算器119で加算すると、その出力は、
ω3 = (ω1 +ω2)/2 ...(4)
とすると、搬送波（パイロット信号）成分は上側波帯（ＵＳＢ）と下側波帯（ＬＳＢ）の中央に挿入される。また、（ω1）と（ω2）との周波数間隙（Δω）を、
Δω = ω1 - ω2 ...(5)
とおく。（４）、（５）式から、
ω1 =ω3 + Δω/2
ω2 =ω3 - Δω/2 ...(6)
となる。また、送信波の情報伝送効率を考慮して、
K ＜｜GR(t)｜
K ＜｜GL(t)｜
とした。（６）式を用いると、（３）式は、
【００４０】
（７）式で表される信号を周波数変換器120で中心角周波数が（ωC-ω3）、また、その角周波数変動が(±δωc)なる局部発振器121信号によって周波数変換すると、
【００４１】
図１に示した送信回路において、たとえば、100から119までの回路はＤＳＰプロセッサデバイスを用いて構成すると、精度の高い送信信号が生成できる。
【００４２】
図１を参照してステレオ信号を送信する場合に用いる送信回路について説明した。この回路をモノラル信号専用の送信機に適用する場合には、信号処理されたマイク音声101としてモノラル信号（Ｒ+Ｌ）を導入し、不要となるマイク音声100から減算器116までの回路は除去してよい。また、この逆に、信号処理されたマイク音声100としてモノラル信号（Ｒ+Ｌ）を導入して用いる場合には、マイク音声101から加算器117までの回路を除去しても良い。
【００４３】
〔第二の実施形態〕
本発明の第二の実施形態について、図３および図４を参照して説明する。図３は図１に示した送信回路から送信された信号を受信する受信回路の構成を示し、図４はこの受信回路内での周波数変換処理時の周波数領域における信号配置例を示す。図３に示す受信回路において、200は受信アンテナ、201はフロントエンド増幅器、202は周波数変換器、203は局部発振器、204はＩＦフィルタ、205は周波数変換器、206は局部発振器、207、208、209はＩＦフィルタ、210は振幅制限回路、211、212は周波数変換器、213、214、215はＩＦフィルタ、216、217、218は周波数変換器、219、220は局部発振器、221、222、223はＩＦフィルタ、226は増幅器、224、225は加算器、227、228はＲＺ ＳＳＢ復調処理回路、229、230は復調信号出力端子である。
【００４４】
図３に示した第二の実施形態の受信回路における信号の流れと共にそれぞれの回路の機能について同様に説明する。
【００４５】
受信アンテナ200で受信した信号は、フロントエンド増幅器201で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器202で局部発振器203の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ204はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。
【００４６】
ＩＦフィルタ204の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器205で局部発振器206の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換される、そして、それぞれをＩＦフィルタ207と208で過不足なく信号成分を抽出する。２分割された他方のＩＦフィルタ204の出力信号は、ＩＦフィルタ209によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路210にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ207と208の出力はそれぞれ周波数変換器211と212に入力し、振幅制限回路210の出力を得て周波数変換される。
【００４７】
周波数変換器211と212の出力は、それぞれＩＦフィルタ213と214に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出し、それぞれ周波数変換器216と217で局部発振器219の出力信号を用いて周波数変換され、それぞれの信号からＩＦフィルタ221と222によって下側波帯成分のみを抽出する。
【００４８】
一方、周波数変換器212の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ215にて抽出して周波数変換器218で局部発振器220の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ223で必要な成分のみが抽出される。
【００４９】
ここで、周波数変換器218と局部発振器220で周波数変換される信号の周波数は、先にＩＦフィルタ221と222で抽出した下側波帯信号の搬送波周波数成分と一致するように局部発振器220の周波数を決定する。ＩＦフィルタ223の出力は増幅器226でそのレベルが増幅される。
【００５０】
そして、増幅器226の出力はＩＦフィルタ221と222の出力にそれぞれ加算器224と225で付加すると、側波帯を生成する時に用いた搬送周波数と同一関係にある搬送波が付加された下側波帯信号に変換されて、それぞれＲＺ ＳＳＢ復調処理回路227と228に導かれ、ＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、図1に示した送信機で送信した右側（Ｒ）の復調信号が復調信号出力端子229に、また、左側（Ｌ）の復調信号が復調信号出力端子230に得られる。
【００５１】
各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。図１に示した送信機から発射、伝搬路を伝搬した電波を、受信アンテナ200で受信し、フロントエンド増幅器201で必要なレベルに増幅する。その信号は伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
【００５２】
（９）式で記述した信号を、発振器の中心角周波数が(ωC-ω4）、また、角周波数変動が(±δω：δω≪ωC-ω4）である局部発振器203の信号を用いて周波数変換器202で周波数変換すると、
Ω4=ω4±δωc±(-δω)
とした。さらに、ＩＦ周波数変換器は一段として説明したが、実際の場合には必要に応じて増やすことが容易にできる。
【００５３】
（１０）式で記述できるＩＦフィルタ204の出力信号を角周波数が（ω5）なる局部発振器206の信号を用いて周波数変換器205で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ207で、和周波がＩＦフィルタ208で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
【００５４】
さらに、ＩＦフィルタ204の出力からＩＦフィルタ209によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路210で振幅を一定にすると、その信号は、
SRlim(t) = cos(Ω4t+θ(t)) ...(13)
となり、ランダムな振幅変動成分ρ(t)が除去される。
【００５５】
（１１）式で記述できるＩＦフィルタ207の出力と（１３）式で記述できる振幅制限回路210の出力を周波数変換器211に入力し、その和周波生成機能を用いると
【００５６】
（１４）式と（１５）式の搬送波成分の角周波数が(ω5)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±(-δω))とランダムＦＭ雑音成分θ(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（１４）式と（１５）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω5)となることは、この処理以後では、周波数安定度は、局部発振器206の周波数安定度によってのみ決まることを意味する。そして、各々の信号をＩＦフィルタ213と214で抽出して、（１４）式と（１５）式で記述した信号をもとにＲＺ ＳＳＢ復調処理を行ってもよい。しかし、ＤＳＰプロセッサデバイスを用いて処理する場合には、有効に利用できる周波数領域に限りがあるので、本発明では（１４）と（１５）式で記述できる信号の周波数領域をできるだけ低周波領域に移動することにした。
【００５７】
ＩＦフィルタ213と214のそれぞれの出力を角周波数が（ω5-ωRX）なる局部発振器219の出力を用いて周波数変換器216と217で低周波数領域に移動させ、ＩＦフィルタ221と222を用いて下側波帯成分のみを抽出すると、ＩＦフィルタ221の出力信号は、
【００５８】
一方、周波数変換器212の出力信号から搬送波成分をＩＦフィルタ215で抽出して、角周波数が（ω5-ωRX+Δω/2）なる局部発振器220の出力を用いて周波数変換器218で周波数変換、その有効成分をＩＦフィルタ223で抽出する。その信号は、
SRZcari(t) =ρ(t)cos((ωRX-Δω/2)t) ...(18)
となり、増幅器226でそのレベルを増幅して、ＩＦフィルタ221と222の出力にそれぞれ加算器224と225で付加する。
【００５９】
加算器224の出力信号は、
｜GR(t)｜＜1
｜GL(t)｜＜1
なる条件が必要であるので、これを満たすように増幅器226の増幅度を決定する。
【００６０】
加算器224と225の出力をそれぞれＲＺ ＳＳＢ復調処理回路227と228に入力すると、復調信号出力端子229には右側（Ｒ）の復調信号が、また、230には左側（Ｌ）の復調信号が得られる。
【００６１】
図３に示した実施形態では、ＩＦフィルタ221と222の出力信号である下側波帯に付加する搬送波成分は、簡単のために、周波数変換器212の出力から抽出したものを用いた。しかし、ＩＦフィルタ221と222の出力信号は互いに周波数軸が反転しているので、図５に示した点線で囲まれた回路を付加すると、搬送波成分にまつわりつく定常な雑音成分を含めて同相で加算できることになる。これについて、図３に示した構成に付加あるいは変更した部分を簡単に説明する。231と233はＩＦフィルタ、232は周波数変換器、234は増幅器である。その動作を説明する。周波数変換器211の出力信号からＩＦフィルタ231で搬送波成分を抽出、周波数変換器232で局部発振器220の信号を得て、周波数変換し、その必要な成分をＩＦフィルタ233で抽出後、そのレベルを増幅器234で増幅する。図３の実施形態ではＩＦフィルタ221の出力に増幅器226の出力が加算器224で加算されていたが、図５に示す構成では、ＩＦフィルタ221の出力に増幅器234の出力を加算器224で加算する。
【００６２】
以上の実施形態では、ステレオ信号を受信する場合に用いる受信回路について説明した。この回路を第一の実施形態で付言したモノラル信号専用の送信機において101のマイク音声（Ｌ）を用いる場合、モノラル信号専用の受信機としては、207、213、221のＩＦフィルタ、211、216の周波数変換器、224の加算器と227のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等は不要となるのでこれらを取り除いて良い。また、モノラル信号専用の送信機において100のマイク音声（Ｒ）を用いる場合、モノラル信号専用の受信機としては、208、214、222のＩＦフィルタ、212、217の周波数変換器、225の加算器と228のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不要になるのでこれらを取り除いて良い。
【００６３】
〔第三の実施形態〕
本発明の第三の実施形態について、図６を参照して説明する。図６は本発明の第三の実施形態を示すブロック構成図であり、２ブランチ空間ダイバーシチ受信回路を示す。この受信回路は図１に示した送信回路で送信された信号を受信する受信回路であり、300、301は受信アンテナ、302、303はフロントエンド増幅器、304、305は周波数変換器、306は局部発振器、307、308はＩＦフィルタ、309、310は周波数変換器、311は局部発振器、312、313、314、315、316、317はＩＦフィルタ、318、319は振幅制限回路、320、321、322、323は周波数変換器、324、325は加算器、326、327、328、329はＩＦフィルタ、330、331、332、333は周波数変換器、334、335は局部発振器、336、337、338、339はＩＦフィルタ、340、341は加算器、342、343は増幅器、344、345はＲＺ ＳＳＢ復調処理回路、346、347は復調信号出力端子である。
【００６４】
図６に示した第三の実施形態の受信回路における信号の流れと共にそれぞれの回路の機能について同様に説明する。
【００６５】
２ブランチ空間ダイバーシチ受信するので受信アンテナは２本存在する。まず、一方のブランチについて説明する。300で受信した信号は、フロントエンド増幅器302で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器304で局部発振器306の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ308はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。ＩＦフィルタ308の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器310で局部発振器311の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換されるので、それぞれをＩＦフィルタ314と316で過不足なく信号成分を抽出する。ＩＦフィルタ308の２分割された他方の出力信号は、ＩＦフィルタ312によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路318にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ314と316の出力はそれぞれ周波数変換器320と322に入力し、振幅制限回路318の出力を得て周波数変換される。
【００６６】
他方のブランチについて説明する。301で受信した信号は、フロントエンド増幅器303で必要なレベルに増幅される。その信号は周波数変換器305で局部発振器306の出力信号を用いて、周波数変換され、ＩＦフィルタ307はその周波数変換された必要な成分を過不足なく抽出する。ＩＦフィルタ307の出力信号は２分割され、一方は周波数変換器309で局部発振器311の出力信号を用いて、差周波と和周波に変換されので、それぞれをＩＦフィルタ315と317で過不足なく信号成分を抽出する。ＩＦフィルタ307の２分割された他方の出力信号は、ＩＦフィルタ313によって搬送波（パイロット信号）成分のみを抽出し、振幅制限回路319にて振幅を一定にする。ＩＦフィルタ315と317の出力はそれぞれ周波数変換器321と323に入力し、振幅制限回路319の出力を得て周波数変換される。
【００６７】
本実施形態ではダイバーシチの合成法として等利得合成法を採用し、フロントエンド増幅器302から周波数変換器320、322までの利得と、フロントエンド増幅器303から周波数変換器321、323までの利得を、すべて等しくなるように定める。そして、周波数変換器320と321の出力は加算器324で同相に加算する、また、周波数変換器322と323の出力も加算器325で同相に加算し、それぞれ加算器の出力はＩＦフィルタ326と327に導かれ、必要な成分を過不足なく抽出する。
【００６８】
本実施形態でも、ＤＳＰプロセッサデバイスの周波数領域を有効に利用するために、ＩＦフィルタ326と327の出力はさらに低周波領域に移動する。そこで、必要な成分が過不足なくＩＦフィルタ326と327で抽出された信号は、それぞれ周波数変換器330と331で局部発振器334の出力信号を用いて周波数変換され、それぞれの信号からＩＦフィルタ336と337によって下側波帯成分のみを抽出する。一方、加算器324の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ328にて抽出して周波数変換器332で局部発振器335の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ338で必要な成分のみを抽出する。ここで、周波数変換器332と局部発振器335で周波数変換される信号の周波数は、先にＩＦフィルタ336と337で抽出した下側波帯信号の搬送波周波数成分と一致するように局部発振器335の周波数を決定する。ＩＦフィルタ338の出力は増幅器342でそのレベルが増幅される。そして、増幅器342の出力はＩＦフィルタ336の出力に加算器340で付加され、搬送波が付加された下側波帯信号に変換し、ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路344でＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、復調信号が復調信号出力端子346に得られる。
【００６９】
同様に、加算器325の出力から搬送波成分をＩＦフィルタ329にて抽出して周波数変換器333で局部発振器335の出力信号を用いて周波数変換され、ＩＦフィルタ339で必要な成分のみが抽出される。ＩＦフィルタ339の出力は増幅器343でそのレベルが増幅される。そして、増幅器343の出力はＩＦフィルタ337の出力に加算器341で付加され、搬送波が付加された下側波帯信号に変換されて、ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路345でＲＺ ＳＳＢ復調処理が施されて、復調信号が復調信号出力端子347に得られる。
【００７０】
各々の回路の動作を、数式を用いて説明する。伝搬路を伝搬して来た送信波を受信アンテナ300で受信し、フロントエンド増幅器302で必要なレベルに増幅した信号は、伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
【００７１】
（２１）式で記述した信号を中心角周波数が(ωC-ω6)、また、角周波数変動が(±δω)なる局部発振器306の信号を用いて周波数変換器304で周波数変換すると、
Ω6=ω6±δωc±(-δω)
とした。
【００７２】
さらに、（２２）式で記述できるＩＦフィルタ308の出力信号を角周波数が（ω7）なる局部発振器311の信号を用いて周波数変換器310で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ314で、和周波がＩＦフィルタ316で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
【００７３】
さらに、ＩＦフィルタ308の出力からＩＦフィルタ312によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路318で振幅を一定にすると、その信号は、
SR1lim(t) = cos(Ω6t+θ1(t)) ...(25)
となる。
【００７４】
（２３）式で記述できるＩＦフィルタ314の出力と（２５）式で記述できる振幅制限回路318の出力を周波数変換器320に入力し、その和周波生成機能を用いると
【００７５】
（２６）式と（２７）式の搬送波成分の角周波数が(ω7)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±δω)とランダムＦＭ雑音成分θ1(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（２６）式と（２７）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω7)となることは、この処理以後では周波数安定度は、局部発振器311の周波数安定度によってのみ決まる。
【００７６】
次に、伝搬路を伝搬して来た送信波を受信アンテナ301で受信し、フロントエンド増幅器303で必要なレベルに増幅した信号は、伝搬路で発生した相乗性外乱によって、
【００７７】
（２８）式で記述した信号を中心角周波数が(ωC-ω6)、また、角周波数変動が(±δω)なる局部発振器306の信号を用いて周波数変換器304で周波数変換すると、
【００７８】
（２２）式と（２９）式で記述したＩＦ周波数変換は、ここでは、簡単のために、ＩＦ周波数変換器は一段として説明したが、実際の場合には必要に応じて増やすことが容易にできる。
【００７９】
（２９）式で記述できるＩＦフィルタ307の出力信号を角周波数がω7なる局部発振器311の信号を用いて周波数変換器309で周波数変換すると、差周波がＩＦフィルタ315で、和周波がＩＦフィルタ317で抽出できる。まず、差周波成分を数式で記述すると、
【００８０】
さらに、ＩＦフィルタ307の出力からＩＦフィルタ313によって搬送波成分のみを抽出し、振幅制限回路319で振幅を一定にすると、その信号は、
SR2lim(t) = cos(Ω6t+θ2(t)) ...(32)
となる。
【００８１】
（３０）式で記述できるＩＦフィルタ315の出力と（３２）式で記述できる振幅制限回路319の出力を周波数変換器321に入力し、その和周波生成機能を用いると
【００８２】
（３３）式と（３４）式の搬送波成分の角周波数が(ω7)となると共に、両式では、角周波数変動(±δωc±δω)とランダムＦＭ雑音成分θ2(t)が完全に除去されていることが分かる。また、（３３）式と（３４）式の搬送波成分の角周波数は共に(ω7)となることは、この処理以後では周波数安定度は、局部発振器311の周波数安定度によってのみ決まる。
【００８３】
次に、周波数変換器320と321の出力、即ち、（２６）式と（３３）式で表される信号を加算器324で同相加算すると、
【００８４】
（３５）式と（３６）式で記述される信号をそれぞれＩＦフィルタ326と327で抽出する。これらの信号をもとにＲＺ ＳＳＢ復調処理を行ってもよい。しかし、ＤＳＰプロセッサデバイスを用いて処理する場合には、有効に利用できる周波数領域に限りがあるので、本発明では（３５）式と（３６）式で記述できる信号の周波数領域をできるだけ低周波領域に移動することにした。
【００８５】
ＩＦフィルタ326と327のそれぞれの出力を角周波数が（ω7-ωRX）なる局部発振器334の出力を用いて周波数変換器330と331で低周波数領域に移動させ、ＩＦフィルタ336と337を用いて下側波帯成分のみを抽出すると、ＩＦフィルタ336の出力信号は、
【００８６】
一方、加算器324と325の出力信号から搬送波成分をＩＦフィルタ328と329で抽出して、角周波数が（ω7-ωRX+Δω/2）なる局部発振器335の出力を用いて周波数変換器332と333で周波数変換、その有効成分をそれぞれＩＦフィルタ338と339で抽出する。ＩＦフィルタ338の出力信号は、
SRZScari(t) = (ρ1(t)+ρ2(t))cos((ωRX-Δω/2)t) ...(39)
また、ＩＦフィルタ339の出力信号は、
SRZWcari(t) = (ρ1(t)+ρ2(t))cos((ωRX-Δω/2)t) ...(40)
となり、搬送波成分のみでは、（３９）式と（４０）式は同じ記述であるが、搬送波付近の定常な雑音成分は周波数領域で見ると互いに上下反転しているのでそれぞれ（３９）式と（４０）式を用いる。
【００８７】
ＩＦフィルタ338の出力信号を増幅器342でそのレベルを増幅して、ＩＦフィルタ336の出力に加算器340で付加すると、側波帯を生成した時に用いた搬送周波数と同じ関係にある搬送波を付加した下側波帯信号に変換される。具体的な加算器340の出力信号は、
【００８８】
同様に、ＩＦフィルタ339の出力信号を増幅器343でそのレベルを増幅、ＩＦフィルタ337の出力に加算器341で付加して、下側波帯信号に変換する。加算器341の出力信号は、
【００８９】
ここで、ＲＺ ＳＳＢ復調処理が機能するためには、
｜GR(t)｜＜ 1
｜GL(t)｜＜ 1
なる条件が必要であるので、これを満たすように増幅器342と343の増幅度を決定する。
【００９０】
図６に示した実施形態は、ステレオ信号を受信する場合に用いる２ブランチ空間ダイバーシチ受信回路である。送信回路がモノラル信号専用であり、図１におけるマイク音声（L）101のみが送信される場合には、モノラル信号専用の受信回路として、314、315、326、328、336、338のＩＦフィルタ、320、321、330、332の周波数変換器、324、340の加算器、342の増幅器と344のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不用となるので、これらを取り除けばよい。また、モノラル信号専用の送信回路においてマイク音声（Ｒ）100のみが用いられる場合には、モノラル信号専用の受信回路として、316、317、327、329、337、339のＩＦフィルタ、322、323、331、333の周波数変換器、325、341の加算器、343の増幅器と345のＲＺ ＳＳＢ復調処理回路等が不要となるのでこれらを取り除けばよい。
【００９１】
以上の実施形態ではラジオマイクを例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、種々の利用形態で本発明を実施できる。例えば、一つの筐体に送信回路と受信回路と組み込んだ複数の送受信機間で双方向通信を行なう利用形態で本発明を実施することができ、また、携帯電話のように、送受信機が無線基地局を経由して通信する形態でも本発明を実施できる。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、
▲１▼ 単側波帯（ＳＳＢ）変調技術を用いるので、必要な伝送帯域が情報信号帯域に等しく、従来の変調技術に比べて画期的に狭帯域化が図られる。
▲２▼ 信号処理範囲内にある周波数変動に対して、十分に高品質な復調信号が得られるように受信回路構成としたので、周波数安定度に起因する復調信号の品質劣化は生じない。
▲３▼ フェージングなどの外乱の相乗性雑音に強い受信特性が得られ、品質が高い復調信号が得られる。
という効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態における送信回路を示すブロック構成図。
【図２】送信される側波帯および搬送波（パイロット信号）成分の周波数軸上の配置例を示す図。
【図３】本発明の第二の実施形態における受信回路を示すブロック構成図。
【図４】受信回路内での周波数変換時の周波数領域における信号配置例を説明する図。
【図５】本発明の第二の実施形態の受信回路に一部回路を付加した例を示すブロック構成図。
【図６】本発明の第三の実施形態における受信回路であり、２ブランチ空間ダイバーシチ受信方式を用いた受信回路を示すブロック構成図。
【符号の説明】
100、 101 信号処理されたマイク音声
102、103 バンドパスフィルタ
104、 105、362、363 遅延回路
106、 107 ヒルベルト変換器
114、115 ９０度移相器
116 減算器
108、109、110、111 掛け算器
120、202、205、211、212、216、217、218、232、304、305、309、310、320、321、322、323、330、331、332、333、366、367、374、375、376 周波数変換器
112、 113、118、121、203、 206、219、220、306、311、334、335、368 局部発振器
122、204、207、208、209、213、214、215、221、222、223、231、233、307、308、312、313、314、315、316、317、326、327、328、329、336、337、338、339、360、361、369、370、371、372 ＩＦフィルタ
123 送信器
201、302、303 フロントエンド増幅器
226、234、342、343 増幅器
210、318、319、364、365 振幅制限回路
124 送信アンテナ
200、300、301 受信アンテナ
227、228、344、345 ＲＺ ＳＳＢ復調処理回路
117、119、224、324、325、340、341 加算器
229、230、346、347 復調信号出力端子
362、363 遅延回路
Claims (9)
- 情報信号を単側波帯信号の搬送波が抑圧された一つの側波帯に割り当て、復調時に必要な搬送波成分を生成するための信号成分であるパイロット信号と共に送信する送信手段と、
この送信手段からの送信波を受信して復調する受信復調手段と
を備え、
上記受信復調手段は、受信信号の側波帯とパイロット信号とから全搬送波の単側波帯信号を生成する手段と、この全搬送波の単側波帯信号の位相項から情報信号を復調する手段とを含む、
無線通信方式において、
上記送信手段は、上記側波帯を生成するときに用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分を上記パイロット信号として生成する手段を含み、
上記全搬送波の単側波帯信号を生成する手段は、上記単側波帯信号における側波帯と搬送波との周波数関係が、上記送信手段における側波帯とその側波帯を生成するときに用いた搬送波との周波数関係に等しくなるように、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換する手段を含む
ことを特徴とする無線通信方式。 - 上記送信手段は、二系列の情報信号の一方を第一の搬送波の上側波帯に、他方を上記第一の搬送波より低周波数の第二の搬送波の下側波帯に割り当て、上記パイロット信号として上記第一の搬送波と上記第二の搬送波との中間の周波数の信号を用いる構成であり、
上記受信復調手段は、上側波帯と下側波帯とを別々の単側波帯として復調する構成である
請求項１記載の無線通信方式。 - 情報信号がひとつの側波帯に割り当てられた変調波を搬送波成分と共に受信して全搬送波の単側波帯信号を生成する手段と、
この全搬送波の単側波帯信号の位相項から情報信号を復調する手段と
を備えた受信回路において、
上記搬送波成分は上記側波帯を生成する時に用いた搬送波とは周波数が異なる搬送波成分のパイロット信号であり、
上記全搬送波の単側波帯信号を生成する手段は、上記単側波帯信号における側波帯と搬送波成分との周波数関係が、上記送信手段における側波帯とその側波帯を生成するときに用いた搬送波との周波数関係に等しくなるように、受信信号の側波帯とパイロット信号とを別々に周波数変換する手段を含む
ことを特徴とする受信回路。 - 受信信号は上側波帯と下側波帯とが別系の情報信号により変調された信号であり、
上記全搬送波の単側波帯信号を生成する手段は上側波帯と下側波帯とで別々の単側波帯信号を生成する手段を含む
請求項３記載の受信回路。 - 上記別々の単側波帯信号を生成する手段は、受信信号から周波数領域における信号配置が互いに反転した同一周波数帯の二系統の信号を生成する手段を含む請求項４記載の受信回路。
- 上記二系統の信号を生成する手段は、
受信信号を第一の局部発振信号により第一の周波数帯（ω4）に周波数変換する第一の周波数変換手段と、
この第一の周波数変換手段の出力を上記第一の局部発振信号より周波数の高い第二の局部発振信号（ω5）により周波数変換して、周波数領域における信号配置が互いに反転した差周波数成分（ω5-ω4）と和周波数成分（ω5+ω4）とを抽出する第二の周波数変換手段と、
上記第一の周波数変換手段の出力を分岐し振幅制限を行ってパイロット信号（ω4）を抽出するパイロット信号抽出手段と、
抽出されたパイロット信号により上記差周波数成分を周波数変換して和周波数成分（ω5）を抽出する第三の周波数変換手段と、
上記抽出されたパイロット信号により上記第二の周波数変換手段で抽出された和周波数成分を周波数変換して差周波数成分（ω5）を抽出する第四の周波数変換手段と
を含む
請求項５記載の受信回路。 - 複数の受信アンテナを備え、
この複数の受信アンテナに対して上記二系統の信号を生成する手段がそれぞれ設けられ、
各受信アンテナに対する上記二系統の信号を生成する手段の出力を同一の系で加算する手段を備えた
請求項５記載の受信回路。 - 上記別々の単側波帯信号を生成する手段は、上記別々に周波数変換をする手段として、上記二系統の信号それぞれ第三の局部発振信号により周波数変換する手段と、上記二系統の信号の少なくとも一方の信号を分岐してパイロット信号を抽出し、上記第三の局部発振信号とは所定の周波数だけ異なる第四の局部発振信号により周波数変換して、上記二系統の信号のそれぞれの側波帯に対してその側波帯を生成する時に用いた搬送波と周波数が同一関係にある搬送波成分を抽出する手段とを含み、
上記別々の単側波帯信号を生成する手段はさらに、この抽出する手段により抽出された搬送波成分を上記第三の局部発振信号により周波数変換する手段の出力に加算する手段を含む
請求項５記載の受信回路。 - 上記搬送波成分を抽出する手段は、上記二系統の信号のそれぞれについて同一の局部発振信号により別々に搬送波成分を抽出する構成であり、
上記加算する手段は、上記二系統の信号のそれぞれについて、上記周波数変換する手段の出力と上記抽出する手段の出力とを加算する構成である
請求項８記載の受信回路。
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