JP3645093B2 - 磁気インピーダンス効果形渦電流センサ - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、渦電流センサに係り、特に、パルス励磁方式の磁気インピーダンス効果形渦電流センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の渦電流センサは、ヘッドを小型化するために主として空心コイルを用い、これに交流電流を通電して金属面からの渦電流反磁界による空心コイルの磁束変化の減少をコイル電圧の減少として検出し、金属の近接検出や金属面の電磁気特性および欠陥等の検出に使用するようにしていた。
【０００３】
この場合、コイルに高透磁率磁性体を磁心として設置し、感度を高めることができるが、磁性体内部のコイル軸方向の反磁界を軽減するために磁性体の長さを確保する必要があり、金属細管内部にセンサを設置する時など空間的制約がある場合は、ヘッドの小型化や薄型化が困難であり、やはり空心コイルヘッドが主体となっている。
【０００４】
しかし、近年の非破壊検査の高度化の要求は厳しくなり、金属表面の微細な傷や不純物を検出するために、ヘッドの寸法を１ｍｍ以下のマイクロ寸法にしたり、金属の浅い表面の非破壊検査をするために表皮効果を顕著にする高周波技術が要求されるなど、従来のコイル法では解決できない場合が増えてきている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、従来の渦電流センサは、空心コイルを交流励磁し、対象金属表面の渦電流による反磁界によって、コイルのインダクタンスが減少するのを検出する方法が一般的である。しかしながら、この方法では、
（１）金属表面からコイル端面までの距離（リフトオフ）の２倍以上のコイル直径が必要である。例えば、２ｍｍのリフトオフでは４ｍｍ以上のコイルが必要であり、ヘッドの小型化が困難である。また、金属表面のピンポイント検出が困難である。
【０００６】
（２）リフトオフを高くするためには、コイル磁界をコイル端面から遠方に発生させ、金属面からの反磁界を強めることが必要になり、そのためコイルの軸方向長さを長くすることになる。このためヘッドの小型化が困難となる。
（３）検出感度を上げ、信号対雑音比を上げるためには、コイルの巻数を多くする必要があり、ヘッドの小型化が困難である。
【０００７】
（４）原子炉用ウランペレット管など表面が平滑仕上げされたサンプルの浅い表面の微細ひびなどを検出する場合、金属の表皮深さを浅くするために周波数を高くする必要がある（例えば、２０ＭＨｚ以上）が、コイルの浮遊容量による変位電流のため、検出回路（リード線）が不安定になりやすく、検出精度が得られない。
【０００８】
などの問題が表面化しているが、これらの問題は現在未解決の状態である。
このように、従来の渦電流センサは、主に空心コイルを用い、これに交流電流を流し、金属面からの渦電流反磁界により発生する空心コイルにおける磁束変化の減少として検出し、金属の近接検出や金属面の電磁気特性及び欠陥等の検出に使用されている。
【０００９】
さらに検出感度を高めるためには、コイルの磁心に高透磁率磁性体を使用することができるが、磁性体内部のコイル軸方向の反磁界を軽減するために磁性体の長さを確保する必要があり、ヘッドの小型化や薄膜化には困難であるため、空心コイルを用いたヘッドが一般的であった。
また、最近では、金属の浅い表面の非破壊検査のために表皮効果を顕著にする高周波技術が要求されているが、従来のコイル法では、浮遊容量の問題解決が難しく検出精度の向上は難しいものがある。
【００１０】
そこで、本発明は、上記従来のコイル型渦電流センサのヘッドを改善し、本願発明者が先に見出した磁性線の磁気インピーダンス効果を利用することにより、著しくヘッドを小型化して、金属浅表面のピンポイント領域の電磁気特性の検出を実現し、ヘッドの励磁をパルス電流で行うことにより、安定で高速応答の渦電流センサを提案したものである。これは、工業的に渦電流センサが使用されている全ての技術分野に属しているものであり、顕著に高度化することができる。
【００１１】
すなわち、本発明は、上記問題点を除去し、渦電流センサのヘッドの小型化、リフトオフの確保、高周波化を図ることができる磁気インピーダンス効果形渦電流センサを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、
〔１〕磁気インピーダンス効果形渦電流センサであって、磁性細線に表皮効果による磁気インピーダンス効果を発生させる鋭いパルス電流を印加するパルス電圧発生回路と、前記パルス電流に応じて磁性細線の長さ方向にパルス磁界を誘起する手段と、前記パルス磁界によって近接金属表面に誘起された渦電流による反磁界で減少する前記磁性細線両端間誘起パルス電圧を直流電圧に変換し増幅して出力電圧を得る回路とを具備するようにしたものである。
【００１３】
〔２〕上記〔１〕記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線として、アモルファス磁性細線を用いるようにしたものである。
〔３〕上記〔１〕記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記パルス電圧発生回路として、Ｃ−ＭＯＳインバータによるマルチバイブレータ回路と、微分回路およびパルス波形整形増幅用Ｃ−ＭＯＳインバータより成る発振回路を用いるようにしたものである。
【００１４】
〔４〕上記〔１〕記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線の長さ方向にパルス磁界を発生させる手段として、磁性細線の周回に被覆導線コイルを設置するようにしたものである。
〔５〕上記〔１〕記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線両端間誘起パルス電圧を直流電圧に変換する回路として、ショットキーバリアダイオードとピークホールド回路より成る回路を用いるようにしたものである。
【００１５】
〔６〕上記〔１〕記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線を１対用い、それぞれの磁性細線の誘起パルス電圧を直流電圧に変換した後、その電圧の差を出力とするようにしたものである。
なお、〔１〕の鋭いパルス電流の代わりに、表皮効果を発生させる高周波電流を用いても良いことは、磁気インピーダンス（ＭＩ）効果の観点から当然のことである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は本発明にかかる磁気インピーダンス効果形渦電流センサの構成図である。
この図において、１はＣ−ＭＯＳ・ＩＣ（７４ＡＣ０４）であり、２個のインバータ２，３（Ｑ₁ ，Ｑ₂ ）と抵抗４（Ｒ₁ ：２０ｋΩ），コンデンサ５（Ｃ₁ ：１００ｐＦ）でマルチバイブレータを構成するとともに、波形を整形・増幅する他のインバータ６，７，８，９を有する。
【００１７】
また、１０は抵抗（Ｒ₂ ：１Ω）、１１は零磁歪アモルファスワイヤ、１２はショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、１３はコンデンサ（Ｃ₂ ：１０００ｐＦ）、１４は抵抗（Ｒ₃ ：５２０ｋΩ）、１５は抵抗（Ｒ₅ ：１０ｋΩ）、１６は抵抗（Ｒ₇ ：１００ｋΩ）、１７は可変抵抗（ＶＲ₁ ：３ｋΩ）、１８は抵抗（Ｒ₄ ：１０ｋΩ）、１９は第１の差動増幅器（ＯＰ₁ ：ＬＦ３５６）、２０は抵抗（Ｒ₆ ：１００ｋΩ）、２１は抵抗（Ｒ₈ ：１０ｋΩ）、２２は抵抗（Ｒ₁₀：１０ｋΩ）、２３は第２の差動増幅器（ＯＰ₂ ：ＬＦ３５６）、２４は抵抗（Ｒ₉ ：１ＭΩ）である。
【００１８】
図１に示す本発明の渦電流センサ回路の基本構成は、Ｃ−ＭＯＳ・ＩＣ１内の２個のインバータ２，３のマルチバイブレータで方形波を発振させ、その電源ラインに流れるパルス電流を、長さ１ｍｍ、３０μｍ径の零磁歪アモルファスワイヤ１１に通電し、零磁歪アモルファスワイヤ１１に設置した３０ターンのコイルに鎖交したパルス磁束を対象金属（図示なし）に印加し、金属表面の渦電流反磁界で変化したアモルファスワイヤ両端間電圧をショットキーバリアダイオード１２（ＳＢＤ）で検波し、ピークホールド回路で直流電圧に変換する。
【００１９】
上記した直流電圧が、第１，第２の差動増幅器１９，２３に印加され、ヘッドが対象から十分離れた場合に、センサ出力電圧Ｅ_out が零に設定される。
ヘッド両端間のパルス電圧の代わりに、コイル両端間の電圧を検出電圧にすることもできる。
ヘッド通電のパルス電流の立ち上がり時間は２〜３ｎｓであり、アモルファスワイヤの表皮効果による磁気インピーダンス（ＭＩ）効果の発生に関して最も高感度になる１００〜２００ＭＨｚの交流電流の通電と等価である。
【００２０】
図２は本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図（その１）であり、図１を発展させて、マルチバイブレータの方形波電圧を微分回路で微分し、インバータ３７で増幅整形した後、零磁歪アモルファスワイヤ３８にパルス通電している。
図３はその磁気インピーダンス効果形渦電流センサによる実験結果を示す図（その１）、図４はその渦電流センサのアモルファスワイヤの両端間電圧及びコイルの両端間電圧を示す図である。
【００２１】
図２において、３１，３２はインバータ、３３は抵抗（５１ｋΩ）、３４はコンデンサ（１００ｐＦ）であり、これらによってマルチバイブレータを構成している。３５はコンデンサ（１００ｐＦ）、３６は抵抗（２００Ω）、３７はインバータ、３８はセンサヘッド（零磁歪アモルファスワイヤ）、３９はショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、４０はコンデンサ（１０００ｐＦ）、４１は抵抗（５１ｋΩ）、４２は可変抵抗（ＶＲ₁ ：２００Ω）、４３は差動増幅器（ＯＰ：ＡＤ５２４ １００倍）、４４はアルミ板（６０×１００×１ｍｍ）である。
【００２２】
この実施例では、図２に示すように、両端を半田付けで形成された電極間１ｍｍの３０μｍ径アモルファスワイヤを、３０ターンコイルを巻回した内径１ｍｍのボビンに設置したセンサヘッド３８を、十分広い厚さ１ｍｍのアルミ板４４に平行に距離ｘで近接させるようにした。
このような場合のセンサ出力電圧Ｖ _out と距離ｘの関係を図３に示す。
【００２３】
図３において、曲線ａはアモルファスワイヤとコイルの中心軸とのなす角θ_c が１０°、曲線ｂはそれが５°、曲線ｃはそれが０°、曲線ｄはコイルなしの場合である。
この図３に示すように、約４ｍｍまでＶ _out の変化が現れている。ノイズ電圧は２０ｍＶであり、距離検出分解能は約１５μｍである。
【００２４】
アモルファスワイヤとコイル軸のなす角度θ_c を０°，５°，１０°とした場合、距離ｘに対するＶ_out の変化幅は上記角度θ_c が１０°の場合（曲線ａ）が最大であった。これは、アモルファスワイヤの通電電流に対する磁束変化がワイヤ円周方向であるため、コイルの導線と磁束変化方向が角度を持たなければ鎖交磁束変化が現れないためである。
【００２５】
なお、コイルを施さない場合（曲線ｄ）は、Ｖ_out の変化幅はコイルを施した場合の１／３〜１／４であり小さいが、その変化は安定に測定できる大きさである。これは、アモルファスワイヤに電極形成時にひねり応力が入り、僅かなスパイラル磁化によりワイヤ長さにパルス磁界が発生して、金属板に僅かな磁束が侵入するためと考えられる。
【００２６】
コイルの両端は短絡したが、開放の場合とほぼ同じ特性であった。これは、ワイヤパルス電流波形が急峻で、励磁周波数が１００〜２００ＭＨｚの高周波に相当するので、コイルの鎖交磁束変化の高周波に対して、コイル内の浮遊容量のインピーダンスが低く、コイル内でＬＣ閉路を形成しているためと考えられる。
そして、その渦電流センサのアモルファスワイヤの両端間電圧は、図４（ａ）〔上段〕に、そのコイルの両端間電圧は、図４（ｂ）〔下段〕に示すようになる。図４において、一目盛りは１０ｎｓである。
【００２７】
図５は本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図（その２）、図６はその磁気インピーダンス効果形渦電流センサによる実験結果を示す図（その２）であり、コイルのインダクタンスと浮遊容量によるＬＣ振動波形が観測される。
図５において、５１，５２はインバータ、５３は抵抗（５１ｋΩ）、５４はコンデンサ（１００ｐＦ）であり、これらによってマルチバイブレータを構成している。５５はコンデンサ（１００ｐＦ）、５６は抵抗（２００Ω）、５７はインバータ、５８はセンサヘッド（零磁歪アモルファスワイヤ）、５９はショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、６０はコンデンサ（１０００ｐＦ）、６１は抵抗（５１ｋΩ）、６２は可変抵抗（ＶＲ₁ ：１ｋΩ）、６３は抵抗（７６０Ω）、６４は差動増幅器（ＯＰ：ＡＤ５２４ １００倍）である。
【００２８】
図６は零磁歪アモルファスワイヤ５８のコイルを開放した場合（曲線ａ）とワイヤ電流をコイルに直列に通電した場合（曲線ｂ）のＶ _out −ｘ特性を示す図である。
後者では、０．５ｍｍで変化は終了し、その変化幅は前者の１／４程度である。これは、前者でのコイルは弱結合のトランスの２次側コイルとしてほぼ自由なＬＣ振動であって、金属板の渦電流反磁界の反作用を受けやすく、後者ではコイル電流がワイヤ電流と同一で固定されていることによると考えられる。
【００２９】
次に、本発明の第２実施例について説明する。
図７は本発明の第２実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図であり、図１に示した単一ヘッド型センサ回路を２個対称型に組み合わせて差動形にしたツインヘッド形渦電流センサ回路図である。
図７において、２個のインバータ７１，７２（Ｑ₁ ，Ｑ₂ ）と抵抗７３（Ｒ₁ ：５．１ｋΩ），コンデンサ７４（Ｃ₁ ：１００ｐＦ）でマルチバイブレータを構成すると共に、コンデンサ７５（Ｃ₂ ：１００ｐＦ）、抵抗７６（Ｒ₂ ：２００Ω）を設け、波形を整形・増幅する他のインバータ７７，７８（Ｑ₃ ，Ｑ₄ ）を有する。また、７９は可変抵抗（ＶＲ₁ ：２００Ω）、８０はツインヘッド、８１はその第１のコイル、８２はその第２のコイル、８３，８４はショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）、８５，８６はコンデンサ（Ｃ₃ ，Ｃ₄ ：１０００ｐＦ）、８７，８８は抵抗（Ｒ₃ ，Ｒ₄ ：５１０ｋΩ）、８９は差動増幅器（ＯＰ：ＡＤ５２４ １０００倍）である。
【００３０】
この第２実施例による渦電流センサによれば、以下のような利点がある。
ツインヘッド８０を対象金属（図示なし）表面から等距離に設定すると、金属表面の２つの微小領域の電磁気特性の差が、金属表面からの距離に依存せず検出されるので、金属表面の微細な傷や介在物の非破壊検出に適している。
また、このヘッドのインピーダンスは、金属表面の渦電流反磁界以外の地磁気などの外乱磁界によっても変化するので、このツインヘッドによって、外乱磁界の影響を相殺することができる。
【００３１】
第１実施例（図１）及び第２実施例（図７）のセンサ回路では、数ｎｓ幅のパルス電流による消費電力だけであり、増幅器もＣ−ＭＯＳアンプで構成すれば、センサの消費電力は１０ｍＷ以下であって、微小消費電力型の携帯容易な小型軽量センサとして構成することができる。
図８は本発明の第２実施例を示すツインヘッド形渦電流センサによる、アルミ板の表面１００μｍ径ピンホールの検出波形図であり、図８（ａ）はリフトオフ０．２ｍｍ、図８（ｂ）はリフトオフ０．５ｍｍの場合である。
【００３２】
ここでは、直径３０μｍで長さ１ｍｍのアモルファスワイヤ２本を２ｍｍ間隔で平行に、かつ、対象アルミ板表面にもリフトオフ１ｍｍで平行に設定した。ピンホール近傍の渦電流がピンホールで乱され、２個のアモルファスワイヤにかかる反磁界の大きさに差を生じ、ヘッドをアルミ板上で掃引させるとパルス電圧が検出されることがわかる。
【００３３】
上記したように、本発明では、渦電流センサのヘッドの小型化、リフトオフの確保、高周波化などの従来のセンサ技術では解決できない課題を、零磁歪アモルファスワイヤの磁気インピーダンス効果（ＭＩ効果）形のヘッドと、パルス電子回路技術によって解決することができた。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、アモルファスワイヤにコイルを施すことなく、リード線で励磁して磁気インピーダンス（ＭＩ）効果を利用する方法など、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【００３４】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、渦電流センサのヘッドの小型化、リフトオフの確保、高周波化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる磁気インピーダンス効果形渦電流センサの構成図である。
【図２】本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図（その１）である。
【図３】本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサによる実験結果を示す図（その１）である。
【図４】本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサのアモルファスワイヤの両端間電圧及びコイルの両端間電圧を示す図である。
【図５】本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図（その２）である。
【図６】本発明の第１実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサによる実験結果を示す図（その２）である。
【図７】本発明の第２実施例を示す磁気インピーダンス効果形渦電流センサ回路図である。
【図８】本発明の第２実施例を示すツインヘッド形渦電流センサによるアルミ板の表面１００μｍ径ピンホールの検出波形図である。
【符号の説明】
１ Ｃ−ＭＯＳ・ＩＣ（７４ＡＣ０４）
２，３，６，７，８，９，３１，３２，３７，５１，５２，５７，７１，７２，７７，７８ インバータ
４，１０，１４，１５，１６，１８，２０，２１，２２，２４，３３，３６，４１，５３，５６，６１，６３，７３，７６，８７，８８ 抵抗
５，１３，３４，３５，４０，５４，５５，６０，７４，７５，８５，８６ コンデンサ
１１ 零磁歪アモルファスワイヤ（磁性細線）
１２，３９，５９，８３，８４ ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）
１７，４２，６２，７９ 可変抵抗（ＶＲ₁ ）
１９ 第１の差動増幅器
２３ 第２の差動増幅器
３８，５８ センサヘッド（零磁歪アモルファスワイヤ）
４３，６４，８９ 差動増幅器
４４ アルミ板
８０ ツインヘッド
８１ ツインヘッドの第１のコイル
８２ ツインヘッドの第２のコイル

Claims (6)

1. 磁気インピーダンス効果形渦電流センサであって、
   （ａ）磁性細線に表皮効果による磁気インピーダンス効果を発生させる鋭いパルス電流を印加するパルス電圧発生回路と、
   （ｂ）前記パルス電流に応じて磁性細線の長さ方向にパルス磁界を誘起する手段と、
   （ｃ）前記パルス磁界によって近接金属表面に誘起された渦電流による反磁界で減少する前記磁性細線両端間誘起パルス電圧を、直流電圧に変換し増幅して出力電圧を得る回路とを具備することを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。
2. 請求項１記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線としてアモルファス磁性細線を用いることを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。
3. 請求項１記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記パルス電圧発生回路としてＣ−ＭＯＳインバータによるマルチバイブレータ回路と微分回路およびパルス波形整形増幅用Ｃ−ＭＯＳインバータより成る発振回路を用いることを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。
4. 請求項１記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線の長さ方向にパルス磁界を発生させる手段として、磁性細線の周回に被覆導線コイルを設置することを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。
5. 請求項１記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線両端間誘起パルス電圧を直流電圧に変換する回路として、ショットキーバリアダイオードとピークホールド回路より成る回路を用いることを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。
6. 請求項１記載の磁気インピーダンス効果形渦電流センサにおいて、前記磁性細線を１対用い、それぞれの磁性細線の誘起パルス電圧を直流電圧に変換した後、その電圧の差を出力とすることを特徴とする磁気インピーダンス効果形渦電流センサ。

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