JP3610964B2

JP3610964B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP3610964B2
Application number: JP2002136674A
Authority: JP
Inventors: 吉弘森
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-05-13
Filing date: 2002-05-13
Publication date: 2005-01-19
Anticipated expiration: 2022-05-13
Also published as: JP2003333843A; US6879501B2; US20040264221A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、２次側出力に定電流垂下特性を持った、充電器用スイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、従来の充電器用スイッチング電源装置の一例を示す回路図である。この図４において、１３０はスイッチング電源制御用半導体装置であり、スイッチング素子１０１とその制御回路から構成されている。
【０００３】
半導体装置１３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１０１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、スイッチング素子１０１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の５端子を備えている。
【０００４】
１０２は、半導体装置１３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ１０２Ａと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ１０２Ｃを備えている。
【０００５】
１０３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ１０２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。
【０００６】
１０７は、半導体装置１３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＣＣの電圧を検出し、ＶＣＣが一定以下のときは、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路１０５へ出力する。
【０００７】
１０６は、スイッチング素子１０１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。１１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器１０８へ信号を出力する。比較器１０８は、フィードバック信号制御回路１１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路１０６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１１０のリセット端子へ信号を出力する。
【０００８】
クランプ回路１１２は、フィードバック信号制御回路１１１の出力信号の最大値を決めるための回路であり、スイッチング素子１０１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１０１の過電流保護として機能する。
【０００９】
１０９は、発振回路であり、スイッチング素子１０１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、スイッチング素子１０１の発振周波数とを決める、クロック信号１０９Ｂを出力する。最大デューティサイクル信号１０９Ａは、ＮＡＮＤ回路１０５へ入力され、クロック信号１０９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１１０のセット端子へ入力される。
【００１０】
ＮＡＮＤ回路１０５へは、起動／停止回路１０７の出力信号と、最大デューティサイクル信号１０９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路１０５の出力信号は、ゲートドライブ回路１０４へ入力され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御する。
【００１１】
１４０はトランスであり、１次巻線１４０Ａと、２次巻線１４０Ｃと、２次側補助巻線１４０Ｂと、１次側補助巻線１４０Ｄを有している。
【００１２】
１次側補助巻線１４０Ｄには、ダイオード１３１とコンデンサ１３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置１３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。１３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。１３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ１３５Ａと、発光ダイオード１３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ１３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ１３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。
【００１３】
２次巻線１４０Ｃには、ダイオード１５２とコンデンサ１５３とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷１５７へ接続される。２次側補助巻線１４０Ｂには、ダイオード１５０とコンデンサ１５１とで構成される整流平滑回路が接続され、発光ダイオード１３５Ｂ、および、２次側制御回路１５８の電流を供給する。２次側制御回路１５８は、定電圧制御回路１５９と定電流制御回路１６０とから成り、定電圧制御回路１５９は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗１５４および１５５で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路１６０は、出力電流検出抵抗１５６に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００１４】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図４および図５を用いて説明する。図５は、図４の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００１５】
図４において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されて作られる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス１４０の１次巻線１４０Ａを介して、半導体装置１３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源１０３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａを介して、ＶＣＣに接続されたコンデンサ１３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ１０２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ１３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。
【００１６】
ＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス１４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線１４０Ｃ、２次側補助巻線１４０Ｂ、１次側補助巻線１４０Ｄに電流が流れる。
【００１７】
２次巻線１４０Ｃに流れる電流は、ダイオード１５２とコンデンサ１５３により整流平滑されて、直流電力となり、負荷１５７に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗１５４および１５５で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路１５９からの信号により、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００１８】
１次側補助巻線１４０Ｄに流れる電流は、ダイオード１３１とコンデンサ１３２により整流平滑されて、半導体装置１３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＣＣが一度起動電圧に達すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線１４０Ｄから供給されるようになる。１次側補助巻線１４０Ｄの極性は、２次巻線１４０Ｃと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。
【００１９】
２次側補助巻線１４０Ｂに流れる電流は、ダイオード１５０とコンデンサ１５１により整流平滑されて、２次側制御回路１５８および発光ダイオード１３５Ｂの電源として活用される。２次側補助巻線１４０Ｂの極性は、１次巻線１４０Ａと同一のため、２次側補助巻線電圧は入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００２０】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷１５７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗１５６に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路１６０が動作し、発光ダイオード１３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ１３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器１０８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１０１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電流が一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流は一定で、出力電圧が低下するといった、定電流垂下特性となる。
【００２１】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。そして、起動／停止回路１０７で設定された停止電圧以下になると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止する。そして、再びレギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａが導通するため、起動用定電流源１０３により起動電流が流れ、再びＶＣＣが上昇し、起動／停止回路１０７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が再開される。すると、レギュレータ１０２内のスイッチ１０２Ａがオフとなり、再度ＶＣＣが低下して停止電圧になると、スイッチング動作が停止する。すなわち、負荷短絡時などの過負荷状態では、スイッチング動作と停止が繰り返される、間欠発振動作になる。従って、図４における出力電流電圧特性は、図９のようになり、出力電圧が一定以下まで垂下すると、間欠発振動作になる。
【００２２】
図６は、図４の変形例である。図６において、図４との違いは、１次側補助巻線１４０Ｅの極性のみであり、１次側補助巻線電圧ＶＣＣは、入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００２３】
図６のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図７を用いて説明する。図７は、図６の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００２４】
図６の動作は、過負荷時のみ図４の動作と異なるため、通常時の動作についての説明は省略する。
【００２５】
過負荷時になると、出力電圧ＶＯが低下するが、１次側補助巻線電圧ＶＣＣは低下しないため、半導体装置１３０のスイッチング動作は継続する。そのため、負荷短絡時においても、２次側電流制限抵抗１５６で決まる電流が流れる。従って、図６における出力電流電圧特性は、図１０のようになり、出力電圧は一定電流のまま垂下する。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に、スイッチング電源装置には、負荷短絡時の保護機能が必要であり、負荷短絡状態が続いても、スイッチング電源構成部品が発熱したり破壊したりしないように、負荷短絡電流を極力小さくすることが望まれる。そのため、通常、１次側には、スイッチング素子に流れる電流が一定以上になると、スイッチング動作を停止させるための過電流保護機能を備えている。
【００２７】
ただし、充電器用のスイッチング電源装置では、バッテリーを定電流で充電するための、２次側定電流制御回路を構成する必要がある。また、この２次側定電流制御回路が動作している状態、すなわち、定電流垂下時には、１次側の過電流保護機能は動作しない。
【００２８】
従って、充電器用のスイッチング電源装置には、負荷短絡時には１次側の過電流保護機能を有効に動作させることができず、図４のような従来の充電器用スイッチング電源装置では、負荷短絡時には間欠発振動作となるが、間欠発振の発振期間中には、大きな負荷電流が流れるため、負荷短絡時の保護機能としては不十分になる場合があるという課題がある。
【００２９】
また、図６のような従来の充電器用スイッチング電源装置では、負荷短絡時の電流は垂下電流値と同じであるため、負荷短絡電流を小さくすることができないという課題がある。
【００３０】
そのため、充電器用のスイッチング電源装置の負荷短絡電流を小さくするためには、２次側に別の負荷短絡保護回路を追加する必要があり、コストアップや部品点数の増加になるといった課題もある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源装置は、トランスと、入力端子が前記トランスの第１の１次巻線と接続され、前記トランスを介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、前記トランスの２次巻線と接続され、前記トランスの２次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記第１の直流電圧から該第１の直流電圧の絶対値よりも小さい第２の直流電圧を生成して出力する出力電圧生成回路と、前記出力電圧を安定化させる出力電圧制御回路と、前記出力電圧制御回路の信号を１次側へ伝達する制御信号伝達回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記トランスの補助巻線と接続され、前記２次側出力電圧と比例する１次側出力電圧を発生すると共に、発生した１次側出力電圧を整流し且つ平滑化することにより、前記制御回路へ電源電圧を供給する補助電源電圧を生成して出力する補助電源電圧生成回路とを備え、前記制御回路は、第一の直流電圧および補助電源電圧から前記制御回路の電源電圧を生成し供給するレギュレータと、前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出し、素子電流検出信号として出力する電流検出回路と、前記制御信号伝達回路からの信号をフィードバック信号として出力するフィードバック信号制御回路と、前記素子電流検出信号と前記フィードバック信号とを比較し、比較した比較信号を出力する比較器と、前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号の電流量及び出力を制御するスイッチング信号制御回路と、前記素子電流検出信号の最大値を固定するクランプ回路と、前記クランプ回路のクランプ電圧を、補助電源電圧の電圧値に応じて可変させるクランプ電圧可変回路とを備え、前記レギュレータは、起動電流を補助電源電圧入力端子へ流すための第１のスイッチと、起動電流を内部回路電源端子へ流すための第２のスイッチと、前記補助電源電圧入力端子から前記内部回路電源端子へ電流を供給するための第３のスイッチを備えており、補助電源電圧から前記制御回路へ電源を供給するように動作し、かつ補助電源電圧が一定値よりも低い場合には、第一の直流電圧から前記制御回路へ電源を供給するように構成され、前記クランプ電圧可変回路は、クランプ電圧が一定値よりも低い場合には、前記発振器の発振周波数を小さくする発振周波数低下信号を、前記発振器へ出力するように構成されたことを特徴としており、負荷短絡時には過電流保護が動作し、発振周波数が小さくなり、出力電流を小さくするように動作するため、負荷短絡時の電流を小さくすることができるとともに、負荷短絡時に補助巻線電圧が低下しても、制御回路の電源は供給されるため、安定して動作を続けることができる。
【００３３】
本発明の請求項２に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、補助電源電圧が一定値以下になると動作し、補助電源電圧が低くなるほど、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、補助巻線電圧が低くなるにつれて、スイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、負荷短絡時の過電流保護値が小さくなり、負荷短絡時の出力電流を小さくできる。
【００３４】
本発明の請求項３に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、前記発振周波数低下信号が出力されるまでは、クランプ電圧を最大値に固定し、前記発振周波数低下信号が出力されると同時に、クランプ電圧が小さくなるように構成されており、この構成により、出力電圧の垂下時には、発振周波数が小さくなってからスイッチング素子の過電流保護値が小さくなるため、出力電流が小さくなりはじめるポイントが過電流保護値のばらつきに影響しなくなるため、設定がしやすくなる。
【００３５】
本発明の請求項４に記載のスイッチング電源装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路が同一半導体基板上に形成され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および、補助電源電圧入力端子、前記制御回路の電源電圧端子、前記フィードバック信号の入力端子、前記クランプ電圧可変回路の入力端子の６端子で構成された半導体装置からなるものであり、スイッチング電源装置の部品点数が削減でき、スイッチング電源装置の小型化・軽量化を行うことができる。
【００３６】
本発明の請求項５に記載のスイッチング電源装置は、前記クランプ電圧可変回路は、補助巻線電圧が低くなるほどクランプ電圧が小さくなり、該クランプ電圧の最小値が最大クランプ電圧の１０％程度になるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。
【００３７】
本発明の請求項６に記載のスイッチング電源装置は、前記発振器は、前記発振周波数低下信号が入力された場合に、通常時の発振周波数の１／５程度に小さくなるように構成されており、負荷短絡時の出力電流が十分小さくできる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて具体的に説明する。図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図である。
【００３９】
この図１において、３０はスイッチング電源制御用の半導体装置であり、スイッチング素子１とその制御回路から構成されている。
【００４０】
そして、半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、過電流保護値可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
【００４１】
２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。
【００４２】
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
【００４３】
７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
【００４４】
６は、スイッチング素子１に流れる電流を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号を電圧信号に変換して、比較器８へ信号を出力する。比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号が等しくなったときに、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力する。
【００４５】
１２は、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を決めるためのクランプ回路で、これがスイッチング素子１に流れる電流の最大値を決定し、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。１３は、クランプ回路１２のクランプ電圧値を変化させるための、クランプ電圧可変回路であり、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が増加すると、クランプ電圧可変回路１３により、クランプ電圧が上昇する。すなわち、ＣＬ端子に流れ込む電流が大きくなると、スイッチング素子１の過電流保護レベルが上昇する。また、ＣＬ端子からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通って流れ込む電流が一定値以下になると、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４は、ＣＬ端子からクランプ電圧可変回路１３へ電流を流し、ＣＬ端子の電圧を一定値に固定するための素子であり、そのドレインがクランプ回路と接続され、そのゲートは基準電圧源と接続され、そのソースはＣＬ端子と接続されている。
【００４６】
９は、発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める、最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決める、クロック信号９Ｂを出力する。また、クランプ電圧可変回路１３から発振周波数低下信号が入力されると、発振周波数が小さくなる。最大デューティサイクル信号９Ａは、ＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子へ入力される。
【００４７】
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライブ回路４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００４８】
４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｃと、２次側補助巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｄを有している。
【００４９】
１次側補助巻線４０Ｄには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部として活用され、ＶＣＣへ入力される。３３は、ＶＤＤの安定化用コンデンサである。３５は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ３５Ａと、発光ダイオード３５Ｂから構成される。フォトトランジスタ３５Ａのコレクタは、ＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ３５Ａのエミッタは、ＦＢと接続される。ＶＣＣとＣＬの間には、抵抗３４が接続され、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、ＣＬ端子へ流れ込む。
【００５０】
２次巻線４０Ｃには、ダイオード５２とコンデンサ５３とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５７へ接続される。２次側補助巻線４０Ｂには、ダイオード５０とコンデンサ５１とで構成される整流平滑回路が接続され、発光ダイオード３５Ｂ、および、２次側制御回路５８の電流を供給する。２次側制御回路５８は、定電圧制御回路５９と定電流制御回路６０とから成り、定電圧制御回路５９は、２次側出力電圧ＶＯの検出抵抗５４および５５で分圧された電圧を入力し、２次側出力電圧ＶＯが一定になるように、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。定電流制御回路６０は、出力電流検出抵抗５６に流れる電流が一定以上になると動作し、出力電流ＩＯが定電流になるように、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を制御する。
【００５１】
以上のように構成された、スイッチング電源装置の動作を、図１および図３を用いて説明する。図３は、図１の各部の動作波形を説明したタイムチャートである。
【００５２】
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されて作られる、直流電圧ＶＩＮが入力される。ＶＩＮは、トランス４０の１次巻線４０Ａを介して、半導体装置３０のＤＲＡＩＮ端子に印加される。そして、起動用定電流源３で作られる起動電流が流れ、レギュレータ２内のスイッチ２Ａを介して、コンデンサ３２を充電し、ＶＣＣの電圧が上昇する。また、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定電圧になるように動作するため、起動電流の一部は、スイッチ２Ｃを介してＶＤＤに接続されたコンデンサ３３を充電し、ＶＤＤの電圧も上昇する。レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動後の状態において、起動直後や過負荷時など、ＶＣＣ電圧が一定値以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通し、ＶＣＣ電圧が不足してもＶＤＤが低下しないようにしている。
【００５３】
ＶＣＣおよびＶＤＤが上昇し、ＶＤＤが起動／停止回路７で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１のスイッチング動作が開始される。スイッチング動作が開始されると、トランス４０の各巻線にエネルギーが供給されるようになり、２次巻線４０Ｃ、２次側補助巻線４０Ｂ、１次側補助巻線４０Ｄに電流が流れる。
【００５４】
２次巻線４０Ｃに流れる電流は、ダイオード５２とコンデンサ５３により整流平滑されて、直流電力となり、負荷５７に電力を供給する。スイッチング動作が繰り返されることで、出力電圧ＶＯが徐々に上昇し、出力電圧検出抵抗５４および５５で設定された電圧に達すると、定電圧制御回路５９からの信号により、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流が増加する。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電圧ＶＯは安定化される。
【００５５】
１次側補助巻線４０Ｄに流れる電流は、ダイオード３１とコンデンサ３２により整流平滑されて、半導体装置３０の補助電源として活用され、ＶＣＣ端子に電流を供給する。ＶＤＤが一度起動電圧に達すると、レギュレータ２内のスイッチ２Ａはオフとなるため、起動後の半導体装置の電流は、１次側補助巻線４０Ｄから供給されるようになる。１次側補助巻線４０Ｄの極性は、２次巻線４０Ｃと同一のため、ＶＣＣは出力電圧ＶＯに比例した電圧となる。ただし、ＶＣＣの電圧が一定以下のときは、レギュレータ２内のスイッチ２Ｂが導通可能となるため、このときは起動電流がスイッチ２Ｂを介してＶＤＤに供給されることで、ＶＤＤが安定化される。
【００５６】
２次側補助巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５０とコンデンサ５１により整流平滑されて、２次側制御回路５８および発光ダイオード３５Ｂの電源として活用される。２次側補助巻線４０Ｂの極性は、１次巻線４０Ａと同一のため、２次側補助巻線電圧は入力電圧ＶＩＮに比例した電圧となる。
【００５７】
出力電圧ＶＯが安定化された後、負荷５７に流れる出力電流ＩＯを増加させ、出力電流検出抵抗５６に流れる電流が一定値に達すると、定電流制御回路６０が動作し、発光ダイオード３５Ｂに流れる電流を増加させる。そして、フォトトランジスタ３５Ａに流れる電流が増加し、ＦＢ端子に流れ込む電流も増加する。ＦＢ端子電流が増加すると、比較器８に入力される電圧が低下するため、スイッチング素子１に流れるドレイン電流が小さくなる。このような負帰還がかかることで、出力電流が一定になるように制御される。そのため、ある一定以上の負荷電流になると、出力電流は一定で、出力電圧が低下するといった、定電流垂下特性となる。
【００５８】
さらに負荷をとると、出力電圧ＶＯがさらに低下するが、このとき、１次側補助巻線電圧ＶＣＣも低下する。ＶＣＣが低下すると、それに伴い抵抗３４を介してＣＬ端子に流れ込む電流が減少する。すると、クランプ電圧可変回路１３によって、クランプ回路１２のクランプ電圧を減少させる。そのため、ＶＯおよびＶＣＣが低下するにつれて、スイッチング素子１の過電流保護値が低下することになるため、ある出力電圧まで低下すると、スイッチング素子１は過電流保護状態になり、出力の定電流垂下からはずれ、出力電流は垂下定電流値よりも小さくなる。さらに、発振周波数低下信号がクランプ電圧可変回路１３から発振回路９へ出力されるため、発振周波数が低下し、出力電流は急速に小さくなるため、図１における出力電流電圧特性は、図８のようになり、出力電圧ＶＯがある電圧以下まで垂下すると、出力電流ＩＯが絞られるようになるといった、いわゆるフの字特性となる。
【００５９】
図２は、本発明のスイッチング電源装置を構成する、スイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。図２は、図１における半導体装置３０の内部回路を詳細にしたもので、図中の符号は図１のそれに相当するため、同一の構成要素についての説明は省略する。
【００６０】
図２において、起動／停止回路７は、ＶＣＣ用比較器７Ａ、インバータ７Ｂおよび７Ｄ、ＡＮＤ回路７Ｃ、ＶＤＤ用比較器７Ｅから構成される。ＶＣＣ用比較器７Ａは、ＶＣＣの電圧と基準電圧を比較し、インバータ７Ｂへ信号を出力する。ＶＤＤ用比較器７Ｅは、ＶＤＤの電圧と基準電圧を比較し、ＮＡＮＤ回路５、ＡＮＤ回路７Ｃおよびインバータ７Ｄへ信号を出力する。インバータ７Ｂは、ＡＮＤ回路７Ｃへ信号を出力する。ＡＮＤ回路７Ｃの出力により、スイッチ２Ｂが制御され、インバータ７Ｄの出力により、スイッチ２Ａが制御される。
【００６１】
このように構成された起動／停止回路７の動作について、以下に説明する。起動前は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力がローレベル、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力がローレベルのため、レギュレータ２内のスイッチ２Ａがオン、スイッチ２Ｂはオフとなる。従って、起動用定電流源３の起動電流は、スイッチ２Ａを通ってＶＣＣへ流れる。また、スイッチ２Ｃは、ＶＤＤが一定値になるように動作するため、起動時はスイッチ２Ｃを通ってＶＤＤにも流れる。そして、ＶＤＤの電圧がＶＤＤ用比較器７Ｅにより設定されたＶＤＤ起動電圧に達すると、ＶＤＤ用比較器７Ｅの出力はハイレベルとなり、スイッチング素子１のスイッチング動作が可能となるとともに、スイッチ２Ａがオフとなる。このとき、ＶＣＣの電圧がＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも高い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はハイレベルとなっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はローレベルとなり、スイッチ２Ｂはオフとなる。また、ＶＤＤ起動時のＶＣＣの電圧が、ＶＣＣ用比較器７Ａにより設定されたＶＣＣ起動電圧よりも低い場合は、ＶＣＣ用比較器７Ａの出力はローレベルとなっているため、ＡＮＤ回路７Ｃの出力はハイレベルとなり、スイッチ２Ｂはオンとなる。従って、起動後のＶＤＤの電流は、ＤＲＡＩＮもしくはＶＣＣのどちらからより供給されるため、起動直後や過負荷時にＶＣＣが低下しても、半導体装置の動作が停止することはない。
【００６２】
フィードバック信号制御回路１１は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａ、および１１Ｂ、抵抗１１Ｃから構成される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａと１１Ｂは、１１Ａを基準としたカレントミラー回路であり、１１Ａのドレインおよびゲートは、ＦＢ端子と接続される。１１Ｂのドレインは抵抗１１Ｃと接続され、比較器８のマイナス入力となる。抵抗１１Ｃの別端子は、基準電圧と接続される。
【００６３】
このように構成されたフィードバック信号制御回路１１の動作について、以下に説明する。ＦＢ端子より電流が注入されると、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１Ａおよび１１Ｂに電流が流れ、その電流に応じた電圧降下が抵抗１１Ｃの両端に発生する。つまり、ＦＢ端子電流が増加するにつれて、抵抗１１Ｃの電圧降下が大きくなるため、比較器８への入力電圧は小さくなる。従って、ＦＢ端子の電流の大小により、比較器８の入力電圧が変化することになり、ＦＢ端子電流が増加するほど、スイッチング素子１に流れる電流が小さくなる。
【００６４】
クランプ回路１２は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａ、および１２Ｂ、抵抗１２Ｃで構成される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａのソースはフィードバック信号制御回路１１の出力と接続され、比較器８のマイナス入力となる。１２ＡのドレインはＧＮＤ、ゲートは抵抗１２ＣおよびＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂのドレインと接続される。１２Ｂのゲートは、クランプ電圧可変回路１３の出力と接続される。
【００６５】
このように構成されたクランプ回路１２の動作について、以下に説明する。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂに流れる電流は、クランプ電圧可変回路１３の出力によって変化し、抵抗１２Ｃに電圧降下を発生させる。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａは、フィードバック信号制御回路１１の出力信号が、抵抗１２Ｃの両端電圧とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ａの閾値電圧との和となる電圧以上になると導通し、その電圧値で固定するように動作する。従って、フィードバック信号制御回路１１の出力信号の最大値を固定するため、スイッチング素子１の過電流保護として機能する。
【００６６】
クランプ電圧可変回路１３は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｅ、１３Ｇ、１３Ｈおよび１３Ｋ、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆ、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとで構成される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａと１３Ｂおよび１３Ｋは、１３Ａを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ａのドレインおよびゲートは、クランプ電圧可変回路１３の入力として、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４のドレインと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｄと１３Ｅは、１３Ｄを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｄのドレインおよびゲートは、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｂのドレインと接続される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｇと１３Ｈは、１３Ｇを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｇのドレインおよびゲートは、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆ、および、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｅのドレインと接続される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｉとクランプ回路１２内のＰ型ＭＯＳＦＥＴ１２Ｂは、１３Ｉを基準としたカレントミラー回路であり、１３Ｉのドレインおよびゲートは、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ｈのドレインと接続される。１３Ｋのドレインは、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊと接続され、発振周波数低下信号を発振回路９へ出力する。
【００６７】
このように構成されたクランプ電圧可変回路１３の動作について、以下に説明する。ＣＬ端子から、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、１３Ａと同じ電流が１３Ｂにも流れる。１３Ｄには、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流値から１３Ｂの電流値を差し引いた電流が流れ、１３Ｅにも同じ電流が流れる。１３Ｇには、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流値から１３Ｅの電流値を差し引いた電流が流れ、１３Ｈにも同じ電流が流れる。この電流が１３Ｉに流れ、クランプ電圧を決めるための、クランプ回路１２の基準電流となる。
【００６８】
ＶＣＣが上昇し、ＣＬ端子電流が増加すると、１３Ａ（１３Ｂ）の電流が増加→１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が減少→１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が増加、となるため、１３Ｉの電流が増加し、クランプ回路１２のクランプ電圧が高くなる。ＣＬ端子電流が非常に大きくなっても、１３Ｂには最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃ以上の電流は流れないため、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流が全て１３Ｉに流れるときに、クランプ電圧が最大となる。
【００６９】
これとは逆に、ＶＣＣが低下し、ＣＬ端子電流が減少すると、１３Ａ（１３Ｂ）の電流が減少→１３Ｄ（１３Ｅ）の電流が増加→１３Ｇ（１３Ｈ）の電流が減少、となるため、１３Ｉの電流が減少し、クランプ回路１２のクランプ電圧が低くなる。ＣＬ端子電流がゼロになると、最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流は全て１３Ｄに流れるため、最大クランプ電圧決定用定電流源１３Ｆの電流から最小クランプ電圧決定用定電流源１３Ｃの電流を差し引いた電流が、１３Ｉに流れる。このときに、クランプ電圧が最小となる。
【００７０】
従って、ＣＬ端子の電流によりクランプ回路１２のクランプ電圧、すなわち、スイッチング素子１の過電流保護値が変化し、クランプ電圧の最小値および最大値を決定できるようになる。
【００７１】
また、ＣＬ端子から、ＶＣＣの電圧に応じた電流が、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１４を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ１３Ａに流れ、１３Ａと同じ電流が１３Ｋにも流れることで、発振周波数低下レベル決定用定電流源１３Ｊの電流と比較され、１３Ｋの電流が１３Ｊの電流よりも小さいと、発振周波数低下信号が発振回路９へ出力される。従って、ＣＬ端子の電流が１３Ｊで設定された電流よりも小さくなると、発振周波数が小さくなる。
【００７２】
【発明の効果】
以上のように、本発明のスイッチング電源装置は、負荷短絡時の出力電流を小さくすることができ、非常に優れた負荷短絡保護機能を実現できるといった効果がある。また、充電器用スイッチング電源装置に必要な２次側定電流制御回路を構成しても、負荷短絡時には過電流保護機能が動作し、負荷短絡電流を小さくすることができるため、２次側に部品追加が不要になるといった効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の実施の形態の一例を示す回路図
【図２】本発明のスイッチング電源装置を構成する半導体装置の一例を示す回路図
【図３】本発明のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図４】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図５】そのスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図６】従来のスイッチング電源装置の別の一例を示す回路図
【図７】そのスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイムチャート
【図８】本発明のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【図９】従来のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【図１０】従来の別のスイッチング電源装置の出力電圧電流特性図
【符号の説明】
１スイッチング素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
２レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃスイッチ
３起動用定電流源
４ゲートドライバー
５ＮＡＮＤ回路
６ドレイン電流検出回路
７起動／停止回路
８比較器
９発振回路
９Ａ最大デューティサイクル信号
９Ｂクロック信号
１０ＲＳフリップフロップ回路
１１フィードバック信号制御回路
１１Ｃ抵抗
１２クランプ回路
１２Ｃ抵抗
１３クランプ電圧可変回路
１４Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
３０スイッチング電源用の半導体装置
３１ダイオード
３２、３３コンデンサ
３４抵抗
３５制御信号伝達回路
３５Ａフォトトランジスタ
３５Ｂ発光ダイオード
４０トランス
４０Ａ１次巻線
４０Ｂ２次側補助巻線
４０Ｃ２次巻線
４０Ｄ１次側補助巻線
５０ダイオード
５１コンデンサ
５２ダイオード
５３コンデンサ
５４、５５出力電圧検出用抵抗
５６出力電流検出用抵抗
５７負荷
５８２次側制御回路
５９定電圧制御回路
６０定電流制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a switching power supply device for a charger having a constant current drooping characteristic at a secondary side output.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device for a charger. In FIG. 4, reference numeral 130 denotes a switching power supply control semiconductor device, which includes a switching element 101 and its control circuit.
[0003]
The semiconductor device 130 has an input terminal (DRAIN), an auxiliary power supply voltage input terminal (VCC), an internal circuit power supply terminal (VDD), a feedback signal input terminal (FB), and an output of the switching element 101 as external input terminals. 5 terminals of a terminal and a GND terminal (GND) of the control circuit are provided.
[0004]
Reference numeral 102 denotes a regulator for supplying the internal circuit power of the semiconductor device 130, and includes a switch 102A for supplying a startup current to VCC and a switch 102C for supplying a current from VCC to VDD.
[0005]
Reference numeral 103 denotes a starting constant current source for supplying a starting circuit current, and supplies the starting current to the VCC via the switch 102A at the time of starting.
[0006]
Reference numeral 107 denotes a start / stop circuit for controlling the start / stop of the semiconductor device 130, which detects the voltage of VCC and outputs a signal for stopping the switching operation of the switching element 101 when VCC is below a certain level. Output to the circuit 105.
[0007]
A drain current detection circuit 106 detects a current flowing through the switching element 101, converts the detected current into a voltage signal, and outputs a signal to the comparator 108. A feedback signal control circuit 111 converts a current signal input to the FB terminal into a voltage signal and outputs the signal to the comparator 108. The comparator 108 outputs a signal to the reset terminal of the RS flip-flop circuit 110 when the output signal from the feedback signal control circuit 111 becomes equal to the output signal from the drain current detection circuit 106.
[0008]
The clamp circuit 112 is a circuit for determining the maximum value of the output signal of the feedback signal control circuit 111, determines the maximum value of the current flowing through the switching element 101, and functions as overcurrent protection for the switching element 101.
[0009]
An oscillation circuit 109 outputs a maximum duty cycle signal 109A that determines the maximum duty cycle of the switching element 101 and a clock signal 109B that determines the oscillation frequency of the switching element 101. The maximum duty cycle signal 109A is input to the NAND circuit 105, and the clock signal 109B is input to the set terminal of the RS flip-flop circuit 110.
[0010]
To the NAND circuit 105, the output signal of the start / stop circuit 107, the maximum duty cycle signal 109A, and the output signal of the RS flip-flop circuit 110 are input. The output signal of the NAND circuit 105 is input to the gate drive circuit 104 and controls the switching operation of the switching element 101.
[0011]
A transformer 140 includes a primary winding 140A, a secondary winding 140C, a secondary side auxiliary winding 140B, and a primary side auxiliary winding 140D.
[0012]
A rectifying / smoothing circuit composed of a diode 131 and a capacitor 132 is connected to the primary side auxiliary winding 140D, which is utilized as an auxiliary power supply unit of the semiconductor device 130 and input to VCC. Reference numeral 133 denotes a VDD stabilization capacitor. Reference numeral 135 denotes a control signal transmission circuit for transmitting a control signal from the secondary side to the primary side, and includes a phototransistor 135A and a light emitting diode 135B. The collector of the phototransistor 135A is connected to VDD, and the emitter of the phototransistor 135A is connected to FB.
[0013]
A rectifying / smoothing circuit including a diode 152 and a capacitor 153 is connected to the secondary winding 140 C and connected to a load 157. A rectifying / smoothing circuit including a diode 150 and a capacitor 151 is connected to the secondary side auxiliary winding 140 B, and supplies current of the light emitting diode 135 B and the secondary side control circuit 158. The secondary side control circuit 158 includes a constant voltage control circuit 159 and a constant current control circuit 160, and the constant voltage control circuit 159 inputs a voltage divided by the detection resistors 154 and 155 of the secondary side output voltage VO. The current flowing through the light emitting diode 135B is controlled so that the secondary output voltage VO is constant. The constant current control circuit 160 operates when the current flowing through the output current detection resistor 156 exceeds a certain level, and controls the current flowing through the light emitting diode 135B so that the output current IO becomes a constant current.
[0014]
The operation of the switching power supply device configured as described above will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a time chart illustrating operation waveforms of the respective units in FIG.
[0015]
In FIG. 4, a DC voltage VIN, which is produced by rectifying and smoothing a commercial AC power supply, for example, is input to the input terminal. VIN is applied to the DRAIN terminal of the semiconductor device 130 via the primary winding 140A of the transformer 140. Then, a starting current generated by the starting constant current source 103 flows, charges the capacitor 132 connected to VCC via the switch 102A in the regulator 102, and the voltage of VCC rises. Since the switch 102C in the regulator 102 operates so that VDD becomes a constant voltage, a part of the starting current charges the capacitor 133 connected to VDD via the switch 102C, and the voltage of VDD also rises. To do.
[0016]
When VCC rises and reaches the start-up voltage set by the start / stop circuit 107, the switching operation of the switching element 101 is started. When the switching operation is started, energy is supplied to each winding of the transformer 140, and a current flows through the secondary winding 140C, the secondary auxiliary winding 140B, and the primary auxiliary winding 140D.
[0017]
The current flowing through the secondary winding 140 C is rectified and smoothed by the diode 152 and the capacitor 153, becomes DC power, and supplies power to the load 157. By repeating the switching operation, the output voltage VO gradually increases, and when the voltage set by the output voltage detection resistors 154 and 155 is reached, a current flowing through the light emitting diode 135B is caused by a signal from the constant voltage control circuit 159. To increase. Then, the current flowing through the phototransistor 135A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 108 decreases, so that the drain current flowing through the switching element 101 decreases. By applying such negative feedback, the output voltage VO is stabilized.
[0018]
The current flowing through the primary side auxiliary winding 140D is rectified and smoothed by the diode 131 and the capacitor 132, is used as an auxiliary power source for the semiconductor device 130, and supplies current to the VCC terminal. Once VCC reaches the start-up voltage, the switch 102A in the regulator 102 is turned off, so that the current of the semiconductor device after start-up is supplied from the primary side auxiliary winding 140D. Since the polarity of the primary side auxiliary winding 140D is the same as that of the secondary winding 140C, VCC is a voltage proportional to the output voltage VO.
[0019]
The current flowing through the secondary side auxiliary winding 140B is rectified and smoothed by the diode 150 and the capacitor 151, and used as a power source for the secondary side control circuit 158 and the light emitting diode 135B. Since the secondary side auxiliary winding 140B has the same polarity as the primary winding 140A, the secondary side auxiliary winding voltage is proportional to the input voltage VIN.
[0020]
After the output voltage VO is stabilized, the output current IO flowing through the load 157 is increased, and when the current flowing through the output current detection resistor 156 reaches a certain value, the constant current control circuit 160 operates and flows through the light emitting diode 135B. Increase current. Then, the current flowing through the phototransistor 135A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 108 decreases, so that the drain current flowing through the switching element 101 decreases. By applying such negative feedback, the output current is controlled to be constant. For this reason, when the load current exceeds a certain level, the output current is constant and the output voltage decreases, resulting in a constant current drooping characteristic.
[0021]
When the load is further increased, the output voltage VO further decreases. At this time, the primary side auxiliary winding voltage VCC also decreases. When the voltage is equal to or lower than the stop voltage set by the start / stop circuit 107, the switching operation of the switching element 101 is stopped. Then, since the switch 102A in the regulator 102 becomes conductive again, a starting current flows from the starting constant current source 103, VCC rises again, and when the starting voltage set by the starting / stopping circuit 107 is reached, the switching element 101 The switching operation is resumed. Then, the switch 102A in the regulator 102 is turned off, and when VCC decreases again to a stop voltage, the switching operation is stopped. That is, in an overload state such as when the load is short-circuited, an intermittent oscillation operation is performed in which the switching operation and the stop are repeated. Therefore, the output current-voltage characteristic in FIG. 4 is as shown in FIG. 9, and when the output voltage drops below a certain level, intermittent oscillation operation is performed.
[0022]
FIG. 6 is a modification of FIG. In FIG. 6, the difference from FIG. 4 is only the polarity of the primary side auxiliary winding 140E, and the primary side auxiliary winding voltage VCC is a voltage proportional to the input voltage VIN.
[0023]
The operation of the switching power supply device configured as shown in FIG. 6 will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a time chart illustrating operation waveforms of the respective units in FIG.
[0024]
The operation in FIG. 6 is different from the operation in FIG. 4 only during an overload, and thus the description of the normal operation is omitted.
[0025]
When an overload occurs, the output voltage VO decreases, but the primary side auxiliary winding voltage VCC does not decrease, so the switching operation of the semiconductor device 130 continues. Therefore, even when the load is short-circuited, a current determined by the secondary side current limiting resistor 156 flows. Accordingly, the output current-voltage characteristic in FIG. 6 is as shown in FIG. 10, and the output voltage drops with a constant current.
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
In general, a switching power supply must have a protection function when the load is short-circuited. Even if the load short-circuit continues, the load short-circuit current should be as small as possible so that the switching power supply components will not generate heat or be destroyed. It is desirable to do. For this reason, the primary side is usually provided with an overcurrent protection function for stopping the switching operation when the current flowing through the switching element exceeds a certain level.
[0027]
However, in the switching power supply for a charger, it is necessary to configure a secondary side constant current control circuit for charging the battery with a constant current. Further, when the secondary side constant current control circuit is operating, that is, when the constant current is drooped, the primary overcurrent protection function does not operate.
[0028]
Therefore, the switching power supply for a charger cannot effectively operate the primary overcurrent protection function when the load is short-circuited, and the conventional switching power supply for a charger as shown in FIG. 4 is intermittent when the load is short-circuited. Although the oscillation operation is performed, a large load current flows during the oscillation period of the intermittent oscillation, so that there is a problem that the protection function may be insufficient when the load is short-circuited.
[0029]
Further, in the conventional switching power supply for a charger as shown in FIG. 6, since the current at the time of load short-circuit is the same as the droop current value, there is a problem that the load short-circuit current cannot be reduced.
[0030]
For this reason, in order to reduce the load short-circuit current of the switching power supply device for the charger, it is necessary to add another load short-circuit protection circuit on the secondary side, which causes problems such as an increase in cost and an increase in the number of parts.
[0031]
[Means for Solving the Problems]
The switching power supply device according to claim 1 of the present invention includes a transformer, a switching element having an input terminal connected to the first primary winding of the transformer, and receiving a first DC voltage via the transformer; A second output smaller than the absolute value of the first DC voltage from the first DC voltage is connected to the secondary winding of the transformer and rectifies and smoothes the secondary output voltage of the transformer. An output voltage generation circuit that generates and outputs a direct current voltage; an output voltage control circuit that stabilizes the output voltage; a control signal transmission circuit that transmits a signal of the output voltage control circuit to a primary side; and the switching A control circuit for controlling the operation of the element and an auxiliary winding of the transformer are connected to generate a primary output voltage proportional to the secondary output voltage and rectify the generated primary output voltage; flat An auxiliary power supply voltage generation circuit that generates and outputs an auxiliary power supply voltage that supplies a power supply voltage to the control circuit, and the control circuit uses the first DC voltage and the auxiliary power supply voltage to generate the control circuit. A regulator that generates and supplies the power supply voltage, an oscillator that generates and outputs a switching signal to be applied to the switching element, a current detection circuit that detects a current flowing through the switching element and outputs it as an element current detection signal, Based on the comparison signal, a feedback signal control circuit that outputs a signal from the control signal transmission circuit as a feedback signal, a comparator that compares the element current detection signal and the feedback signal, and outputs a comparison signal. Switching signal control circuit for controlling the current amount and output of the switching signal, and A clamp circuit for fixing a maximum value of the child current detection signal, the clamp voltage of the clamp circuit, and a clamp voltage variable circuit for varying in accordance with the voltage value of the auxiliary power supply voltage,The regulator includes a first switch for flowing a starting current to an auxiliary power supply voltage input terminal, a second switch for flowing a starting current to an internal circuit power supply terminal, and the internal circuit power supply from the auxiliary power supply voltage input terminal. A third switch for supplying a current to the terminal, operates to supply power from the auxiliary power supply voltage to the control circuit, and when the auxiliary power supply voltage is lower than a predetermined value, the first switch Is configured to supply power to the control circuit from a DC voltage ofThe clamp voltage variable circuit is configured to output an oscillation frequency lowering signal for decreasing the oscillation frequency of the oscillator to the oscillator when the clamp voltage is lower than a certain value, and a load Overcurrent protection is activated when short-circuited, the oscillation frequency is reduced, and the output current is reduced so that the current when the load is short-circuited can be reduced.At the same time, even if the auxiliary winding voltage drops when the load is short-circuited, the power of the control circuit is supplied, so that the operation can be continued stably.
[0033]
Claims of the invention2The switching power supply device described in (1) is configured such that the clamp voltage variable circuit operates when the auxiliary power supply voltage becomes a certain value or less, and the clamp voltage decreases as the auxiliary power supply voltage decreases. As the auxiliary winding voltage decreases, the overcurrent protection value of the switching element decreases, so the overcurrent protection value when the load is short-circuited decreases, and the output current when the load is short-circuited can be reduced.
[0034]
Claims of the invention3In the switching power supply device according to the above, the clamp voltage variable circuit fixes the clamp voltage to a maximum value until the oscillation frequency lowering signal is output, and at the same time as the oscillation frequency lowering signal is output, With this configuration, when the output voltage drops, the overcurrent protection value of the switching element decreases after the oscillation frequency decreases, so the point at which the output current begins to decrease is the overcurrent protection Since it does not affect the dispersion of values, it is easy to set.
[0035]
Claims of the invention4In the switching power supply device described in the above, the switching element and the control circuit are formed on the same semiconductor substrate, the input terminal and the output terminal of the switching element, the auxiliary power supply voltage input terminal, the power supply voltage terminal of the control circuit, It consists of a semiconductor device composed of six terminals, the feedback signal input terminal and the clamp voltage variable circuit input terminal, which can reduce the number of parts of the switching power supply device and reduce the size and weight of the switching power supply device. It can be carried out.
[0036]
Claims of the invention5In the switching power supply device described in 1), the clamp voltage variable circuit is configured such that the clamp voltage decreases as the auxiliary winding voltage decreases, and the minimum value of the clamp voltage is approximately 10% of the maximum clamp voltage. The output current when the load is short-circuited can be made sufficiently small.
[0037]
Claims of the invention6The switching power supply device according to claim 1, wherein the oscillator is configured to be reduced to about 1/5 of a normal oscillation frequency when the oscillation frequency lowering signal is input, and an output current when a load is short-circuited Can be made sufficiently small.
[0038]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be specifically described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of an embodiment of a switching power supply device of the present invention.
[0039]
In FIG. 1, reference numeral 30 denotes a semiconductor device for controlling a switching power supply, which is composed of a switching element 1 and its control circuit.
[0040]
The semiconductor device 30 includes, as external input terminals, an input terminal (DRAIN) of the switching element 1, an auxiliary power supply voltage input terminal (VCC), an internal circuit power supply terminal (VDD), a feedback signal input terminal (FB), and overcurrent protection. There are six terminals: a variable value terminal (CL), an output terminal of the switching element 1, and a GND terminal (GND) of the control circuit.
[0041]
Reference numeral 2 denotes a regulator for supplying the internal circuit power of the semiconductor device 30, a switch 2A for flowing a starting current to VCC, a switch 2B for flowing a starting current to VDD, and a current from VCC to VDD. Switch 2C is provided.
[0042]
Reference numeral 3 denotes a starting constant current source for supplying a starting circuit current, and supplies the starting current to the VCC via the switch 2A at the time of starting. When VCC is equal to or lower than a certain voltage after startup, a circuit current is supplied to VDD via the switch 2B.
[0043]
Reference numeral 7 denotes a start / stop circuit for controlling the start / stop of the semiconductor device 30. When the VDD voltage is below a certain level, a signal for stopping the switching operation of the switching element 1 is detected by NAND. Output to circuit 5.
[0044]
Reference numeral 6 denotes a drain current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element 1, which converts the detected current into a voltage signal and outputs a signal to the comparator 8. A feedback signal control circuit 11 converts a current signal input to the FB terminal into a voltage signal and outputs a signal to the comparator 8. The comparator 8 outputs a signal to the reset terminal of the RS flip-flop circuit 10 when the output signal from the feedback signal control circuit 11 and the output signal from the drain current detection circuit 6 become equal.
[0045]
Reference numeral 12 denotes a clamp circuit for determining the maximum value of the output signal of the feedback signal control circuit 11, which determines the maximum value of the current flowing through the switching element 1 and functions as overcurrent protection for the switching element 1. Reference numeral 13 denotes a clamp voltage variable circuit for changing the clamp voltage value of the clamp circuit 12. When the current flowing through the P-type MOSFET 14 from the CL terminal increases, the clamp voltage increases by the clamp voltage variable circuit 13. . That is, when the current flowing into the CL terminal increases, the overcurrent protection level of the switching element 1 increases. Further, when the current flowing from the CL terminal through the P-type MOSFET 14 becomes a certain value or less, an oscillation frequency lowering signal is output to the oscillation circuit 9. The P-type MOSFET 14 is an element for causing a current to flow from the CL terminal to the clamp voltage variable circuit 13 and fixing the voltage at the CL terminal to a constant value. Its drain is connected to the clamp circuit, and its gate is connected to the reference voltage source. The source is connected to the CL terminal.
[0046]
An oscillation circuit 9 outputs a maximum duty cycle signal 9A that determines the maximum duty cycle of the switching element 1 and a clock signal 9B that determines the oscillation frequency of the switching element 1. Further, when the oscillation frequency lowering signal is input from the clamp voltage variable circuit 13, the oscillation frequency is decreased. The maximum duty cycle signal 9A is input to the NAND circuit 5, and the clock signal 9B is input to the set terminal of the RS flip-flop circuit 10.
[0047]
To the NAND circuit 5, the output signal of the start / stop circuit 7, the maximum duty cycle signal 9A, and the output signal of the RS flip-flop circuit 10 are input. The output signal of the NAND circuit 5 is input to the gate drive circuit 4 and controls the switching operation of the switching element 1.
[0048]
A transformer 40 includes a primary winding 40A, a secondary winding 40C, a secondary side auxiliary winding 40B, and a primary side auxiliary winding 40D.
[0049]
A rectifying / smoothing circuit including a diode 31 and a capacitor 32 is connected to the primary side auxiliary winding 40D, which is utilized as an auxiliary power supply unit of the semiconductor device 30 and input to VCC. Reference numeral 33 denotes a VDD stabilization capacitor. Reference numeral 35 denotes a control signal transmission circuit for transmitting a control signal from the secondary side to the primary side, and includes a phototransistor 35A and a light emitting diode 35B. The collector of the phototransistor 35A is connected to VDD, and the emitter of the phototransistor 35A is connected to FB. A resistor 34 is connected between VCC and CL, and a current corresponding to the voltage of VCC flows into the CL terminal.
[0050]
A rectifying / smoothing circuit including a diode 52 and a capacitor 53 is connected to the secondary winding 40 C and connected to a load 57. A rectifying / smoothing circuit including a diode 50 and a capacitor 51 is connected to the secondary side auxiliary winding 40 B, and supplies current of the light emitting diode 35 B and the secondary side control circuit 58. The secondary side control circuit 58 includes a constant voltage control circuit 59 and a constant current control circuit 60. The constant voltage control circuit 59 inputs a voltage divided by the detection resistors 54 and 55 of the secondary side output voltage VO. Then, the current flowing through the light emitting diode 35B is controlled so that the secondary output voltage VO is constant. The constant current control circuit 60 operates when the current flowing through the output current detection resistor 56 exceeds a certain level, and controls the current flowing through the light emitting diode 35B so that the output current IO becomes a constant current.
[0051]
The operation of the switching power supply device configured as described above will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a time chart illustrating operation waveforms of the respective units in FIG.
[0052]
In FIG. 1, a DC voltage VIN, which is produced by rectifying and smoothing a commercial AC power supply, for example, is input to an input terminal. VIN is applied to the DRAIN terminal of the semiconductor device 30 via the primary winding 40A of the transformer 40. Then, a startup current generated by the startup constant current source 3 flows, charges the capacitor 32 via the switch 2A in the regulator 2, and the voltage of VCC rises. Since the switch 2C in the regulator 2 operates so that VDD becomes a constant voltage, a part of the starting current charges the capacitor 33 connected to VDD via the switch 2C, and the voltage of VDD also rises. To do. The switch 2B in the regulator 2 conducts during the off period of the switching operation when the VCC voltage is below a certain value, such as immediately after startup or during overload, in the state after startup, and even if the VCC voltage is insufficient, To prevent it from falling.
[0053]
When VCC and VDD rise and VDD reaches the start-up voltage set by the start / stop circuit 7, the switching operation of the switching element 1 is started. When the switching operation is started, energy is supplied to each winding of the transformer 40, and a current flows through the secondary winding 40C, the secondary auxiliary winding 40B, and the primary auxiliary winding 40D.
[0054]
The current flowing through the secondary winding 40 C is rectified and smoothed by the diode 52 and the capacitor 53, becomes DC power, and supplies power to the load 57. By repeating the switching operation, the output voltage VO gradually increases, and when the voltage reaches the voltage set by the output voltage detection resistors 54 and 55, a current flowing through the light emitting diode 35B is caused by a signal from the constant voltage control circuit 59. To increase. Then, the current flowing through the phototransistor 35A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 8 decreases, so that the drain current flowing through the switching element 1 decreases. By applying such negative feedback, the output voltage VO is stabilized.
[0055]
The current flowing through the primary side auxiliary winding 40D is rectified and smoothed by the diode 31 and the capacitor 32, is used as an auxiliary power source for the semiconductor device 30, and supplies current to the VCC terminal. Once VDD reaches the start-up voltage, the switch 2A in the regulator 2 is turned off, so that the current of the semiconductor device after start-up is supplied from the primary side auxiliary winding 40D. Since the polarity of the primary side auxiliary winding 40D is the same as that of the secondary winding 40C, VCC is a voltage proportional to the output voltage VO. However, since the switch 2B in the regulator 2 becomes conductive when the voltage of VCC is below a certain level, the startup current is supplied to VDD via the switch 2B at this time, so that VDD is stabilized. .
[0056]
The current flowing through the secondary side auxiliary winding 40B is rectified and smoothed by the diode 50 and the capacitor 51 and used as a power source for the secondary side control circuit 58 and the light emitting diode 35B. Since the polarity of the secondary side auxiliary winding 40B is the same as that of the primary winding 40A, the secondary side auxiliary winding voltage is a voltage proportional to the input voltage VIN.
[0057]
After the output voltage VO is stabilized, the output current IO flowing through the load 57 is increased, and when the current flowing through the output current detection resistor 56 reaches a certain value, the constant current control circuit 60 operates and flows through the light emitting diode 35B. Increase current. Then, the current flowing through the phototransistor 35A increases and the current flowing into the FB terminal also increases. When the FB terminal current increases, the voltage input to the comparator 8 decreases, so that the drain current flowing through the switching element 1 decreases. By applying such negative feedback, the output current is controlled to be constant. For this reason, when the load current exceeds a certain level, the output current is constant and the output voltage decreases, resulting in a constant current drooping characteristic.
[0058]
When the load is further increased, the output voltage VO further decreases. At this time, the primary side auxiliary winding voltage VCC also decreases. When VCC decreases, the current flowing into the CL terminal via the resistor 34 decreases accordingly. Then, the clamp voltage of the clamp circuit 12 is decreased by the clamp voltage variable circuit 13. For this reason, the overcurrent protection value of the switching element 1 decreases as VO and VCC decrease. Therefore, when the voltage drops to a certain output voltage, the switching element 1 enters an overcurrent protection state, and the constant current drop of the output starts. The output current becomes smaller than the constant droop current value. Further, since the oscillation frequency lowering signal is outputted from the clamp voltage variable circuit 13 to the oscillation circuit 9, the oscillation frequency is lowered and the output current is rapidly reduced. Therefore, the output current-voltage characteristic in FIG. Thus, when the output voltage VO drops below a certain voltage, the so-called U-shaped characteristic is such that the output current IO is reduced.
[0059]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply control semiconductor device constituting the switching power supply device of the present invention. FIG. 2 shows the details of the internal circuit of the semiconductor device 30 in FIG. 1, and the reference numerals in FIG. 1 correspond to those in FIG.
[0060]
In FIG. 2, the start / stop circuit 7 includes a VCC comparator 7A, inverters 7B and 7D, an AND circuit 7C, and a VDD comparator 7E. The VCC comparator 7A compares the VCC voltage with a reference voltage and outputs a signal to the inverter 7B. The VDD comparator 7E compares the VDD voltage with the reference voltage and outputs a signal to the NAND circuit 5, the AND circuit 7C, and the inverter 7D. Inverter 7B outputs a signal to AND circuit 7C. The switch 2B is controlled by the output of the AND circuit 7C, and the switch 2A is controlled by the output of the inverter 7D.
[0061]
The operation of the start / stop circuit 7 configured as described above will be described below. Before startup, the output of the VCC comparator 7A is low and the output of the VDD comparator 7E is low, so that the switch 2A in the regulator 2 is on and the switch 2B is off. Therefore, the starting current of the starting constant current source 3 flows to VCC through the switch 2A. Further, since the switch 2C operates so that VDD becomes a constant value, at the time of activation, the switch 2C also flows through the switch 2C to VDD. When the VDD voltage reaches the VDD start-up voltage set by the VDD comparator 7E, the output of the VDD comparator 7E becomes high level, the switching operation of the switching element 1 is enabled, and the switch 2A is turned off. It becomes. At this time, if the VCC voltage is higher than the VCC starting voltage set by the VCC comparator 7A, the output of the VCC comparator 7A is at a high level, so the output of the AND circuit 7C is at a low level. The switch 2B is turned off. If the VCC voltage at the time of VDD startup is lower than the VCC startup voltage set by the VCC comparator 7A, the output of the VCC comparator 7A is at a low level, and therefore the output of the AND circuit 7C. Becomes high level, and the switch 2B is turned on. Therefore, since the VDD current after startup is supplied from either DRAIN or VCC, the operation of the semiconductor device does not stop even if VCC decreases immediately after startup or during overload.
[0062]
The feedback signal control circuit 11 includes N-type MOSFETs 11A and 11B and a resistor 11C. N-type MOSFETs 11A and 11B are current mirror circuits based on 11A, and the drain and gate of 11A are connected to the FB terminal. The drain of 11B is connected to the resistor 11C and becomes the negative input of the comparator 8. Another terminal of the resistor 11C is connected to a reference voltage.
[0063]
The operation of the feedback signal control circuit 11 configured as described above will be described below. When current is injected from the FB terminal, current flows through the N-type MOSFETs 11A and 11B, and a voltage drop corresponding to the current is generated across the resistor 11C. That is, as the FB terminal current increases, the voltage drop across the resistor 11C increases, so the input voltage to the comparator 8 decreases. Therefore, the input voltage of the comparator 8 changes depending on the magnitude of the current at the FB terminal, and the current flowing through the switching element 1 decreases as the FB terminal current increases.
[0064]
The clamp circuit 12 includes P-type MOSFETs 12A and 12B and a resistor 12C. The source of the P-type MOSFET 12 A is connected to the output of the feedback signal control circuit 11 and becomes a negative input of the comparator 8. The drain of 12A is connected to GND, and the gate is connected to the resistor 12C and the drain of the P-type MOSFET 12B. The gate of 12B is connected to the output of the clamp voltage variable circuit 13.
[0065]
The operation of the clamp circuit 12 configured as described above will be described below. The current flowing through the P-type MOSFET 12B varies depending on the output of the clamp voltage variable circuit 13, causing a voltage drop in the resistor 12C. The P-type MOSFET 12A becomes conductive when the output signal of the feedback signal control circuit 11 becomes equal to or higher than the voltage that is the sum of the voltage across the resistor 12C and the threshold voltage of the P-type MOSFET 12A, and operates so as to be fixed at that voltage value. Therefore, in order to fix the maximum value of the output signal of the feedback signal control circuit 11, it functions as overcurrent protection for the switching element 1.
[0066]
The clamp voltage variable circuit 13 includes N-type MOSFETs 13A, 13B, 13D, 13E, 13G, 13H and 13K, a constant current source 13C for determining the minimum clamp voltage, a constant current source 13F for determining the maximum clamp voltage, and a constant for determining the oscillation frequency lowering level. It comprises a current source 13J and a P-type MOSFET 13I. N-type MOSFETs 13A, 13B, and 13K are current mirror circuits based on 13A. The drain and gate of 13A are connected to the drain of P-type MOSFET 14 as an input to clamp voltage variable circuit 13. N-type MOSFETs 13D and 13E are current mirror circuits based on 13D, and the drain and gate of 13D are connected to the constant current source 13C for determining the minimum clamp voltage and the drain of N-type MOSFET 13B. The N-type MOSFETs 13G and 13H are current mirror circuits based on 13G, and the drain and gate of 13G are connected to the constant current source 13F for determining the maximum clamp voltage and the drain of the N-type MOSFET 13E. The P-type MOSFET 13I and the P-type MOSFET 12B in the clamp circuit 12 are current mirror circuits based on 13I, and the drain and gate of 13I are connected to the drain of the N-type MOSFET 13H. The drain of 13K is connected to the oscillation frequency lowering level determining constant current source 13J and outputs an oscillation frequency lowering signal to the oscillation circuit 9.
[0067]
The operation of the clamp voltage variable circuit 13 configured as described above will be described below. From the CL terminal, a current corresponding to the voltage of VCC flows through the P-type MOSFET 14 to the N-type MOSFET 13A, and the same current as 13A also flows to 13B. The current obtained by subtracting the current value of 13B from the current value of the constant current source for determining the minimum clamp voltage 13C flows through 13D, and the same current also flows through 13E. The current obtained by subtracting the current value of 13E from the current value of the constant current source 13F for determining the maximum clamp voltage flows through 13G, and the same current also flows through 13H. This current flows through 13I and becomes the reference current of the clamp circuit 12 for determining the clamp voltage.
[0068]
When VCC rises and the CL terminal current increases, the current of 13A (13B) increases → the current of 13D (13E) decreases → the current of 13G (13H) increases, so the current of 13I increases, The clamp voltage of the clamp circuit 12 is increased. Even if the CL terminal current becomes very large, no current beyond the constant current source 13C for determining the minimum clamp voltage flows through 13B. Therefore, when all the current of the constant current source 13F for determining the maximum clamp voltage flows through 13I, The clamp voltage is maximized.
[0069]
On the contrary, when VCC decreases and the CL terminal current decreases, the current of 13A (13B) decreases → the current of 13D (13E) increases → the current of 13G (13H) decreases. Current decreases, and the clamp voltage of the clamp circuit 12 decreases. When the CL terminal current becomes zero, all currents of the constant current source 13C for determining the minimum clamp voltage flow to 13D. Therefore, the current of the constant current source 13C for determining the minimum clamp voltage is calculated from the current of the constant current source 13C for determining the maximum clamp voltage. The subtracted current flows to 13I. At this time, the clamp voltage is minimized.
[0070]
Accordingly, the clamp voltage of the clamp circuit 12, that is, the overcurrent protection value of the switching element 1, changes according to the current of the CL terminal, and the minimum value and the maximum value of the clamp voltage can be determined.
[0071]
Further, the current corresponding to the voltage of VCC flows from the CL terminal through the P-type MOSFET 14 to the N-type MOSFET 13A, and the same current as 13A also flows to 13K, so that the oscillation frequency lowering level determining constant current source 13J When the current of 13K is smaller than the current of 13J, the oscillation frequency lowering signal is output to the oscillation circuit 9. Therefore, when the current at the CL terminal becomes smaller than the current set by 13J, the oscillation frequency becomes smaller.
[0072]
【The invention's effect】
As described above, the switching power supply device of the present invention can reduce the output current when the load is short-circuited, and has an effect that a very excellent load short-circuit protection function can be realized. Even if the secondary side constant current control circuit required for the switching power supply device for the charger is configured, the overcurrent protection function operates when the load is short-circuited, and the load short-circuit current can be reduced. There is also an effect that the addition becomes unnecessary.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of an embodiment of a switching power supply device of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a semiconductor device constituting the switching power supply device of the present invention.
FIG. 3 is a time chart for explaining the operation of the switching power supply device of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
FIG. 5 is a time chart for explaining the operation of the switching power supply device;
FIG. 6 is a circuit diagram showing another example of a conventional switching power supply device;
FIG. 7 is a time chart for explaining the operation of the switching power supply device;
FIG. 8 is an output voltage-current characteristic diagram of the switching power supply device of the present invention.
FIG. 9 is an output voltage-current characteristic diagram of a conventional switching power supply
FIG. 10 is an output voltage-current characteristic diagram of another conventional switching power supply device.
[Explanation of symbols]
1 Switching element (Power MOSFET)
2 Regulator
2A, 2B, 2C switch
3 Constant current source for starting
4 Gate driver
5 NAND circuit
6 Drain current detection circuit
7 Start / stop circuit
8 comparator
9 Oscillator circuit
9A Maximum duty cycle signal
9B clock signal
10 RS flip-flop circuit
11 Feedback signal control circuit
11C resistance
12 Clamp circuit
12C resistance
13 Clamp voltage variable circuit
14 P-type MOSFET
30 Semiconductor device for switching power supply
31 diode
32, 33 capacitors
34 Resistance
35 Control signal transmission circuit
35A phototransistor
35B light emitting diode
40 transformer
40A primary winding
40B Secondary auxiliary winding
40C secondary winding
40D Primary side auxiliary winding
50 diodes
51 capacitor
52 Diode
53 capacitors
54, 55 Output voltage detection resistor
56 Output current detection resistor
57 Load
58 Secondary side control circuit
59 Constant voltage control circuit
60 Constant current control circuit

Claims

With a transformer,
A switching element having an input terminal connected to the first primary winding of the transformer and receiving a first DC voltage via the transformer;
A second output smaller than the absolute value of the first DC voltage from the first DC voltage is connected to the secondary winding of the transformer and rectifies and smoothes the secondary output voltage of the transformer. An output voltage generation circuit that generates and outputs a DC voltage of
An output voltage control circuit for stabilizing the output voltage;
A control signal transmission circuit for transmitting a signal of the output voltage control circuit to the primary side;
A control circuit for controlling the operation of the switching element;
Connected to the auxiliary winding of the transformer to generate a primary output voltage proportional to the secondary output voltage, and to rectify and smooth the generated primary output voltage to the control circuit. An auxiliary power supply voltage generation circuit for generating and outputting an auxiliary power supply voltage for supplying a power supply voltage,
The control circuit includes:
A regulator that generates and supplies a power supply voltage of the control circuit from a first DC voltage and an auxiliary power supply voltage;
An oscillator that generates and outputs a switching signal applied to the switching element;
A current detection circuit that detects a current flowing through the switching element and outputs the current as an element current detection signal;
A feedback signal control circuit for outputting a signal from the control signal transmission circuit as a feedback signal;
A comparator that compares the device current detection signal and the feedback signal and outputs a compared comparison signal;
A switching signal control circuit for controlling a current amount and output of the switching signal based on the comparison signal;
A clamp circuit for fixing the maximum value of the element current detection signal;
A clamp voltage variable circuit that varies the clamp voltage of the clamp circuit according to the voltage value of the auxiliary power supply voltage,
The regulator includes a first switch for flowing a starting current to an auxiliary power supply voltage input terminal, a second switch for flowing a starting current to an internal circuit power supply terminal, and the internal circuit power supply from the auxiliary power supply voltage input terminal. A third switch for supplying a current to the terminal, operates to supply power from the auxiliary power supply voltage to the control circuit, and when the auxiliary power supply voltage is lower than a predetermined value, the first switch Is configured to supply power to the control circuit from a DC voltage of
The switching power supply, wherein the clamp voltage variable circuit is configured to output, to the oscillator, an oscillation frequency lowering signal that reduces the oscillation frequency of the oscillator when the clamp voltage is lower than a certain value. apparatus.

The clamp voltage variable circuit operates the auxiliary power supply voltage falls below a predetermined value, as the auxiliary power supply voltage is lowered, is configured to clamp voltage is reduced, according to claim 1 Symbol mounting of the switching power supply.

The clamp voltage variable circuit is configured to fix the clamp voltage to a maximum value until the oscillation frequency lowering signal is output, and to decrease the clamp voltage at the same time as the oscillation frequency lowering signal is output. , claim 1 Symbol mounting of the switching power supply.

The switching element and the control circuit are formed on the same semiconductor substrate, the input terminal and the output terminal of the switching element, and the auxiliary power supply voltage input terminal, the power supply voltage terminal of the control circuit, the input terminal of the feedback signal, the made of a semiconductor device constituted by 6 terminal of the input terminal of the clamping voltage variable circuit, the switching power supply device according to any one of claims 1-3.

The clamp voltage variable circuit, the clamp voltage as the auxiliary winding voltage drops decreases, the minimum value of the clamp voltage is configured to be about 10% of the maximum clamping voltage, claim 1-4 The switching power supply device described in 1.

The oscillator, when the oscillation frequency decreases signal is input, is configured to be small as 1/5 of the oscillation frequency of the normal, the switching power supply device according to any one of claims 1-5.