JP3708468B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ダイオードを利用した整流方式は種々の知られている。図２１、図２２にブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。図２１、図２２に示した全波整流回路は、４つのダイオード２〜５で構成されたブリッジ整流回路６を備えている。１１は負荷を示している。
【０００３】
図２１は、交流電源１からの交流が正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図２２は、交流電源１からの交流が負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。すなわち、交流電源１からの交流入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の電源装置では、交流電源１の電圧が直流出力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
【０００６】
通常これらの改善策として交流電源１とブリッジ整流回路６との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では高調波を抑制することができても力率が約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置の大型化を招くと共に、電源系統にも負担をかけるという問題があった。
【０００７】
本発明の電源装置は、前記のような従来の問題を解決するものであり、高力率と高調波抑制とが両立でき、かつ過電圧や過電流の保護が可能となる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサを有し、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記ブリッジ整流回路の出力である直流出力電圧を検出し、前記直流出力電圧が平滑コンデンサの耐圧を超えて前記平滑コンデンサが破壊するまでに前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦする手段とを設けたものである。
【０００９】
このような電源装置によれば、外乱や構成部品のバラツキにより平滑コンデンサが耐圧を超えて破壊することを防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値が制御可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流出力電圧を検出する手段と、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記出力電圧過昇防止レベルＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦする手段とを備えたものである。
【００１１】
このような構成により前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることで、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかも前記双方向スイッチの導通幅が広い時に、負荷が急激に低下した場合でも、直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦし、前記直流出力電圧が異常に上昇することを防止できるので、前記平滑コンデンサの破壊が防止可能となる。
【００１２】
また、前記直流出力電圧が前記出力電圧過昇防止レベルＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回ると、前記双方向スイッチのＯＦＦ信号は解除され、前記双方向スイッチは再び適切な位相および導通幅で制御され、その出力電圧値が制御可能となる。
【００１３】
請求項２記載の本発明は、双方向スイッチとコンデンサに直列にリレーの接点を設けたもので、何らかの異常により前記双方向スイッチがＯＦＦできない場合に、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ２（ＯＶ２＞ＯＶ１）を越えると前記リレーの接点をＯＦＦすることにより、前記直流出力電圧が異常に上昇することを防止し、前記平滑コンデンサの破壊を防止するものである。
【００１４】
請求項３記載の本発明は、外乱やバラツキにより双方向スイッチの駆動信号のＯＮ時間が所定の時間△ｔｍａｘを超えると前記双方向スイッチをＯＦＦし、前記双方向スイッチの駆動信号がＯＦＦになるまで前記双方向スイッチをＯＦＦし続けることにより、前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。
【００１５】
請求項４記載の本発明は、双方向スイッチに流れる電流が所定の電流値Ｉｐｍａｘを超えると前記双方向スイッチをＯＦＦし、前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。また、前記双方向スイッチを交流電源の次の半周期が始まるまでＯＦＦし続け、交流電源の次の半周期には、前記双方向スイッチは再び適切な位相および導通幅で制御され、その出力電圧値が制御可能となる。
【００１６】
請求項５記載の本発明は、外乱によりゼロクロス検出手段が交流電源の誤ったゼロ点を検出した場合、前記ゼロクロス検出手段の出力を双方向スイッチ駆動信号生成手段に伝達せずに、前記双方向スイッチの誤点弧を防止し前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。従来例と同一構成のものは、同一番号を付して説明する。
（実施の形態１）
図１〜図４は本発明の実施の形態１における電源装置を示している。各図に示した電源装置は、４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、交流電源１とを備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ１０が接続されている。
【００１８】
図１、図２に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、負の直流出力端６ｃとの間に双方向スイッチ９を介して接続されており、図３、図４に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、正の直流出力端６ｄとの間に接続されている。
【００１９】
また、ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６ｄと、負の直流出力端６ｃとの間には、平滑コンデンサ７が接続されている。この平滑コンデンサ７により、ブリッジ整流回路６によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【００２０】
さらに、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１２と、前記ゼロクロス検出手段１２の出力に基づき、双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段１４と、前記平滑コンデンサ７の両端の直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出手段１５と、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記ＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで双方向スイッチ９をＯＦＦする過電圧保護第１手段１７とを有している。
【００２１】
なお、図２〜図４ではゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３、双方向スイッチ駆動手段１４、直流出力電圧検出手段１５、過電圧保護第１手段１７の記載を省略している。
【００２２】
以下、図５〜図８を用いて、図１に示した電源装置の動作について説明する。図５、図６は、交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図７、図８は、負の半周期の間を示している。また、図９、図１０は図１に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合における各波形を示したものである。
【００２３】
図９は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図１０は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。
【００２４】
以上の構成において、交流入力電圧Ｖｉの、正の交流半周期のゼロクロス直後において双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００２５】
なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点から時間Δｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図５の矢印に示すように電流が流れる。
【００２６】
すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。
【００２７】
なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるようにΔｄを選ぶものとする。
【００２８】
そして、双方向スイッチ９のオン時点から時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図６に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２９】
交流入力電圧Ｖｉの、負の交流半周期のゼロクロス直後において双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００３０】
交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点からΔｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図７の矢印に示すように電流が流れる。
【００３１】
すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からΔｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図８に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００３２】
以上のようにコンデンサ１０を充放電させることにより、従来例より入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図れる。
【００３３】
また、Δｔを増加することによりリアクタ８への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ１０への充電量を増加させ、直流出力電圧Ｖｏを増加することができる。
【００３４】
同様にΔｔを減少させることにより出力電圧Ｖｏを減少させることができ、Δｔの増減により直流出力電圧Ｖｏを可変できることとなる。Δｔの可変範囲は、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するものである。
【００３５】
本発明の電源装置は図７に示した通り、交流入力電圧Ｖｉの負の半周期における双方向スイッチ９の導通期間Δｔに、リアクタ８、コンデンサ１０にエネルギーを蓄積し、交流入力電圧Ｖｉの正の半周期でそれらのエネルギーを平滑コンデンサ７に放出する、いわゆる昇圧作用を有している。このΔｔと直流出力電圧Ｖｏの関係は図１２に示すように、Δｔが大きくなるほど直流出力電圧Ｖｏが増加するが、その値は負荷の大きさに依存し、負荷が小さいほど同じΔｔに対する直流出力電圧Ｖｏが高くなる。
【００３６】
従って、軽負荷時にΔｔを大きくしすぎると直流出力電圧Ｖｏが異常に高くなり、平滑コンデンサ７の耐圧を超える恐れがある。以上の現象を避けるためにΔｔの最大値を前述の通り、最大負荷時に必要な直流出力電圧Ｖｏを生成する導通幅Δｔｏ以下に制限しており、これによって軽負荷時にも双方向スイッチ９の導通幅がΔｔｏ以下に制限され、直流出力電圧Ｖｏが異常に上昇することを防止することができる。
【００３７】
また、重負荷時でΔｔが大きい時に、負荷１１が急激に小さくなると直流出力電圧Ｖｏが異常に高くなる。この場合、直流出力電圧検出手段１５の出力が過電圧保護第１手段１７の設定レベルＯＶ１を超えると前記ＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで双方向スイッチ駆動手段１４に双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を与えて双方向スイッチ９をＯＦＦし、昇圧を中止することにより平滑コンデンサ７の破壊を防止できる。
【００３８】
さらに、電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの短絡回路より電流の急増が抑制でき、リアクタ８のうなりを抑制できることとなる。
【００３９】
さらに電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ８のインダクタンスＬとコンデンサ１０のキャパシタンスＣ、Δｄ、Δｔを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。
【００４０】
図１１に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン１５との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【００４１】
なお、図１に示した電源装置の動作について説明したが、図２〜図４に示したいずれの電源装置についても動作は同様である。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２における電源装置の動作について、図１３を用いて説明する。
【００４２】
重負荷時で△ｔが大きい時に、負荷１１が急激に小さくなると直流出力電圧が異常に高くなる。この場合、前記過電圧保護手段１７により双方向スイッチ９をＯＦＦしようとするが、双方向スイッチ９の異常により双方向スイッチ９がＯＦＦできないと、直流出力電圧はさらに上昇する。この時、直流出力電圧検出手段１５の出力が過電圧保護第２手段の設定レベルＯＶ２（ＯＶ２＞ＯＶ１）超えると、双方向スイッチ９と直列に接続されたリレー１６の接点をＯＦＦし、昇圧を中止することにより平滑コンデンサ７の破壊を防止できる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３における電源装置を図１４に、双方向スイッチ９の駆動信号のＯＮ時間△ｔと双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値の関係を図１５に、ＯＮ信号幅制限手段のタイムチャートを図１６に示す。
【００４３】
図１５に示すとおり、双方向スイッチ９の駆動信号のＯＮ時間△ｔが増加すると、双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値も増加するが、双方向スイッチ９の、駆動信号のＯＮ時間の最大値△ｔｍａｘは双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値が双方向スイッチ９の電流の最大定格Ｉｐｍａｘ以下となるようにしなければならない。
【００４４】
本発明の実施の形態３は、図１６に示す通り、双方向スイッチ９のＯＮ信号である双方向スイッチ駆動信号生成手段１３のＯＮ出力信号幅が、外乱やバラツキにより所定の△ｔｍａｘを超えると、ＯＮ信号幅制限手段２０により双方向スイッチ駆動手段１４に双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を与えて双方向スイッチ９をＯＦＦさせ、かつ双方向スイッチ駆動信号生成手段１３がＯＦＦ信号を出力するまで双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を双方向スイッチ駆動手段１４に与え続けて、双方向スイッチ９の破壊を防止すると同時に前記双方向スイッチを適切な導通幅で制御し、その出力電圧値を制御可能とするものである。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４における電源装置を図１７に、過電流検出手段のタイムチャートを図１８に示す。
【００４５】
本発明の実施の形態４は図１８に示す通り、部品のバラツキや電源電圧の変動によりＯＮ信号幅制限手段２０が動作する前に双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値が異常に増加した場合、過電流検出手段２１により双方向スイッチ９に流れる電流を検出し、双方向スイッチ９に流れる電流が双方向スイッチ９の電流の最大定格Ｉｐｍａｘに達するまでに双方向スイッチ９をＯＦＦし、かつ交流電源の次のゼロクロス点付近までＯＦＦし続けて、双方向スイッチ９の破壊を防止すると同時に交流電源の次の半周期には、前記双方向スイッチ９を再び適切な位相および導通幅で制御し、その出力電圧値を制御可能とするものである。
（実施の形態５）
本発明は瞬時停電等による誤ったゼロクロス信号により双方向スイッチ９が誤点弧し、双方向スイッチ９に過大電流が流れて破壊等を起こす不具合を回避するものである。
【００４６】
本発明の実施の形態５を図１９に、ゼロクロス信号マスク手段のタイムチャートを図２０に示す。
【００４７】
本発明の実施の形態５は図２０に示す通り、交流電源１の電圧のゼロ点で出力される前記ゼロクロス検出手段１２の正規のゼロ点信号が出力されて後、交流電源１の次の半周期が始まるまでの一定期間内は前記ゼロクロス信号マスク手段２２で前記ゼロクロス検出手段１２の出力を遮断して、瞬時停電等により前記ゼロクロス検出手段１２が誤ったゼロ点信号を出力した場合でも、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３へ伝達せずに、前記双方向スイッチ９の誤点弧を防止し、破壊を防止するものである。
【００４８】
【発明の効果】
以上のように本発明の電源装置によれば、直流出力電圧があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチをＯＦＦさせて前記双方向スイッチや前記平滑コンデンサの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００４９】
また、直流出力電圧があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチと前記コンデンサに直列に接続されたリレーの接点をＯＦＦすることにより、前記双方向スイッチや前記平滑コンデンサの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５０】
また、前記双方向スイッチの駆動信号のＯＮ時間があらかじめ設定された値を超えている期間のみ前記双方向スイッチをＯＦＦさせることにより、前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５１】
また、前記双方向スイッチに流れる電流があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチをＯＦＦさせて前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５２】
また、瞬時停電等の外乱があっても適切な位相で前記双方向スイッチをＯＮさせて前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成図
【図２】同構成図
【図３】同構成図
【図４】同構成図
【図５】同電源装置の動作説明図
【図６】同動作説明図
【図７】同動作説明図
【図８】同動作説明図
【図９】同電源装置の波形図
【図１０】同電源装置の波形図
【図１１】同電源装置の法規制内ガイドラインとの比較を示す説明図
【図１２】同電源装置のΔｔと負荷の大小による出力電圧Ｖｏとの関係を示す説明図
【図１３】本発明の実施の形態２に係る電源装置の構成図
【図１４】本発明の実施の形態３に係る電源装置の構成図
【図１５】同電源装置の電流ピーク値に関する説明図
【図１６】同電源装置の双方向スイッチの駆動タイムチャート
【図１７】本発明の実施の形態４に係る電源装置の構成図
【図１８】同電源装置の駆動信号と双方向スイッチに流れる電流のタイムチャート
【図１９】本発明の実施の形態５に係る電源装置の構成図
【図２０】同電源装置のタイムチャート
【図２１】従来の電源装置の構成図
【図２２】従来の電源装置の構成図
【符号の説明】
１ 交流電源
２、３、４、５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ リアクタ
９ 双方向スイッチ
１０ コンデンサ
１１ 負荷
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 双方向スイッチ駆動信号生成手段
１４ 双方向スイッチ駆動手段
１５ 直流出力電圧検出手段
１６ リレーの接点
１７ 過電圧保護第１手段
１８ 過電圧保護第２手段
２０ ＯＮ信号幅制限手段
２１ 過電流検出手段
２２ ゼロクロス信号マスク手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に電力を供給する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ダイオードを利用した整流方式は種々の知られている。図２１、図２２にブリッジ整流回路を利用した全波整流回路の一例を示す。図２１、図２２に示した全波整流回路は、４つのダイオード２〜５で構成されたブリッジ整流回路６を備えている。１１は負荷を示している。
【０００３】
図２１は、交流電源１からの交流が正の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。
【０００４】
図２２は、交流電源１からの交流が負の半周期の間における電流の流れを示している。電流は矢印で示したように、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３の順に流れるので、正の電圧Ｖｏを取り出すことができる。すなわち、交流電源１からの交流入力は全波整流され、正の直流電圧が得られることになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の電源装置では、交流電源１の電圧が直流出力電圧より高い期間しか入力電流が流れないため力率が低く、電源高調波も大きくなるという問題があった。
【０００６】
通常これらの改善策として交流電源１とブリッジ整流回路６との間にリアクタを接続する方法が用いられるが、この方法では高調波を抑制することができても力率が約７０％程度しか得られないため、中容量から大容量の電源としてはそれに用いる素子の大型化、ひいては装置の大型化を招くと共に、電源系統にも負担をかけるという問題があった。
【０００７】
本発明の電源装置は、前記のような従来の問題を解決するものであり、高力率と高調波抑制とが両立でき、かつ過電圧や過電流の保護が可能となる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサを有し、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記ブリッジ整流回路の出力である直流出力電圧を検出し、前記直流出力電圧が平滑コンデンサの耐圧を超えて前記平滑コンデンサが破壊するまでに前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦする手段とを設けたものである。
【０００９】
このような電源装置によれば、外乱や構成部品のバラツキにより平滑コンデンサが耐圧を超えて破壊することを防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値が制御可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
上記課題を解決するための請求項１記載の発明は、交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流出力電圧を検出する手段と、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記出力電圧過昇防止レベルＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦする手段とを備えたものである。
【００１１】
このような構成により前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることで、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、しかも前記双方向スイッチの導通幅が広い時に、負荷が急激に低下した場合でも、直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記双方向スイッチの駆動信号をＯＦＦし、前記直流出力電圧が異常に上昇することを防止できるので、前記平滑コンデンサの破壊が防止可能となる。
【００１２】
また、前記直流出力電圧が前記出力電圧過昇防止レベルＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回ると、前記双方向スイッチのＯＦＦ信号は解除され、前記双方向スイッチは再び適切な位相および導通幅で制御され、その出力電圧値が制御可能となる。
【００１３】
請求項２記載の本発明は、双方向スイッチとコンデンサに直列にリレーの接点を設けたもので、何らかの異常により前記双方向スイッチがＯＦＦできない場合に、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ２（ＯＶ２＞ＯＶ１）を越えると前記リレーの接点をＯＦＦすることにより、前記直流出力電圧が異常に上昇することを防止し、前記平滑コンデンサの破壊を防止するものである。
【００１４】
請求項３記載の本発明は、外乱やバラツキにより双方向スイッチの駆動信号のＯＮ時間が所定の時間△ｔｍａｘを超えると前記双方向スイッチをＯＦＦし、前記双方向スイッチの駆動信号がＯＦＦになるまで前記双方向スイッチをＯＦＦし続けることにより、前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。
【００１５】
請求項４記載の本発明は、双方向スイッチに流れる電流が所定の電流値Ｉｐｍａｘを超えると前記双方向スイッチをＯＦＦし、前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。また、前記双方向スイッチを交流電源の次の半周期が始まるまでＯＦＦし続け、交流電源の次の半周期には、前記双方向スイッチは再び適切な位相および導通幅で制御され、その出力電圧値が制御可能となる。
【００１６】
請求項５記載の本発明は、外乱によりゼロクロス検出手段が交流電源の誤ったゼロ点を検出した場合、前記ゼロクロス検出手段の出力を双方向スイッチ駆動信号生成手段に伝達せずに、前記双方向スイッチの誤点弧を防止し前記双方向スイッチの破壊を防止するものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。従来例と同一構成のものは、同一番号を付して説明する。
（実施の形態１）
図１〜図４は本発明の実施の形態１における電源装置を示している。各図に示した電源装置は、４つのダイオード２〜５で形成されたブリッジ整流回路６と、交流電源１とを備えている。交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端との間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間にはコンデンサ１０が接続されている。
【００１８】
図１、図２に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、負の直流出力端６ｃとの間に双方向スイッチ９を介して接続されており、図３、図４に示した構成図では、コンデンサ１０はブリッジ整流回路６の交流入力端６ａまたは６ｂと、正の直流出力端６ｄとの間に接続されている。
【００１９】
また、ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６ｄと、負の直流出力端６ｃとの間には、平滑コンデンサ７が接続されている。この平滑コンデンサ７により、ブリッジ整流回路６によって得られた変化の激しい直流を滑らかな直流にすることができる。
【００２０】
さらに、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１２と、前記ゼロクロス検出手段１２の出力に基づき、双方向スイッチ９の駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段１３と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３の出力に基づき双方向スイッチ９の駆動を行う双方向スイッチ駆動手段１４と、前記平滑コンデンサ７の両端の直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出手段１５と、前記直流出力電圧が出力電圧過昇防止レベルＯＶ１を超えると前記ＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで双方向スイッチ９をＯＦＦする過電圧保護第１手段１７とを有している。
【００２１】
なお、図２〜図４ではゼロクロス検出手段１２、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３、双方向スイッチ駆動手段１４、直流出力電圧検出手段１５、過電圧保護第１手段１７の記載を省略している。
【００２２】
以下、図５〜図８を用いて、図１に示した電源装置の動作について説明する。図５、図６は、交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図７、図８は、負の半周期の間を示している。また、図９、図１０は図１に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合における各波形を示したものである。
【００２３】
図９は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図１０は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間電圧Ｖｃの各波形を示している。
【００２４】
以上の構成において、交流入力電圧Ｖｉの、正の交流半周期のゼロクロス直後において双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００２５】
なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点から時間Δｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図５の矢印に示すように電流が流れる。
【００２６】
すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。
【００２７】
なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるようにΔｄを選ぶものとする。
【００２８】
そして、双方向スイッチ９のオン時点から時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図６に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００２９】
交流入力電圧Ｖｉの、負の交流半周期のゼロクロス直後において双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。
【００３０】
交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点からΔｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図７の矢印に示すように電流が流れる。
【００３１】
すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からΔｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図８に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。
【００３２】
以上のようにコンデンサ１０を充放電させることにより、従来例より入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、高力率化が図れる。
【００３３】
また、Δｔを増加することによりリアクタ８への磁気エネルギー蓄積量およびコンデンサ１０への充電量を増加させ、直流出力電圧Ｖｏを増加することができる。
【００３４】
同様にΔｔを減少させることにより出力電圧Ｖｏを減少させることができ、Δｔの増減により直流出力電圧Ｖｏを可変できることとなる。Δｔの可変範囲は、最大負荷時に必要な直流出力電圧を生成する双方向スイッチの導通幅Δｔｏ以下に制限するものである。
【００３５】
本発明の電源装置は図７に示した通り、交流入力電圧Ｖｉの負の半周期における双方向スイッチ９の導通期間Δｔに、リアクタ８、コンデンサ１０にエネルギーを蓄積し、交流入力電圧Ｖｉの正の半周期でそれらのエネルギーを平滑コンデンサ７に放出する、いわゆる昇圧作用を有している。このΔｔと直流出力電圧Ｖｏの関係は図１２に示すように、Δｔが大きくなるほど直流出力電圧Ｖｏが増加するが、その値は負荷の大きさに依存し、負荷が小さいほど同じΔｔに対する直流出力電圧Ｖｏが高くなる。
【００３６】
従って、軽負荷時にΔｔを大きくしすぎると直流出力電圧Ｖｏが異常に高くなり、平滑コンデンサ７の耐圧を超える恐れがある。以上の現象を避けるためにΔｔの最大値を前述の通り、最大負荷時に必要な直流出力電圧Ｖｏを生成する導通幅Δｔｏ以下に制限しており、これによって軽負荷時にも双方向スイッチ９の導通幅がΔｔｏ以下に制限され、直流出力電圧Ｖｏが異常に上昇することを防止することができる。
【００３７】
また、重負荷時でΔｔが大きい時に、負荷１１が急激に小さくなると直流出力電圧Ｖｏが異常に高くなる。この場合、直流出力電圧検出手段１５の出力が過電圧保護第１手段１７の設定レベルＯＶ１を超えると前記ＯＶ１より低く設定された出力電圧過昇防止解除レベルを下回るまで双方向スイッチ駆動手段１４に双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を与えて双方向スイッチ９をＯＦＦし、昇圧を中止することにより平滑コンデンサ７の破壊を防止できる。
【００３８】
さらに、電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となるため、昇圧回路で一般的に用いられるリアクタの短絡回路より電流の急増が抑制でき、リアクタ８のうなりを抑制できることとなる。
【００３９】
さらに電流はリアクタ８と、コンデンサ１０または平滑コンデンサ７との直列共振電流となり、高周波のリンギング成分を含まないため、リアクタ８のインダクタンスＬとコンデンサ１０のキャパシタンスＣ、Δｄ、Δｔを適当に選ぶことにより、高調波を適切に抑制することができる。
【００４０】
図１１に入力電流の高調波成分と高調波規制国内ガイドライン１５との比較の一例を示している。本図では、横軸が高調波の次数、縦軸が電流値を示している。
【００４１】
なお、図１に示した電源装置の動作について説明したが、図２〜図４に示したいずれの電源装置についても動作は同様である。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２における電源装置の動作について、図１３を用いて説明する。
【００４２】
重負荷時で△ｔが大きい時に、負荷１１が急激に小さくなると直流出力電圧が異常に高くなる。この場合、前記過電圧保護手段１７により双方向スイッチ９をＯＦＦしようとするが、双方向スイッチ９の異常により双方向スイッチ９がＯＦＦできないと、直流出力電圧はさらに上昇する。この時、直流出力電圧検出手段１５の出力が過電圧保護第２手段の設定レベルＯＶ２（ＯＶ２＞ＯＶ１）超えると、双方向スイッチ９と直列に接続されたリレー１６の接点をＯＦＦし、昇圧を中止することにより平滑コンデンサ７の破壊を防止できる。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３における電源装置を図１４に、双方向スイッチ９の駆動信号のＯＮ時間△ｔと双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値の関係を図１５に、ＯＮ信号幅制限手段のタイムチャートを図１６に示す。
【００４３】
図１５に示すとおり、双方向スイッチ９の駆動信号のＯＮ時間△ｔが増加すると、双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値も増加するが、双方向スイッチ９の、駆動信号のＯＮ時間の最大値△ｔｍａｘは双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値が双方向スイッチ９の電流の最大定格Ｉｐｍａｘ以下となるようにしなければならない。
【００４４】
本発明の実施の形態３は、図１６に示す通り、双方向スイッチ９のＯＮ信号である双方向スイッチ駆動信号生成手段１３のＯＮ出力信号幅が、外乱やバラツキにより所定の△ｔｍａｘを超えると、ＯＮ信号幅制限手段２０により双方向スイッチ駆動手段１４に双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を与えて双方向スイッチ９をＯＦＦさせ、かつ双方向スイッチ駆動信号生成手段１３がＯＦＦ信号を出力するまで双方向スイッチ９のＯＦＦ信号を双方向スイッチ駆動手段１４に与え続けて、双方向スイッチ９の破壊を防止すると同時に前記双方向スイッチを適切な導通幅で制御し、その出力電圧値を制御可能とするものである。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４における電源装置を図１７に、過電流検出手段のタイムチャートを図１８に示す。
【００４５】
本発明の実施の形態４は図１８に示す通り、部品のバラツキや電源電圧の変動によりＯＮ信号幅制限手段２０が動作する前に双方向スイッチ９を流れる電流のピーク値が異常に増加した場合、過電流検出手段２１により双方向スイッチ９に流れる電流を検出し、双方向スイッチ９に流れる電流が双方向スイッチ９の電流の最大定格Ｉｐｍａｘに達するまでに双方向スイッチ９をＯＦＦし、かつ交流電源の次のゼロクロス点付近までＯＦＦし続けて、双方向スイッチ９の破壊を防止すると同時に交流電源の次の半周期には、前記双方向スイッチ９を再び適切な位相および導通幅で制御し、その出力電圧値を制御可能とするものである。
（実施の形態５）
本発明は瞬時停電等による誤ったゼロクロス信号により双方向スイッチ９が誤点弧し、双方向スイッチ９に過大電流が流れて破壊等を起こす不具合を回避するものである。
【００４６】
本発明の実施の形態５を図１９に、ゼロクロス信号マスク手段のタイムチャートを図２０に示す。
【００４７】
本発明の実施の形態５は図２０に示す通り、交流電源１の電圧のゼロ点で出力される前記ゼロクロス検出手段１２の正規のゼロ点信号が出力されて後、交流電源１の次の半周期が始まるまでの一定期間内は前記ゼロクロス信号マスク手段２２で前記ゼロクロス検出手段１２の出力を遮断して、瞬時停電等により前記ゼロクロス検出手段１２が誤ったゼロ点信号を出力した場合でも、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段１３へ伝達せずに、前記双方向スイッチ９の誤点弧を防止し、破壊を防止するものである。
【００４８】
【発明の効果】
以上のように本発明の電源装置によれば、直流出力電圧があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチをＯＦＦさせて前記双方向スイッチや前記平滑コンデンサの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００４９】
また、直流出力電圧があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチと前記コンデンサに直列に接続されたリレーの接点をＯＦＦすることにより、前記双方向スイッチや前記平滑コンデンサの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５０】
また、前記双方向スイッチの駆動信号のＯＮ時間があらかじめ設定された値を超えている期間のみ前記双方向スイッチをＯＦＦさせることにより、前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５１】
また、前記双方向スイッチに流れる電流があらかじめ設定された値を超えると前記双方向スイッチをＯＦＦさせて前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な位相および導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【００５２】
また、瞬時停電等の外乱があっても適切な位相で前記双方向スイッチをＯＮさせて前記双方向スイッチの破壊を防止しつつ、前記双方向スイッチを適切な導通幅で導通させることにより、入力電流の高調波の抑制と高力率化が両立でき、かつ交流電源の電圧ピーク値以上の直流出力電圧が得られ、その直流出力電圧値を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電源装置の構成図
【図２】同構成図
【図３】同構成図
【図４】同構成図
【図５】同電源装置の動作説明図
【図６】同動作説明図
【図７】同動作説明図
【図８】同動作説明図
【図９】同電源装置の波形図
【図１０】同電源装置の波形図
【図１１】同電源装置の法規制内ガイドラインとの比較を示す説明図
【図１２】同電源装置のΔｔと負荷の大小による出力電圧Ｖｏとの関係を示す説明図
【図１３】本発明の実施の形態２に係る電源装置の構成図
【図１４】本発明の実施の形態３に係る電源装置の構成図
【図１５】同電源装置の電流ピーク値に関する説明図
【図１６】同電源装置の双方向スイッチの駆動タイムチャート
【図１７】本発明の実施の形態４に係る電源装置の構成図
【図１８】同電源装置の駆動信号と双方向スイッチに流れる電流のタイムチャート
【図１９】本発明の実施の形態５に係る電源装置の構成図
【図２０】同電源装置のタイムチャート
【図２１】従来の電源装置の構成図
【図２２】従来の電源装置の構成図
【符号の説明】
１ 交流電源
２、３、４、５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
７ 平滑コンデンサ
８ リアクタ
９ 双方向スイッチ
１０ コンデンサ
１１ 負荷
１２ ゼロクロス検出手段
１３ 双方向スイッチ駆動信号生成手段
１４ 双方向スイッチ駆動手段
１５ 直流出力電圧検出手段
１６ リレーの接点
１７ 過電圧保護第１手段
１８ 過電圧保護第２手段
２０ ＯＮ信号幅制限手段
２１ 過電流検出手段
２２ ゼロクロス信号マスク手段
Claims (5)
- 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧のゼロ点を検出するゼロクロス検出手段と、前記ゼロクロス検出手段の出力に基づき前記双方向スイッチの駆動信号を生成する双方向スイッチ駆動信号生成手段と、前記双方向スイッチ駆動信号生成手段の信号に基づき前記双方向スイッチを駆動する双方向スイッチ駆動手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出手段と、前記直流出力電圧が過電圧保護レベルＯＶ１を超えると前記過電圧保護レベルＯＶ１より低く設定された過電圧保護解除レベルを下回るまで前記双方向スイッチをＯＦＦする過電圧保護第１手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
- 双方向スイッチとコンデンサに直列にリレーの接点を設け、直流出力電圧が過電圧保護レベルＯＶ２（ＯＶ２＞ＯＶ１）を越えると前記リレーの接点をＯＦＦする過電圧保護第２手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 双方向スイッチ駆動信号生成手段より出力された駆動信号のＯＮ時間を検出するＯＮ信号幅検出手段と、前記駆動信号のＯＮ時間が所定の時間△ｔｍａｘを超えると前記駆動信号がＯＦＦになるまで前記双方向スイッチをＯＦＦし続けるＯＮ信号幅制限手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- 双方向スイッチに流れる電流を検出し前記双方向スイッチに流れる電流が所定の電流値Ｉｐｍａｘを超えると前記双方向スイッチを交流電源の次の半周期が始まるまでＯＦＦし続ける過電流保護手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
- ゼロクロス検出手段の出力を双方向スイッチ駆動信号生成手段に伝達後、交流電源の次の半周期が始まるまでの一定期間内には、前記ゼロクロス検出手段の出力を前記双方向スイッチ駆動信号生成手段に伝達しないゼロクロス信号マスク手段とを備えたことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
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