JP3677541B2

JP3677541B2 - 充電装置

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Publication number: JP3677541B2
Application number: JP2002042701A
Authority: JP
Inventors: 光造坂本; 将弘岩村; 正寿桝本
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Car Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 2002-02-20
Filing date: 2002-02-20
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2022-02-20
Also published as: JP2005210895A; JP3829288B2; JP2003244864A; JP4069325B2; JP2005143290A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリを充電する充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリに充電する充電回路において、複数のＭＯＳＦＥＴからなる整流ブリッジ回路と、このＦＥＴのいずれかにバッテリの両端電圧より高い逆ドレイン・ソース電圧が印加されたときにＭＯＳＦＥＴにゲート電圧を印加する制御手段とを備える充電回路が特開平４-１３８０３０号公報に開示されている。また、ＭＯＳＦＥＴとしてソース領域またはドレイン領域とウエル領域との間のどちらか一方の内蔵ダイオードと並列に高抵抗体を設け、界磁巻線電流制御を行わない車両用交流発電機が特開平７ー１６３１４９号公報に、また、ソース電極とウエル領域とを高抵抗体で接続する車両用交流発電機が特開平７ー１７０７４６号公報に、また、ＭＯＳＦＥＴとしてＳｉＣを使用した場合の制御方法が特開平８ー３３６２３８号公報に開示されている。
さらに、特開平９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧発生時にはトランジスタを導通させて発電電圧を抑圧する短絡回路部とを備える車両用発電装置が開示され、また、ローサイド素子をなすＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲート間に定電圧降下素子を設け、電機子巻線に生じる発電電圧に異常電圧が発生した時にトランジスタをオンさせる方法も開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記した特開平９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧が発生したトランジスタをオンさせる方法が開示されているが、このとき異常電圧が発生したトランジスタと対になる逆アーム側に配置されているトランジスタや他の相のトランジスタを異常電圧発生に対応させて最適に制御し、高信頼化する方法に関しては十分な検討がなされていない。
また、特開平９−２１９９３８号公報には、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを整流素子として使用し、過電圧発生時のみにＭＯＳＦＥＴのゲート・ドレイン間に設けた定電圧ダイオードでオンさせて保護する方法が記載されているが、同期整流制御による低損失化も同時に満たした高効率な回路構成の検討は十分になされていない。
また、同期整流を用いたオールタネータ回路を実現するための通常状態の制御方法や過電圧状態での制御方法やこれらの制御方法における具体的な過電圧保護を実現するために必要な制御情報の検出方法やその後の制御方法に関して十分な検討がなされていない。
【０００４】
本発明の課題は、上記事情に鑑み、充電装置、特に車両用オールタネータを高効率化、高信頼化することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、整流に用いる一方向性素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、整流出力電圧を低減するようにパワーＭＯＳＦＥＴのうち、ソースからドレインに電流が流れていたパワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御し、オフ制御されていたパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御する。
ここで、この制御は、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴのゲート制御回路に、発電機の相電流とその向きを検出する相電流検出回路、または、発電機が発生する相電圧を検出し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路、または、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を検出する相電流検出回路を設けることにより行う。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図２（ａ）は、本実施形態の通常状態における駆動表、図２（ｂ）は、本実施形態が過負荷状態になった場合を含む駆動表、図３は、本実施形態の動作フローチャート図、図４は、本実施形態の通常状態における主要電流の流れ、図５は、本実施形態の過負荷状態における主要電流の流れを示す。
図１には、ステータのコイル１ａ、１ｂ、１ｃとフィールドコイル１ｘを有する発電機２００の交流出力端子（Ｕ相：５０６，Ｖ相：５０７，Ｗ相：５０８）から出入りする電流を上アームトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃと下アームトランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｃからなるブリッジ回路で整流し、基準電圧端子５００と整流出力端子５０２との間に整流出力電圧Ｖ１を出力し、バッテリ３を充電する自動車用オルタネータ回路を示す。
ブリッジ回路を構成するトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴでソースからドレインへ低損失で電流を同期整流ダイオードとして動作させる。同期整流ダイオードとして動作させるということは、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向を順方向電流とし、順方向電流が流れる場合にはゲートに電圧を印加して低損失なＭＯＳＦＥＴ電流を流し、ドレインからソース方向の逆方向電流は流れないようにパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動することである。ここで、１１ａと２１ａ、１１ｂと２１ｂ、１１ｃと２１ｃはブリッジ回路において対となるパワーＭＯＳＦＥＴである。
図１において、エンジン停止時にイグニッションスイッチ５をオンすると、０Ｖ判別回路３３の動作によりトランジスタ９がオンし、チャージランプ６を点灯させる。一方、エンジンが始動し、発電機２００が回転し始めると、フィールドコイル１ｘに十分な電流が流れ、ステータコイル１ａ〜１ｃに交流電圧が誘起される。また、ステータコイル１ａ〜１ｃの電圧が上昇すると、トランジスタ９がオフし、チャージランプ６が消灯し、発電状態であることを示す。ダイオード３２は、トランジスタ１１ｅがオフになったときに、フィールドコイル１ｘに電流を流し続けさせるために設けてある。また、本実施形態ではトランジスタ９、１１ｅをＭＯＳＦＥＴの例で示したため、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオード１０、１２ｅも示してある。
【０００７】
本実施形態の充電装置では、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを制御するために、相電流検出抵抗５１１，５１２，５１３に発生する電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓから判断される相電流の向きに応じ、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃの出力電圧を図２の駆動表並びに図３の動作フローチャート図に従い制御することに特徴がある。
整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１は、基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（Ｖｍｉｎ，Ｖｍａｘ）と制御回路３１で比較し、その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。基準電圧Ｖｒ２は基準電圧回路（Ｒｒｅｆ２）３６で生成されるが、本実施形態の場合にはＶｒ２を０Ｖとして構わない。このため、基準電圧端子５００から直接配線を延ばすだけでも構わない。
まず、バッテリ３の電圧が低く、整流出力電圧Ｖ１がＶｍｉｎ（例えば、９Ｖ）未満の場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＬ状態にしておく。これはボルテージレギュレータ３０へ供給する電源端子５０５が低い場合には、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを駆動するための電力を節約するためである。パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧を低電圧状態（Ｌ状態）にしている時、パワーＭＯＳＦＥＴはオフ状態であるが、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜２２ｃが存在するため、従来のダイオードを用いた充電回路として動作する。
バッテリ３の電圧がＶｍｉｎ以上となると、相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。一方、制御回路３１は、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１と基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（＝Ｖｍａｘ）を比較し、Ｖ１が規定の最大電圧Ｖｍａｘ以下であるかどうかを判断する。その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
【０００８】
本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ａ）に示すように駆動することが特徴である。相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。すなわち、この結果、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された上アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配置された下アームトランジスタはオフ制御またはオフするデューティを増加して制御する。また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された下アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配置された上アームトランジスタはオフ制御またはオフするデューティを増加して制御する。
本実施形態の場合には、従来のようにトランジスタ１１ｅのオンするデューティを制御させて発電機のフィールド電流を制御して整流出力電圧を制御する方法を併用させることにより、更に高速に整流出力電圧を制御できるため、信頼性が向上する。あるいは、従来のようにトランジスタ１１ｅをなくし、フィールド電流の制御をせずに整流出力電圧を適正値に制御することも可能であり、この場合にはシステムの低コスト化が図れる。
本実施形態において、１２Ｖバッテリシステムの場合、同期整流ダイオードとして使用されるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン耐圧の最大定格は３０Ｖ程度、１７５℃におけるオン抵抗は５ｍΩ以下であることが望ましい。このように、高温でも低オン抵抗のパワーＭＯＳＦＥＴを使用することにより、例えば１００Ａの電流が流れても０．５Ｖの電圧ドロップに抑えられる。従って、整流素子としてダイオードを使用した従来の場合に比べ、オルタネータ回路を高効率化できるという効果がある。
ここで、ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、各々パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、２１ａ、２１ｂ、２１ｃのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオードである。また、電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓは発電機２００からブリッジ回路に電流が流れる場合を正にとってある。
【０００９】
次に、ロードダンプ不良のように整流出力端子５０２とバッテリ側端子５０３との間のワイヤが切断し、整流出力端子５０２に高電圧が印加される過電圧状態の場合の動作を説明する。
従来回路と同様に制御回路３１は、整流出力電圧（配線Ｆ０を用いて伝達）が設定電圧以上（例えば、２０Ｖ以上）に上昇した場合には、トランジスタ１１ｅをオフまたはオフするデューティを増加することによりフィールド電流を低減し、フィールドコイル１ｘに流れる電流を低下させるだけではなく、本実施形態では、ブリッジ回路を構成するパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに整流出力電圧が設定電圧以上に上昇したことを配線Ｆ１を用いて伝達し、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの制御モードを逆位相に変える。すなわち、この条件の場合、パワーＭＯＳＦＥＴは、同期整流ダイオードとしての動作ではなく、ドレインからソースへ電流を流すように動作する。
本実施形態では、過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ｂ）に示すように、過電圧状態では通常状態とは逆位相でパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する。すなわち、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された下アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された上アームトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、発電機２００から整流出力電圧端子５０２に流れる電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流が流れる）場合には、交流出力端子に接続された上アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された下アームトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、基準電圧端子５００から発電機２００に流れる電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。
【００１０】
以上の動作を更に詳しく説明すると、以下のとおりである。
図２(ａ)の通常状態の駆動表に示す３Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図４に、また、図２（ｂ）に示す過電圧負荷状態の３Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図５に示す。
本実施形態では、通常状態にはソースからドレインに電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴについてはオン制御またはオンするデューティを増加してソースからドレインに同期整流ダイオードとして低損失に電流を流すが、パワーＭＯＳＦＥＴが過電圧状態になると、オフ制御またはオフするデューティを増加する制御にする。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴに流れていた電流は、ＭＯＳＦＥＴ電流ではなく、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜１２ｃに電流が移る。このため、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる全電流（ＭＯＳＦＥＴ電流と内蔵ダイオードに流れる電流の合計）の絶対値は減少する。これに対し、前記パワーＭＯＳＦＥＴと対になって配置されている逆アーム側にあるパワーＭＯＳＦＥＴは、対となるパワーＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御する。すなわち、通常状態ではオフ制御またはオフするデューティを増加する制御にするが、過電圧状態ではオン制御またはオンするデューティを増加する制御にする。
これにより、整流出力電圧Ｖ１が過電圧になった時に、ドレイン・ソース間の電圧も抑制でき、さらに整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。
上記動作内容をフローチャート図で示すと、図３となる。これにより、整流出力電圧端子５０２から基準電圧端子５００側に電流を流すことにより、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生する整流出力電圧が規定電圧より過度に高い電圧となることが防止できる。
【００１１】
さらに、本実施形態では、一方向性素子として使用するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に電圧クランプ素子として使用する電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、２３ａ、２３ｂ、２３ｃを接続することにより、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴをアクティブクランプさせる。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には定格電圧以上の電圧が印加されることを防止できるため、パワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止できる。ここで、アクティブクランプ動作を開始する整流出力電圧の値は、パワーＭＯＳＦＥＴが同期整流ダイオードとして動作しなくなるときの整流出力電圧の値より高くすることが望ましい。
また、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子と電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃの間に配置する。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子がパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間電圧を下げてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフに駆動しているときにも、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ゲート間に設定電圧以上の過電圧が印加されると、電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃによりパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間に電圧を印加してドレイン電流を流し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ソース間に過電圧が印加されないように保護する。ここで、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、トランジスタを抵抗性素子として使用してもよい。また、ゲート抵抗は回路構成上パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路の中に配置しても構わない。
なお、本実施形態では、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを保護する例を示したが、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えても同様の効果がある。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げている（オフ駆動をしている）ときでも、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に設けた電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃにクランプ電圧以上の電圧が印加されようとすると、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃでは、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を０Ｖにできなくなる。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間電圧が上昇し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃがオンすることにより、過電圧が印加されないようにできる。
【００１２】
なお、図１では、紙面の都合上、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードの数は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするために２個を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をクランプするために２個を直列接続しているが、例えば１２Ｖバッテリシステムや３６Ｖバッテリシステムの場合では、前記トランジスタのクランプ電圧は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプする電圧は、整流出力電圧の上限値との関係で決まり、２０Ｖ以上（１２Ｖバッテリシステムならば２５Ｖ程度）である。また、ドレインに対してゲート電圧をクランプする電圧は、ゲート酸化膜の保護の目的とゲート電圧が変化してもゲートからドレインへのリーク電流が流れないようにする必要があることから、５Ｖ以上３０Ｖ以下（例えば、２０Ｖ程度）であることが望ましい。
また、このダイオードは、パワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ上に形成される多結晶シリコンダイオードを使用することにより、低コスト化と小型化を図ることができる。例えば、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードは、耐圧が約６Ｖの多結晶シリコンダイオードとし、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするために４個（２個以上８個以下）を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をクランプするために３個（１個以上３個以下）を直列接続することにより実現できる。ここで、ゲートに対してドレイン電圧をクランプする電圧は、上述のパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃが過電圧状態と判断する最大整流出力電圧Ｖｍａｘより高く設定することが望ましい。
このように、ドレイン・ゲート間にダイオードのクランプ電圧を設定することにより、整流出力電圧が上昇した場合、まず、フィールド電流を低減させ、ゲート駆動方法も変えて、それでも整流出力電圧が抑えられない場合にパワーＭＯＳＦＥＴを保護するためにアクティブクランプが動作し、パワーＭＯＳＦＥＴを保護するように設定できる。
以上の構成により、本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１３】
図６は、本発明の第２の実施形態として、第１の実施形態を示す充電装置（図１の回路図）において、過電圧状態でパワーＭＯＳＦＥＴの外部ゲート電圧（パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路２６ａ〜２６ｃ、１６ａ〜１６ｃの出力電圧）を全てＬ状態に駆動する場合の駆動表を示し、図７は、その動作フローチャート図を示す。
本実施形態では、図１の回路図において、過電圧状態で全てのパワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げ（図６、図７のＬ状態）、全てのパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動する。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃのドレイン・ゲート間に印加される電圧がクランプダイオード２３ａ〜２３ｃ、１３ａ〜１３ｃのクランプ電圧より高くなる場合がある。この場合には、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間電圧は、一定電圧に保とうとするため、ゲート・ソース間電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃは自動的にオンする。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には規定以上の電圧が印加されないため、パワーＭＯＳＦＥＴは、破壊せず、保護されることになる。
さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃが自動的にオンすることにより、同時に整流出力電圧端子５０２からの電流を基準電圧端子５００側にバイパスさせる。このため、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生する整流出力電圧が過大にならないように制御される。
なお、本実施形態の場合も、第１の実施形態で述べたように、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いるか、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えておくことが必要である。
本実施形態でも、過電圧保護の応答速度はやや低減するものの、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１４】
図８は、本発明の第３の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図９は、本実施形態の動作フローチャート図である。
本実施形態では、発電機２００の交流出力端子５０６，５０７，５０８に発生する相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをモニタすることにより、過電圧状態を検出し、保護動作することが特徴である。本実施形態の場合にも、第１の実施形態の場合と同様に、過負荷保護のためにはパワーＭＯＳＦＥＴを通常状態とは逆位相でゲート駆動するが、保護動作をかける場合の判断を相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの値を利用して判断することが特徴である。すなわち、ブリッジ回路に使われるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖ１−Ｖａ、Ｖ１−Ｖｂ、Ｖ１−Ｖｃを基準電圧（Ｖｒ２）３６、基準電圧（Ｖｒ３）３７と比較することにより実現する。基準電圧Ｖｒ２、Ｖｒ３はゼロ電圧とすることが望ましい。
【００１５】
本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向に電流が流れる時、すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときには、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＨ（高電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御して低損失に電流を導通させる。また、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧は正電圧となっているため、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＬ（低電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御させる。このような同期整流ダイオード動作により低損失駆動できる。
なお、整流出力電圧を目標電圧に設定するために、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときに、パワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するものの、整流出力電圧の値によりオン制御するデューティを調整して駆動し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴには逆位相の電圧を印加させて駆動しても構わない。
過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。この時、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧となるトランジスタと対になるアームのトランジスタをオンまたはオンするデューティが増加する制御をする。これにより、過電圧が印加されているパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を低減でき、さらに、整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。
なお、相電圧は、ゲート電圧を印加することより大きく変化してしまうため、相電圧（ドレイン・ソース間電圧）の検出は、トランジスタをオフさせたときに実行することが望ましい。
以上の構成により、本実施形態でも第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
また、本実施形態では、上アーム用ＭＯＳＦＥＴも下アーム用ＭＯＳＦＥＴもそれぞれ独立してドレイン・ソース間電圧をモニタして制御する方法を示したが、例えば下アーム用ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧だけを基準電圧Ｖｒ２と比較して、上アーム用ＭＯＳＦＥＴは対となる下アーム用ＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御するようにしても同様の効果がえられる。
また、本実施形態では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上かどうかで過電圧保護をかける場合を示したが、発電機の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃのいずれかが規定電圧以上になった場合に、図９に示した駆動方法により、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変えて駆動することにより、過負荷保護動作させてもよい。この場合には、電流出力端子から基準電圧端子への電流パスが増加するため、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変えて過電圧保護動作すると、過電圧保護を迅速に実行できるという効果がある。
【００１６】
図１０は、本発明の第４の実施形態として、第３の実施形態を示す充電装置（図８の回路図）において、過電圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が異なる場合の動作フローチャート図を示す。
本実施形態では、発電機２００の相電圧をモニタすることにより、過負荷状態を検出するという点では第３の実施形態と同じであるが、過電圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が少し異なる。すなわち、本実施形態では、過負荷保護のために、上アーム用ＭＯＳＦＥＴと下アーム用ＭＯＳＦＥＴのうちドレイン・ソース間電圧が高い方のパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するために、相電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃが整流出力電圧Ｖ１の１／２の電圧より大きいか小さいかを比較することにより実現することが特徴である。このため、これまでの実施形態のように通常動作の場合と全く逆位相の駆動をしているわけではない。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１７】
図１１は、本発明の第５の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図１２は、本実施形態の動作フローチャート図である。
本実施形態は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、整流に用いるパワーＭＯＳＦＥＴの制御のために、相電流ではなく、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を使用することが特徴である。このために、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴのソース側、ドレイン側に接続した抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃで電流検出することが特徴である。
本実施形態において、通常状態では、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）以下になる期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）以下になる期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をして損失を低減する。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は高電圧または高電圧にするデューティが増加する制御にする。一方、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）を超える期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）を超える期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフ制御またはオフするデューティが増加する制御をする。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は低電圧または低電圧にするデューティが増加する制御をする。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを低損失な同期整流駆動する。
これに対し、本実施形態は、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合には、上記駆動とは逆位相で駆動して整流出力電圧がが過大となることを防止することが特徴である。
なお、本実施形態では、下アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗１７ａ〜１７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ２を発生する基準電圧３６、上アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ３を発生する基準電圧３７を設ける場合を示したが、上アーム用ＭＯＳＦＥＴを必ず下アームと逆位相で駆動する場合には、上アーム用の電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと基準電圧３７をなくし、下アーム側だけで電流検出して可電圧保護をすることも可能である。
【００１８】
また、本実施形態で示した図１１の回路図で図１３に示す動作フローチャートに従い制御すると、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに過電流が流れることにより、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊することを防止する過電流保護を実現できる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに過大電流が流れているかどうかを抵抗２７ａ〜２７ｃ、１７ａ〜１７ｃで検出しながら、図１２のフローチャートの通常状態動作と同じように駆動する。図１３では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａの過電流検出フローだけを示すが、他のパワーＭＯＳＦＥＴについても同様である。
図１１の回路図において、仮に、特定のＭＯＳＦＥＴに過大電流が流れた場合、例えば、通常状態動作のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａだけに過大電流が流れた場合を考えると、電流検出抵抗１７ａの電圧Ｖ１７ａの絶対値が増加する。もしも、電圧Ｖ１７ａの絶対値｜Ｖ１７ａ｜が規定電圧Ｖｒ２ｍａｘを超えると、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａにはソースからドレインに過電流が流れていると判断する。ソースからドレインに流れる電流はゲート・ソース間電圧では適切に制御できないため、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに過電流が流れつづけ、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａは熱により破壊する可能性がある。
そこで、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａが過電流状態になった場合には、１１ａと対になって接続してあるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることが特徴である。
発電機２００に流れ込む電流は、発電機内のコイルに流れる電流であるため、急には低減しないが、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａを流れる電流が過電流となった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａと対になるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａからも発電機に電流が提供されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに流れる電流を抑制することが可能とある。
Ｖ１７ａがＶｒ２（例えば基準電圧Ｖｒ２は０ボルト）より高い電圧となった場合には、通常状態動作と同様に１６ａの出力電圧は低電圧、２６ａの出力電圧は高電圧に制御する。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ以外のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃ２１ｂ、２１ｃは過電流となっていないため、各々Ｖ１７ｂとＶｒ２の比較、Ｖ１７ｃとＶｒ２の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｂとＶｒ３の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３の比較を行い、通常状態動作と同じ駆動をする（図１３では、紙面の都合上Ｖ１７ｃとＶｒ２の比較とＶ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３は示してない。）。
なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態のときに、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、通常状態動作と同じように、高電圧にして電圧降下を抑えてもよいし、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、０ボルトにして、パワーＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流が減衰する速度を速くするようにしても構わない。
このようにして、同期整流駆動されたパワーＭＯＳＦＥＴの過電流保護動作が可能となる。
なお、本実施形態では、ブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴに過大電流が流れる場合の保護として説明したが、ブリッジ回路を構成する個々のパワーＭＯＳＦＥＴに温度検出回路を設け、規定温度以上になるパワーＭＯＳＦＥＴに過大な電流が流れなくなるように、対となるパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせて電流を分散するように駆動することにより、パワーＭＯＳＦＥＴを保護することも可能である。
ここで、抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃは、配線等の寄生抵抗を使用した場合には低コスト化と小型化が図れるという効果もある。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１９】
図１４は、本発明の第６の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態では、図１の回路に発電機２００のＹ結線の中点端子５０１に対して上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ２１ｄと下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄを追加することを特徴とする。
従来回路では、中点端子５０１と基準電圧端子５００との間ならびに中点端子５０１と整流出力端子５０２との間にはそれぞれダイオードを配置し、効率を向上させていたが、本実施形態では、その効率向上に用いるダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、更に効率向上を図っている。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの駆動方法は他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様である。すなわち、抵抗５１４の電圧Ｖｘｓを検出し、ソースからドレインに電流が流れるときにはパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴはオフ制御するが、過電圧状態では逆位相で駆動させる。さらに、過電圧保護動作をさせる場合には、ソースからドレインに電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴと対となるパワーＭＯＳＦＥＴはオン制御またはオンするデューティを増加する駆動をする。この時、対となる逆アームに配置されたトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、中点電圧端子５０１から整流出力端子５０２への電流または基準電圧端子５００から中点電圧端子５０１に流れる電流を低減するために、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。
なお、ダイオード１２ｄ、２２ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの内蔵ダイオードであり、ダイオード１３ｄ、２３ｄと抵抗１４ｄ、２４ｄは、過電圧保護のために設けてある。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
また、本実施形態は、相電流を検出する回路に中点端子用のパワーＭＯＳＦＥＴを追加した場合であるが、Ｙ結線型の発電機ならどのような回路にも適用でき、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００２０】
図１５は、本発明の第７の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、発電機２０１としてΔ結線型で回転子磁石２を使用することを特徴とする。すなわち、本実施形態は、フィールドコイルを使用せずとも、オールタネータ回路を実現できるようにした。
発電機２０１は、ＵＶ相のコイル１ａｂ、ＶＷ相のコイル１ｂｃ、ＷＵ相のコイル１ａｃ、回転子磁石２からなる。
本実施形態の場合には、オールタネータを低コストに実現できるという効果がある。このため、本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図られ、さらに低コスト化が図れるという効果がある。
【００２１】
図１６は、本発明の第８の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態では、整流出力端子電圧Ｖ１が過大になっても、負荷４に過電圧が印加されないようにスイッチ素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ４２を追加することを特徴とする。
すなわち、本実施形態では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上になった場合に、整流出力端子５０２とバッテリー側端子５０３とを遮断するためのパワーＭＯＳＦＥＴ４２を設ける。通常は、パワーＭＯＳＦＥＴ４２はオン状態であるが、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１が過剰に高くなる過電圧状態の場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ４２をオフする。これにより、バッテリー側端子５０３に過剰な電圧パルスが印加されないため、バッテリー３に接続されている負荷４が過電圧により破壊することを防止できる。
なお、抵抗４４とダイオード４３はパワーＭＯＳＦＥＴ４２の他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様に破壊強度を増加するために設けてある。
従って、本実施形態の場合にも、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００２２】
なお、上述した実施形態では対となる上アームトランジスタと下アームトランジスタは同時にオンすることがないように駆動することを原則として述べてきたが、過電圧保護のため、故意に対となる上アームトランジスタと下アームトランジスタを同時にオンさせて貫通電流を増加させ、整流出力電圧Ｖ１が過電圧とならないように制御させるようにしても構わない。
【００２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、充電装置、特に車両用オールタネータの高効率化と信頼性向上を図ることができ、同時に低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常状態（ａ）と過負荷状態（ｂ）の場合の駆動表である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図４】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常状態における主要電流の流れを示した図である。
【図５】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の過負荷状態における主要電流の流れを示した図である。
【図６】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電回路図の駆動表である。
【図７】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電回路図の動作フロー図である。
【図８】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図９】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態として図８に示す充電回路図の動作フロー図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１６】本発明の第８の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【符号の説明】
１ａ…Ｕ相のコイル、１ｂ…Ｖ相のコイル、１ｃ…Ｗ相のコイル、１ａｂ…ＵＶ相のコイル、１ｂｃ…ＶＷ相のコイル、１ａｃ…ＷＵ相のコイル、１ｘ…フィールドコイル、２…回転子磁石、３…バッテリー、４…負荷、５…イグニッションスイッチ、６…チャージランプ、１１ａ〜１１ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１１ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ａ〜１２ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１３ａ〜１３ｄ、２３ａ〜２３ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）ダイオード、１４ａ〜１４ｄ、２４ａ〜２４ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）抵抗、１５ａ〜１５ｄ…相電流検出回路、１６ａ〜１６ｄ、２６ａ〜２６ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）、１７ａ〜１７ｄ、２７ａ〜２７ｄ…センス抵抗（または、寄生抵抗）、２１ａ〜２１ｃ…上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、２１ｄ…中点上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、２２ａ〜２２ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間ダイオード、３０…ボルテージレギュレータ、３１…制御回路、３３…０Ｖ判別回路、３５，３６，３７…基準電圧、Ｖａ〜Ｖｃ…相電流検出電圧端子、５０２…整流出力電圧端子、５００…基準電圧端子、５０５…ボルテージレギュレータの電圧端子、５０３…バッテリ側高電圧端子、２００，２０１…発電機

Claims

上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機の相電流とその向きを検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力端子と基準電圧端子間に発生する整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、発電機に交流出力端子から相電流が流入する状態の交流出力端子に接続された前記上アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機の相電流と向きを検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力端子と基準電圧端子間に発生する整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、発電機から交流出力端子に相電流が流出する状態の交流出力端子に接続された前記下アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機の相電流と向きを検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記発電機の相電流と向きに基づき、前記整流出力端子と基準電圧端子間に発生する整流出力電圧が第１の規定電圧以上になった場合に、通常のゲート駆動電圧制御とは逆位相で駆動し、前記第１の規定電圧より低い第２の規定電圧以下ではゲート・ソース間電圧はしきい電圧以下に抑えて遮断制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、前記ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧と検出されたトランジスタと対になるトランジスタをオンまたはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、前記整流出力電圧を低減するように前記交流出力端子に接続された対となる２つのトランジスタのうち、ドレイン・ソース間電圧が高いと検出された方のトランジスタをオンまたはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記交流出力端子と基準電圧端子または整流出力端子との間の電圧が規定電圧以上になった場合に、前記交流出力端子に接続された２つのトランジスタのうち、ドレイン・ソース間電圧が負電圧となるトランジスタと対となるトランジスタをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、交流出力端子から前記整流出力端子の方向に電流が流れる上アームトランジスタと対になる下アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、基準電圧端子から交流出力端子の方向に電流が流れる下アームトランジスタと対になる上アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記トランジスタのソースからドレインに流れる電流が規定電流以上になった場合に、そのトランジスタと対になるトランジスタをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。
請求項１から請求項９のいずれかにおいて、前記発電機２００はＹ結線であり、該Ｙ結線の中点端子から前記整流出力端子との間に中点用上アームトランジスタと、該Ｙ結線の中点端子から前記基準電圧端子との間に中点用下アームトランジスタを設けることを特徴とする充電装置。
請求項１０において、前記中点用上アームトランジスタと前記中点用下アームトランジスタについてもそれぞれトランジスタのゲート制御回路に前記ブリッジ回路と同じく前記発電機２００の中点電流とその向きを検出する相電流検出回路または前記発電機が発生する中点電圧を検出し、前記中点用上アームトランジスタと中点用下アームトランジスタのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路または前記中点用上アームトランジスタと中点用下アームトランジスタに流れる電流を検出する相電流検出回路を設けることを特徴とする充電装置。
請求項１から請求項９のいずれかにおいて、前記発電機２００はΔ結線であることを特徴とする充電装置。
請求項１から請求項１２のいずれかにおいて、前記整流出力端子と負荷側端子間に負荷遮断用トランジスタを設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、前記整流出力端子と負荷側端子とを遮断することを特徴とする充電装置。