JP3635644B2

JP3635644B2 - エコーキャンセラ

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Publication number: JP3635644B2
Application number: JP2003161066A
Authority: JP
Inventors: 哲也酒寄
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2003-06-05
Filing date: 2003-06-05
Publication date: 2005-04-06
Anticipated expiration: 2015-12-05
Also published as: JP2004007722A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エコーキャンセラに関する。
【０００２】
【従来の技術】
エコーキャンセラとして、従来、例えば著者“村野”らによる文献「“情報・通信におけるディジタル処理” 昭晃堂，昭和６２年１１月２５日，pp.１６３〜１７６」に示されているようなものが知られている。
【０００３】
図８は上述の文献に示されているような一般的なエコーキャンセラの構成例を示す図であり、エコーキャンセラは、スピーカとマイクによる双方同時通話を行なう機器などにおいて発生するエコーを減衰させる機能を有している。すなわち、図８において、受信信号はスピーカ１から出力信号として出力されるが、その一部はエコーパス(エコー経路)２を経由して、マイク３に回り込んで、入力信号に混入し、従って、送信信号にはスピーカ１から出力された出力信号が入力信号に混入したものとなる。これがエコーであり、エコーを減衰させるものがエコーキャンセラである。
【０００４】
図８の構成例では、エコーキャンセラは、フィルタなどのエコーキャンセル部４として構成されており、エコーパス２のインパルス応答を推定し、これを受信信号に畳み込んで生成した擬似エコーを逆位相で入力信号(送信信号)に加えることでエコーを減衰させるようになっている。
【０００５】
このエコーキャンセル部４の構成および動作については、上述した文献に詳述されている。すなわち、エコーキャンセラの扱うエコー遅延量を厳密に定義すると、図９に示すように設置局から加入者通信回線を経てエコーが戻ってくるまでの絶対遅延量と、エコーパス２の伝達特性によって決まるインパルス応答を合わせたもので、これをインパルス応答系列と呼ぶ。エコーキャンセラの機能は、８ｋＨｚのサンプリング周期を持つトランスバーサル・フィルタと、そのタップ係数(フィルタ係数)を逐次更新する係数修正部の基本機能のほかに、双方同時通話時(ダブルトーク時)に話者音声によってタップ係数(フィルタ係数)の更新が誤らないようにするエコーキャンセラ保護部，およびエコーレベルが低い時に、エコーの抑圧効果をさらに高めるために微弱エコー信号を無条件で零値に抑圧する非線形処理(センタクリッパ)などがある。いま、サンプリング間隔をＴとして時刻ｎＴでの受信信号をｘ_n，エコーパス２のインパルス応答系列をｗ_iで表わせば、エコー信号ｙ_nは、両者の畳み込みとして次式のように表わされる。
【０００６】
【数１】

【０００７】
一方、トランスバーサル・フィルタのタップ係数(フィルタ係数)をｈ_iとすれば、エコーキャンセル部４で発生される擬似エコーｙ_n’は、次式のようになる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
従って、エコーパス２の推定誤差である残留エコーｅ_nは、回線雑音を無視して次式のようになる。
【００１０】
【数３】

【００１１】
すなわち、エコーを消去するということは、インパルス応答系列すなわちフィルタ係数｛ｈ_i｝をいかにｗ_iに近づけるかということである。トランスバーサル・フィルタのフィルタ係数｛ｈ_i｝の推定手法すなわち係数更新手法としては、一般に、安定性と収束性の点で優れ演算的にも比較的単純で実際にＬＳＩによる装置化が行なわれている学習同定法を用いることができる。学習同定法は、サンプル単位での残留エコーｅ_nの２乗値を受信信号系列｛ｘ_i｝の電力で正規化したものを評価関数Ｄ_nとして、最大傾斜法と同様に逐次タップ係数を求める方法で、そのアルゴリズムは、Ｄ_n＝(ｅ_n)²として、次式のように表わされる。
【００１２】
【数４】

【００１３】
ここで、ｈ_i(n)は時刻ｎにおけるタップ係数ｈ_iを表わしている。αは制御係数(ステップゲイン)と呼ばれ、収束の速度とエコー抑圧量(ＥＲＬＥ：Echo Return Loss Enhancement)を決める制御パラメータである。また、Ｎはトランスバーサル・フィルタのタップ数である。
【００１４】
このようなエコーキャンセラを用いたものとして、従来では、例えば特開平４−１５０１２７号に示されている電話機の通話回路や、特開昭６１−１７２４７１号に示されている会議通話拡声電話機の回り込み防止方式が案出されている。
【００１５】
すなわち、特開平４−１５０１２７号の通話回路では、上述のような基本的なエコーキャンセラに、さらに信号レベルによってオンオフするいわゆるボイススイッチを付加して、残留エコーの低減を図っている。
【００１６】
また、特開昭６１−１７２４７１号の回り込み防止方式では、上述のような基本的なエコーキャンセラとともに可変損失回路がさらに設けられており、受信信号のパワーレバル(受信側入力レベル)，送信信号のパワーレベル(送信側出力レベル)を監視し、これらのレベルに応じて損失回路に対するバイパス制御を行なうことによって、不適切なループゲインによって生じる回り込み信号を消去し、ハウリングを防止することを意図している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、学習同定法を用いてトランスバーサル・フィルタのフィルタ係数(タップ係数)を修正更新する従来の一般的なエコーキャンセラでは、無相関信号を仮定していながら音声信号を主に対象とすることや、トランスバーサル・フィルタのタップ長を部屋の残響時間に対して必ずしも十分には取ることができないなどのため、エコーを完全に消去することは難しかった。
【００１８】
また、ボイススイッチを付加した特開平４−１５０１２７号の方法では、残留エコーの低減を図るものの、ダブルトーク状態の対応が困難であり、近端話者音声の立ち上がりが切れてしまうというボイススイッチ特有の頭切れの問題が生じてしまう。
【００１９】
また、学習同定法では、受信信号の二乗和を計算するが、電源電圧不安定，周囲電磁雑音，回路経時変化などによって、入力信号に直流成分や低周波雑音等のバイアスが混入した場合、受信信号にもバイアス成分が含まれてしまうため、二乗和計算の誤差が増大し、性能が低下してしまうという問題も生ずる。また、通常この種のエコーキャンセラではダブルトーク検出などにパワーレベルの比較が使われるが、バイアスを含む信号を扱う場合、無信号時でもパワーが大きくなるため、ダイナミックレンジが狭くなり、しきい値設定が難しくなるという問題も生ずる。このような問題は、特開昭６１−１７２４７１号の場合のようにハウリング検出などの目的にパワーレベルを用いる場合も同様に生ずる。
【００２０】
本発明は、上述のような従来の問題を解決し、残留エコーをより確実に低減することの可能なエコーキャンセラを提供することを目的としている。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴としている。
【００２２】
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、ノイズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを備えていることを特徴としている。
【００２３】
また、請求項３記載の発明は、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段と、入力信号に加わっているバイアス成分を検出し、該バイアス成分を除去するバイアス除去手段とを備え、前記バイアス除去手段によって入力信号に加わっているバイアス成分を除去し、また、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴としている。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図において、図８と対応する箇所には同様の符号を付している。図１は本発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例を示す図である。図１を参照すると、この第１の構成例のエコーキャンセラは、エコーキャンセル部４と、ノイズ抑制部１１とを有している。
【００２５】
ここで、エコーキャンセル部４は、前述した従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去する機能を有している。
【００２６】
また、ノイズ抑制部１１は、信号のパワーが小さいときはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにカットオフ周波数が高くなるようなローパスフィルタを用いて構成されており、このエコーキャンセラでは、エコーキャンセル部４の出力をノイズ抑制部１１に通してから送信信号として送信するようになっている。
【００２７】
図２はノイズ抑制部１１の構成例を示す図である。図２の例では、ノイズ抑制部１１は、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーを計算する(パワーに変換する)パワー計算部２１と、パワー計算部２１によって計算されたパワーを２のべき乗表現し、そのときの指数の値を取り出すパワー指数取出部２２と、２のべき乗表現されたパワーの指数の値をノイズ判定しきい値から減算して、これを移動平均区間長ビット数ｍとする減算部２３と、ノイズ抑制処理部２４と、移動平均区間長ビット数ｍが負か否かを判定し、移動平均区間長ビット数ｍが負の場合は、エコーキャンセル部４から出力された信号(すなわち、ノイズ抑制部１１に入力した信号)ｘ_iのレベルがノイズのしきい値よりも大きく、この信号ｘ_iが送信すべき近端話者音声信号であると判断し、ノイズ抑制処理を施さずにこれをそのまま送信信号として出力させる一方、移動平均区間長ビット数ｍが負ではない場合には、ノイズ抑制処理部２４においてこの信号ｘ_iにノイズ抑制処理を施したものを送信信号として出力させる判定切替制御部２５とにより構成されている。
【００２８】
ここで、ノイズ判定しきい値は、２のべき乗表現の指数の形で例えばメモリに予め記憶されているとする。
【００２９】
また、パワー計算部２１は、例えば図３のように構成されている。図３の例では、パワー計算部２１は、エコーキャンセル部４から出力された信号(すなわち、ノイズ抑制部１１に入力した信号)ｘ_iの２乗値ｘ_i ²をとる２乗演算回路３１と、パワーの更新近似値Ｐを格納するためのパワーレジスタ３２と、パワー区間長ｎ_p(定数)をｎ_p＝２^mpで表現するとき、パワーレジスタ３２に格納されている前回の信号ｘ_i-1についてのパワー近似値Ｐ_i-1にｎ_p−１を乗じて、(ｎ_p−１)Ｐ_i-1の演算を行なう乗算器３３と、乗算器３３の乗算結果をｍ_pビット右シフトして、｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1の演算を行なうシフタ３４と、シフタ３４の出力を２乗演算回路３１からの２乗値ｘ_i ²に加算して新たなパワーの近似値Ｐ_iを計算(更新)する加算器３５とにより構成されている。
【００３０】
すなわち、パワー計算部２１は、ｘ_iを入力信号のｉ番目のサンプル，ｎ_pをパワー区間長とするとき、次式のようにして、パワーの近似値Ｐ_iを計算するようになっている。
【００３１】
【数５】
Ｐ_i＝｛(ｎ_p−１)／ｎ_p｝Ｐ_i-1＋ｘ_i ²
【００３２】
このようにして、パワー計算部２１は、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を行なうことができる。すなわち、図３の例では、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を数１によって求められるＰ_iで近似的に置き換えて、行なうことができる。なお、パワー計算部１２において、ｎ_p，ｍ_pは、いずれも定数であるので、これらは、メモリなどに予め記憶しておくことができる。
【００３３】
また、図２を参照すると、ノイズ抑制処理部２４は、ローパスフィルタの機能を移動平均処理によって実現し、ローパスフィルタのカットオフ周波数の変化を、移動平均処理の移動平均区間長の変化によって実現するようになっている。すなわち、図２の例では、ノイズ抑制処理部２４は、移動平均区間長ビット数ｍ分だけ“１”を左へビットシフトして、移動平均区間長ｎ＝２^mの演算を行なうシフタ４１と、シフタ４１の演算結果ｎから“１”を減じて、(ｎ−１)とする減算器４２と、入力信号ｘ_iの移動平均区間合計近似値Ｘ_iが格納される合計レジスタ４３と、減算器４２の減算結果(ｎ−１)と合計レジスタ４３に格納されている前回の入力信号ｘ_i-1についての移動平均区間合計近似値Ｘ_i-1との乗算を行ない、(ｎ−１)Ｘ_i-1を求める乗算器４４と、乗算器４４の乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1を移動平均区間長ビット数ｍ分だけ右へビットシフトして、(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎの演算を行なうシフタ４５と、シフタ４５の演算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎに今回の入力信号ｘ_iを加算して、〔｛(ｎ−１)Ｘ_i-1／ｎ｝＋ｘ_i〕＝Ｘ_iの演算を行なう加算器４６と、加算器４６の演算結果Ｘ_iをｍビット右シフトして、Ｘ_i／ｎの演算を行ない、これを移動平均の近似値として出力するシフタ４７とにより構成されている。
【００３４】
換言すれば、ノイズ抑制処理部２４は、ｘ_iを入力信号のｉ番目のサンプル，ｎを移動平均区間長，Ｘ_iを移動平均区間合計の近似値とするとき、次式のようにして、移動平均の近似値Ａ_iを求めるようになっている。
【００３５】
【数６】
Ａ_i＝Ｘ_i／ｎ
Ｘ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i
【００３６】
このことからわかるように、このノイズ抑制処理部２４の処理によって、パワーの小さい信号ほど、すなわちｍの大きな信号ほど、長い区間の移動平均処理が施されることになり、結果として、信号は、これにカットオフ周波数の低いローパスフィルタを施したような信号になり、このローパスフィルタと等価な処理によって、信号に含まれる残留エコー成分(ノイズ成分)を良好に除去することができる。すなわち、図２の例では、ローパスフィルタは、ビット数表現された可変区間長をもつ移動平均として実現することができる。
【００３７】
次に、このような第１の構成例のエコーキャンセラの動作について説明する。この第１の構成例では、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iをノイズ抑制部１１に通す。ノイズ抑制部１１では、先ず、パワー計算部２１，パワー指数取出部２２において、エコーキャンセル部４から出力された信号ｘ_iのパワーレベルを計算する。このようにしてパワー計算がなされると、信号ｘ_iが近端話者音声などの大きなパワーの信号であるか、残留エコーや背景雑音などのパワーの小さな信号であるかを、計算された信号ｘ_iのパワーレベルとノイズ判定しきい値とを比べることで判別する。
【００３８】
この結果、信号ｘ_iのパワーレベルがノイズ判定しきい値よりも大きいときには、この信号ｘ_iが送信すべき近端話者音声信号であると判断し、ノイズ抑制処理を施さずにこれをそのまま送信信号として出力させる。
【００３９】
これに対し、信号ｘ_iのパワーレベルがノイズ判定しきい値よりも小さいときには、この信号ｘ_iをノイズ抑制処理部２４に与える。ノイズ抑制処理部２４では、信号ｘ_iのパワーレベルが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号ｘ_iのパワーレベルが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるようなローパスフィルタに、信号ｘ_iを通すことによって、信号ｘ_iに含まれる残留エコー成分(ノイズ成分)を除去し、これを送信信号として出力する。
【００４０】
このように、第１の構成例では、エコーキャンセル部４からの出力信号ｘ_iをノイズ抑制部１１に通してから送信信号として出力するので、エコーキャンセル部４で残留エコー成分(ノイズ成分)を完全には取り除くことができずとも、エコーキャンセル部４で完全には取り除くことができなかった残留エコー成分(ノイズ成分)を除去して送信信号を生成し出力することができる。
【００４１】
すなわち、この第１の構成例では、適応フィルタによって生成した擬似エコーによってエコーをキャンセルするエコーキャンセル部４の出力を、パワーによってカットオフ周波数が変化するローパスフィルタの機能をもつノイズ抑制部１１に通すことによって、エコーをさらに減衰させ、エコー減衰率を向上させることができる。
【００４２】
さらに、この第１の構成例では、移動平均を数６によって求められるＡ_iで近似的に置き換えることによって、通常、移動平均区間サンプル数分必要な区間合計を計算するためのバッファが１つだけで済むため、メモリを節約できる。また、移動平均区間サンプル数分必要な加算を１回に抑えることができるため、演算量を削減できる。このように、移動平均処理にかかわるハードウェアコストすなわちカットオフ周波数の可変なローパスフィルタを実現するためのハードウェアコストを著しく低減できる。
【００４３】
また、パワーに適応してカットオフ周波数を変化させるためのパワー計算を数５によって求められるＰ_iで近似的に置き換えることによって、通常、パワー区間サンプル数分必要な区間合計を計算するためのバッファが１つだけで済み、メモリを節約できる。また、パワー区間サンプル数分必要な加算を１回に抑えることができるため、演算量を削減できる。このように、パワー計算にかかわるハードウェアコストをも著しく低減できる。
【００４４】
また、移動平均区間長やパワー区間長がｎ＝２^mやｎ_p＝２^mpとなるように設定し、ｎ，ｎ_pによる除算をｍ，ｍ_pビット右シフトによって行なっており、デジタル信号プロセッサが苦手とする除算をビットシフトで実現できるため、演算量を著しく削減することができる。
【００４５】
図４は本発明に係るエコーキャンセラの第２の構成例を示す図である。図４を参照すると、第２の構成例のエコーキャンセラは、エコーキャンセル部４と、バイアス除去部６０とを有している。
【００４６】
ここで、エコーキャンセル部４は、前述した従来のエコーキャンセラと同様の機能を有している。すなわち、エコー経路２を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去する機能を有している。
【００４７】
また、バイアス除去部６０は、例えば図５に示すように、入力信号に加わっている直流成分や低周波成分などのバイアス成分を検出し、このバイアス成分を除去するようになっている。すなわち、図５の例では、バイアス除去部６０は、バイアスを計算するバイアス計算部６２と、バイアス計算部６２で計算されたバイアスを入力信号から除去(減算)する減算器６３と、入力信号ｘ_iを例えば電源投入時から一定時間、バイアス計算部６２側に切替え、この一定時間にわたってバイアス計算部６２でバイアスが計算された後、入力信号を減算器６３側に切替える切替器６４とを有している。
【００４８】
ここで、バイアス計算部６２は、一定区間(区間長ｎ＝２^m)における入力信号サンプルｘ_i(ｎ＝２^m個のサンプル)の平均をバイアス値として計算するように構成されており、１サンプル前の時点でのバイアス値Ｘ_i-1が格納されるバイアスレジスタ６５と、バイアスレジスタ６５に格納されている１サンプル前の時点でのバイアス値Ｘ_i-1に(ｎ−１)＝(２^m−１)を乗算し、(ｎ−１)Ｘ_i-1の演算を行なう乗算器６６と、乗算器６６の乗算結果(ｎ−１)Ｘ_i-1をｍビット右シフトし、｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1の演算を行なうシフタ６７と、今回の時点での入力信号サンプルｘ_iとシフタ６７の出力｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1とを加算して、新たなバイアス値Ｘ_iを求める加算器６８とを有している。
【００４９】
換言すれば、このバイアス計算部６２は、バイアス成分を検出するローパスフィルタの機能を、次式によって求められるＡ_iで表わされる近似的平均値によって逐次簡易的に計算することで、実現するようになっている。なお、次式において、ｘ_iは入力信号のｉ番目のサンプル、ｎは平均区間長である。
【００５０】
【数７】
Ａ_i＝Ｘ_i／ｎ
Ｘ_i＝｛(ｎ−１)／ｎ｝Ｘ_i-1＋ｘ_i
【００５１】
次にこのような第２の構成例のエコーキャンセラの動作について説明する。一般に、マイク３から例えばオーディオ系アナログ回路を通して入力された音声信号(入力信号)は、Ａ／Ｄ変換される。この第２の構成例では、この一連の過程において音声信号(入力信号)ｘ_iに加わったバイアス成分をバイアス除去部６０によって除去するようにしている。
【００５２】
より具体的に、入力信号ｘ_iがバイアス除去部６０に加わるとき、入力信号ｘ_iは、最初、切替器６４によりスイッチングされる。すなわち、入力信号ｘ_iは、例えばシステム起動時(電源投入時)から一定時間だけ加算器６８側に切替り、その後、減算器６３側に接続される。なお、前者の場合をバイアス計算モード、後者の場合をバイアス除去モードと呼ぶことにする。
【００５３】
まず、バイアス計算モードにおいては、バイアス計算部６２は、一定区間にわたる入力信号サンプルの平均を計算することによって、入力信号に加わっているバイアス値を求める。すなわち、前述したように、バイアスレジスタ６５に格納されている１サンプル前の時点でのバイアス値に、定数２^m−１を乗じてｍビット右シフトし、これにいま入力した入力信号サンプルｘ_iを加算することによって、数７に示すように、逐次的にバイアス値Ｘ_iを求める。これを２^m回繰り返した後のバイアスレジスタ６５の値(すなわち、一定時間経過した後のバイアスレジスタ６５の値)は、２^m個の入力信号サンプルの近似的な平均値となるので、以降の処理において(バイアス除去モードの処理において)、これをバイアス値として用いることができる。一定時間が経過し、２^m回逐次計算を繰り返した後のバイアス値がバイアスレジスタ６５に格納された時点でバイアス計算モードを終了し、切替器６４を減算器６３側に切り替えて、バイアス除去モードに入る。
【００５４】
バイアス除去モードでは、減算器６３において、入力信号ｘ_iからバイアスレジスタ６５に格納されているバイアス値を一律に減ずることによって、入力信号ｘ_iからバイアス成分を除去し、バイアス成分の除去された入力信号をエコーキャンセル部４に与えることができる。
【００５５】
このように、第２の構成例では、バイアス除去部６０を設けることによって、入力信号に加わっているバイアスを取り除くことができ、例えば、遠端，近端の双方にこのバイアス除去部６０を設けることによって、送受信信号ともに、バイアスが無い状態となり、正しいパワーレベルの計算が可能となる。
【００５６】
さらに、図６に示すように、上述のバイアス除去部６０と同様のバイアス除去部７０を受信信号を受信した直後にも挿入することにより、近端の処理だけで送受信信号ともにバイアスが無い状態となり、通信相手の装置に依存せず、正しいパワーレベルの計算が可能となる。
【００５７】
なお、バイアス除去部としては、電気的フィルタを使う方法も考えられ、この場合、バイアス除去部はハイパスフィルタとして機能するが、上述の第２の構成例のようにデジタル演算によってローパスフィルタとしてのバイアス除去部を実現することで、少ない演算量，メモリ量のより簡単な構成のものにすることができる。すなわち、ローパスフィルタを数７によって求められるＡ_iで表される近似的平均値によって、逐次簡易的に計算することによって、デジタル演算によって実現する際に非常に少ない演算量，メモリ量で済む。
【００５８】
さらに、第１の構成例と第２の構成例とを任意に組合せたエコーキャンセラを構成することも可能である。図７は第１の構成例と第２の構成例とを組合せた一例を示す図であり、図７のエコーキャンセラでは、入力信号ｘ_iに加わっているバイアスをバイアス除去部６０で除去した上で、エコーキャンセル部４に与え、また、エコーキャンセル部４によっては完全には取り除くことができなかった残留エコーをノイズ抑制部１１によって取り除くことが可能となる。
【００５９】
また、上述のエコーキャンセラは、テレビ会議端末などのスピーカーとマイクによる双方向同時通話を行なう機器に適用可能であるが、これに限らず、エコーが発生する任意の機器等に適用することができる。
【００６０】
【発明の効果】
以上に説明したように、請求項１乃至請求項３記載の発明によれば、エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーに適応してカットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去するようにしているので、残留エコーをさらに低減することができる。特に、適応フィルタによるエコーキャンセラが苦手とし、耳に付く高域の残留エコーを低減できる。また、近端話者音声など送信すべき信号への影響を最小限に抑えることができ、さらに残留エコー以外の背景雑音などをも同時に抑えることができて、聞き易い極めて良好な送信信号を得ることが可能となる。
【００６１】
特に、請求項２記載の発明によれば、ノイズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを備えているので、残留エコーや背景雑音などの送信すべきでない信号についてのみノイズ抑制処理がなされ、近端話者音声など送信すべき信号への影響を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るエコーキャンセラの第１の構成例を示す図である。
【図２】ノイズ抑制部の構成例を示す図である。
【図３】パワー計算部の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係るエコーキャンセラの第２の構成例を示す図である。
【図５】バイアス除去部の構成例を示す図である。
【図６】図４のエコーキャンセラの変形例を示す図である。
【図７】本発明に係るエコーキャンセラの他の構成例を示す図である。
【図８】一般的なエコーキャンセラの構成例を示す図である。
【図９】エコーインパルス応答系列を説明するための図である。
【符号の説明】
１スピーカ
２エコーパス(エコー経路)
３マイク
４エコーキャンセル部
１１ノイズ抑制部
２１パワー計算部
２２パワー指数取出部
２３減算部
２４ノイズ抑制処理部
２５判定切替制御部
３１２乗演算回路
３２パワーレジスタ
３３乗算器
３４シフタ
３５加算器
４１シフタ
４２減算器
４３合計レジスタ
４４乗算器
４５シフタ
４６加算器
４７シフタ
６０バイアス除去部
６２バイアス計算部
６３減算器
６４切替器
６５バイアスレジスタ
６６乗算器
６７シフタ
６８加算器
７０バイアス除去部

Claims

エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段とを備え、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴とするエコーキャンセラ。
請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、前記ノイズ抑制手段は、信号のパワーレベルを計算するパワー計算手段と、パワー計算手段によって計算された信号のパワーレベルを所定のノイズ判定しきい値と比較する比較手段と、比較の結果、信号のパワーレベルがノイズ判定しきい値以下のときに、信号に対してローパスフィルタによるノイズ抑制処理を行なうノイズ抑制処理手段とを備えていることを特徴とするエコーキャンセラ。
エコー経路を模擬するフィルタに受信信号を通すことによって擬似エコーを生成し、入力信号にこの擬似エコーを位相反転して加えることにより、エコーを消去するエコーキャンセル手段と、信号のパワーが小さいときにはカットオフ周波数が低く、信号のパワーが大きいときにはカットオフ周波数が高くなるように、カットオフ周波数が変化するローパスフィルタを用いたノイズ抑制手段と、入力信号に加わっているバイアス成分を検出し、該バイアス成分を除去するバイアス除去手段とを備え、前記バイアス除去手段によって入力信号に加わっているバイアス成分を除去し、また、エコーキャンセル手段からの出力をノイズ抑制手段に与え、エコーキャンセル手段の出力に含まれているノイズ成分をノイズ抑制手段により除去することを特徴とするエコーキャンセラ。