JP3576099B2 - スマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及びビーム形成回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、ＯＦＤＭと記述）を用いた無線通信システムに係り、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及び前記受信装置の一部を構成するビーム形成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信の発展は著しく、利用者は、無線端末によって、音声のみならず画像やデータ等の大容量情報を扱うケースが増えてきている。このように大容量情報を高速伝送するためには、広帯域信号を扱い、且つ遅延波による干渉対策やフェージング対策が不可欠である。このような広帯域通信を実現する通信方式としてＯＦＤＭ方式が注目されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、各搬送波（キャリア）の周波数が隣接キャリアと周波数軸上で直交するように多数のキャリアを並べ、それによって、ある限られた周波数帯域内にキャリアを多重化する方式である。この場合、直交するキャリアを副搬送波（サブキャリア）と呼ぶ。フーリエ逆変換およびフーリエ変換を用いることにより、簡単に周波数直交信号を生成、分解することができる上に、ガード区間を設けることにより、このガード区間以内の遅延時間を有する遅延波に対しては、その影響を除去することができる。このため、高速伝送で不可避な周波数選択性フエージングへの耐性を強くすることができる。 このようなＯＦＤＭは、セルラー方式や放送だけでなく、今後、無線ＬＡＮ等にも活用されていくと予想される。
【０００４】
例えば、５ＧＨｚの周波数帯において、ＯＦＤＭ変調方式を用いた無線ＬＡＮの標準化が日本・欧州・米国で進められており、それぞれＨｉＳＷＡＮａ、ＨｉｐｅｒＬＡＮ、ＩＥＥＥ８０２．１１ａと呼ばれる。これらは特に物理レイヤにおいて似た仕様となっており、特に欧州では、無線ＬＡＮの範疇にとどまらず、屋外での使用も可能な仕様となっている。３方式とも、特定のサブキャリアに常に既知系列を含むパイロットサブキャリアを有し、すべてのサブキャリアには、先頭に既知のプリアンブルが含まれるパケット構成を持つ。図８に送信信号の周波数一時間系列のフレーム構成例を示す。この例では、帯域２×ｆＭの合計５２個のサブキャリアを有し、４個のパイロットサブキャリアを含む１ＯＦＤＭシンボル時間は４μｓｅｃである。
【０００５】
図６、７に、従来のＯＦＤＭ送受信装置の概略構成を表すブロック図を示す。図６、図７はそれぞれ上記無線ＬＡＮの送信機および受信機の構成を示しており、例えば文献“ＯＦＤＭ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”（Ｒｉｃｈａｒｄ Ｖａｎ Ｎｅｅ，Ｒａｍｊｅｅ Ｐｒａｓａｄ著、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，２０００）等に詳しい説明が掲載されている。 ここで、図６、図７を用いて信号の流れを簡単に説明する。図６の送信機においては、まず、送信データが符号器６０１により誤り訂正符号化され、その後、インタリーバ６０２によって信号系列の順序を入れ替える。インタリーバ６０２の出力はＱＡＭシンボル配置部６０３においてＱＡＭによる多値信号に変換された後、パイロット信号挿入部６０４によってパイロット信号が挿入される。
【０００６】
続いて、ＱＡＭの送信データは、直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）６０５によりＮ個（Ｎ：サブキャリア数）のデータからなる並列データに変換される。この並列データは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部６０６において逆フーリエ変換された後、並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）６０７によって直列データに変換される。
【０００７】
ＩＦＦＴ部６０６の出力は、Ｓ／Ｐ変換器６０５から与えられるＮ個のデータにより、対応するＮ個のサブキャリアを変調した信号となっている。ガード区間挿入部６０８は、ＩＦＦＴ後の直列データ出力に対して、ＯＦＤＭの有効シンボルの最後部と同じ時間波形をガード区間として有効シンボルの先頭に付加する。このガード区間長より短い遅延時間の遅延波を受信系のＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理で除去することができる。その後、送信信号は、Ｄ／Ａ変換部（ＤＡＣ）６０９にてアナログ信号に変換され、高周波送信回路（ＲＦ ＴＸ）６１０にて直交変調や周波数変換、フィルタリング、電力増幅等の処理が施され、アンテナ６１１より無線送信される。
【０００８】
図７の受信機においては、アンテナ６１２で受信したＯＦＤＭ波について、高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）６１３にてフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等が施され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）６１４によってデイジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器６１４の出力は、同期部６１５においてタイミングやフレーム、キャリア等の同期を確立し、ガード区間除去部６１６にてガード区間が除去される。これにより、ガード区間長以内の遅延波の影響は排除される。その後、Ｓ／Ｐ変換器６１７によって並列データに変換された信号は、ＦＦＴ部６１８により高速フーリエ変換が行われ、さらにＰ／Ｓ変換器６１９により直列データへの変換が実行される。ＦＦＴが行われたＯＦＤＭ受信信号は、周波数分割多重された各サブキャリアの信号が時間軸方向に順番に並べられた信号となり、伝搬路補正部６２０にて伝搬路歪が推定・補正され、ＱＡＭシンボル分配部６２１にてビット系列に変換される。最後に、デインタリーバ６２２によって、元の送信信号系列と同じ順序に並び替えると共に伝搬路誤りをランダム化させ、復号器６２３によって誤り訂正復号が行われ、信号が得られる。
【０００９】
このようなＯＦＤＭシステムを実現する際、ガード区間長を超える遅延時間をもつ遅延波による干渉や、同一周波数帯を使用する他のセルおよび他のシステムからの同一チャネル干渉への対策が必要となってくる。また、周波数の逼迫対策として、周波数の有効利用技術も必要である。このような問題の解決方法として、スマートアンテナをＯＦＤＭシステムに適用するのが効果的である。
【００１０】
スマートアンテナは、基地局あるいは端末局のアンテナの指向性を可変にすることによって、システム容量の増大、または基地局のカバーするエリアの拡大、または通信品質の改善が図れる技術である。単に指向性を有するアンテナだけでなく、複数のアンテナ素子を配置したアレーアンテナを有し、図５に示すような構成により、各アンテナ素子毎に振幅および位相の重み付けを行うことによっても、所望の指向性パターンを形成することができる。このような電気的に指向性を可変できるアレーアンテナの場合、所望波方向にビームを向けるだけでなく、干渉波の方向にヌルを向けることもできる。特に、基地局において互いに直交する（互いの方向にヌルを向け合う）複数の指向性パターンを形成することにより、各ビーム毎に同一時間／周波数チャネルを割り当てるＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を実現でき、周波数の有効利用が期待できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
スマートアンテナは、広帯域信号に対して所望のビームを形成するために、各アンテナ素子毎に複数のタップ付き遅延線（ＴＤＬ）と複数の重み付け器が必要である。また、ＯＦＤＭのような周波数領域にて信号を分離できる通信方式においては、各サブキャリア毎に重み付け器を備えることで等価的に実現できる。このとき、すべてのＯＦＤＭサブキヤリア毎にアンテナウェイトを計算するため、必然的に処理量が膨大になるという問題がある。このため、アンテナウェイト計算に時間が掛かり、音声信号のようにリアルタイム処理を必要とする場合等に支障を来すこととなり、それを回避するために計算速度を上げようとすると、回路規模が大きくなったり、或いは高速のＤＳＰ又はＣＰＵを用いなければならなくなる。
【００１２】
また、全てのサブキャリアにウェイト計算に必要な長さをもつ既知信号系列を必要とするため、パケット効率の低下を免れない（ブラインドアルゴリズムの場合は不必要）、或いはプリアンブルの短い前記の無線システムでは、既存のアルゴリズムを用いて最適な解を得るのが非常に困難となる。
【００１３】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、広帯域でスマートアンテナ機能を実現するのに簡易なハードウェア構成を有し、且つウェイト計算の処理量を低減することができるスマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及び前記受信装置の一部を構成するビーム形成回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を抽出し、前記パイロットサブキャア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記抽出したパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記サブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部と、前記加算部によって重み付け合成されたサブキャリア毎の信号を並列直列変換する並直列変換部とを具備することにある。
【００１５】
このような構成により、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、サブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、従来に比べてウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。
【００１６】
請求項２の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によってフーリエ変換されたサブキャリア毎の信号を時分割で直列変換する並直列変換部と、前記並直列変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部によって抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記並直列変換部から出力されるサブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部とを具備することにある。
【００１７】
このような構成により、ハードウェア構造を簡単化できると共に、アンテナウェイトを求めるための入出力線数を少なくできるため、ＦＦＴや復調信号処理等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に大きく貢献できる。
【００１８】
請求項３の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、アンテナ素子毎の受信信号に所定のウェイトを乗積する重み付け部と、前記アンテナ素子数と同数の前記重み付け部の出力信号を合成する加算部と、前記加算部の出力信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力信号から周期的に含まれるパイロットサブキャリア信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記重み付け部で受信信号に乗算するアンテナウェイトを、前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて計算するウェイト計算部とを具備することにある。
【００１９】
このような構成により、ウェイト合成のための乗算器の数およびＦＦＴの数を低減することができ、ハードウェア構成の簡単化が図れる。また、サブキャリア数にかかわらず、求めるアンテナウェイト数がアンテナ素子数と一致するため、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減することができる。
【００２０】
請求項４の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、フーリエ変換された受信信号から抽出した所定のパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトを求めるステップと、パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎の前記フーリエ変換された受信信号に、前記求めたアンテナウェイトを周波数領域で乗積するステップとを具備することにある。
【００２１】
請求項５の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、フーリエ変換された後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎のアンテナウェイトを前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて求めるステップと、前記求めたアンテナウェイトを前記サブキャリア群毎に時間的に切り替えて前記時系列受信信号に乗積して重み付けを行うステップとを具備することにある。
【００２２】
請求項６の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、アンテナ素子毎の受信信号にアンテナウェイトを乗算して重み付けを行うステップと、前記重み付けされた信号を合成した信号をフーリエ変換した後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、前記間欠的に抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナ素子毎に、前記重み付けのためのアンテナウェイトを求めるステップとを具備することにある。
【００２３】
請求項７の発明の特徴は、アンテナ素子毎にデジタル化された受信信号を入力する入力部と、前記入力部から入力された受信信号より所定のパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部より抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記算出されたパイロットサブキャリア信号群毎のアンテナウェイトを前記入力部から入力されたアンテナ素子毎の受信信号に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をパイロットサブキャリア毎に合成する加算部と、前記パイロット信号抽出部及び前記ウェイト群計算部にタイミング信号を供給するタイミング信号制御部とを具備することにある。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。ここで、下記のすべての実施例において、簡単のため、アンテナおよび受信系が３系統、サブキャリア数９、サブキャリア群３として説明しているが、それら系の数、サブキャリア数あるいはサブキャリア群の数を変更してもその動作原理および効果は変わらない。またＦＦＴは、離隔フーリエ変換（ＤｆＴ）を行うものであれば、その計算処理方法は限定されない。
【００２５】
図１は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第１の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ１０１ａ〜１０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）１０２ａ〜１０２ｃと、ベースバンドアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１０３ａ〜１０３ｃと、ＦＦＴ入力のために信号を直並列変換するＳ／Ｐ変換器１０４ａ〜１０４ｃと、デイジタル信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃと、ＦＦＴの入出力およびウェイト群計算部のタイミング制御を行うタイミング制御部１１１と、ＦＦＴ出力からパイロットサブキャリア信号を抽出し、各サブキャリア群毎のアンテナウェイト群を求めるウェイト群計算部１１２と、各アンテナウェイトをサブキャリア群毎に重み付けをする重み付け器１０６ａ〜１０８ａ、１０６ｂ〜１０８ｂ、１０６ｃ〜１０８ｃと、各サブキャリア毎に重み付けられた３受信系の受信信号を合成する加算器１０９と、ＦＦＴ出力を重み付け合成した各サブキャリア信号を直列時系列信号に変換するＰ／Ｓ変換器１１０とから構成される。
【００２６】
次に本実施形態の動作について説明する。まず、アンテナ１０１ａ〜１０１ｃで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路１０２ａ〜１０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、Ａ／Ｄ変換器１０３ａ〜１０３ｃにてデイジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ＦＦＴ入力のためにＳ／Ｐ変換器１０４ａ〜１０４ｃにて直並列変換され、ＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃでフーリエ変換される。これにより、直交周波数領域に拡散されていた信号系列が各サブキャリア毎に分離される。
【００２７】
ここで、各サブキャリア帯域が比較的広いと、すべてのサブキャリアに同じアンテナウェイトで重み付けした場合、離れたサブキャリア間の中心周波数偏差のために、各サブキャリア毎に得られる指向性パターンが異なり、所望波方向へのビーム利得が低下したり、干渉波方向へのヌルが形成されずに特性を劣化させる要因になることがある。しかし、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを求めると、その計算量が膨大となり現実的でない。そこで、サブキャリア間の周波数偏差による指向性パターン変化が致命的にならない程度に離れた中心周波数をもつサブキャリアをまとめてサブキャリア群とし、サブキャリア群を形成する各サブキャリアの信号には同じウェイトで重み付けする。
【００２８】
例えば、本実施形態では、９個のサブキャリアのうち周波数の高いサブキャリアから順にＳ１、…、Ｓ９としたとき、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ８に含まれる情報系列が既知であるパイロットサブキャリアが存在すると仮定すると、Ｓ１〜Ｓ３、Ｓ４〜Ｓ６、Ｓ７〜Ｓ９をそれぞれサブキャリア群とする。また、それぞれ重み付けするアンテナウェイトをＷ１、Ｗ２、Ｗ３とし、これらのウェイト群はパイロットサブキャリアＳ２、Ｓ５、Ｓ８によってウェイト群計算部１１２で計算される。このとき、ＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃの入出力タイミングおよびウェイト群計算部１１２のウェイ卜計算に用いる信号のタイミングはタイミング制御部１１１において検出、制御される。各受信系において同じ時刻の出力信号を抽出するようにタイミング制御部１１１からウェイト群計算部１１２へタイミング制御信号が送られる。ウェイト群計算部１１２で求められたサブキャリア群毎のアンテナウェイトＷ１、Ｗ２、Ｗ３は重み付け器１０６ａ〜１０８ａ、１０６ｂ〜１０８ｂ、１０６ｃ〜１０８ｃで乗積され、加算器１０９においてアンテナ素子分ずつ合成される。
【００２９】
最後に、サブキャリア毎に重み付け合成された信号は、Ｐ／Ｓ変換器１１０によって時系列の直列信号へと変換される。これにより、各サブキャリア毎に所望の指向性パターンを有する信号が得られる。ウェイト群計算部１１２では、既知情報が連続的に含まれるパイロットサブキャリア信号を用いることができるため、ブラインドアルゴリズムに限らず、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ）やＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）といったＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小平均２乗誤差）基準のビーム形成アルゴリズム等が利用できる。
【００３０】
上記のように本実施形態のスマートアンテナを用いた受信装置では、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、幾つかのサブキャリアを纏めてサブキャリア群とし、これらサブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。これにより、回路規模を大きくすることなく、或いは超高速のＣＰＵなどを用いなくとも、信号をリアルタイム処理することができる。
【００３１】
また、変調方式や誤り訂正符号化方式に依存しない指向性制御が実現できる。更に、アンテナ群に含まれるサブキャリア数は、サブキャリア信号帯域やＯＦＤＭキャリア周波数帯に依存するため、復号後の誤り率特性とウェイト計算処理量のトレードオフを考慮して決めることが考えられる。
【００３２】
図２は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第２の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ２０１ａ〜２０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）２０２ａ〜２０２ｃと、ベースバンドアナログ信号をデイジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２０３ａ〜２０３ｃと、デイジタル信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ２０５ａ〜２０５ｃと、これらＦＦＴへの入出力のために直列並列変換を行うＳ／Ｐ変換器２０４ａ〜２０４ｃおよびパラレル信号をシリアル信号に変換するＰ／Ｓ変換器２０６ａ〜２０６ｃと、ＦＦＴ出力から間欠的にパイロットサブキャリア信号を抽出するパイロット信号抽出回路（Ｇａｔｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）２１０と、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングの制御を行うタイミング制御部２０９と、抽出されたパイロット信号を用いて各サブキャリア群毎のアンテナウェイト群を求めるウェイト群計算部２１１と、各アンテナウェイトをサブキャリア群毎に時分割で重み付けをする重み付け器２０７ａ〜２０７ｃと、重み付けられた３系統の受信信号を加算する加算器２０８とから構成される。
【００３３】
次に本実施形態の信号受信時の動作について説明する。まず、アンテナ２０１ａ〜２０１ｃで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路２０２ａ〜２０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、Ａ／Ｄ変換器２０３ａ〜２０３ｃにてデイジタル信号に変換される。このデイジタル信号は、ＦＦＴ入力のためにＳ／Ｐ変換器２０４ａ〜２０４ｃにて直並列変換され、ＦＦＴ２０５ａ〜２０５ｃでフーリエ変換された後、Ｐ／Ｓ変換器２０６ａ〜２０６ｃによって時系列の直列信号へと変換される。これにより、直交周波数領域に拡散されていた信号系列が各サブキャリア毎に分離され、巡回的に時系列で逐次出力される。
【００３４】
一方、パイロット信号抽出回路２１０では、ＦＦＴされた信号から間欠的にパイロットサブキャリア信号を抽出し、ウェイト群計算部２１１にて各サブキャリア群毎に所望の指向性バターンを形成するアンテナウェイトを求める。このとき、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングはタイミング制御部２０９において検出、制御される。また、アンテナウェイトの計算は、第１の実施形態と同様に様々なビーム形成アルゴリズムによって実現できる。
【００３５】
求めたアンテナウェイト群は、重み付け器２０７ａ〜２０７ｃにて受信信号に乗積され、加算器２０８によって合成される。これにより、各サブキャリア毎に所望の指向性パターンを有する信号が得られる。
【００３６】
本実施形態は、パイロット信号をＦＦＴした後の並直列変換した直列信号からパイロット信号抽出回路２１０により間欠的にパイロット信号を抽出しているところに特徴がある。以下にパイロット信号抽出回路２１０の動作について説明する。
【００３７】
図３に上記したパイロット信号抽出回路２１０の原理を示す。ＦＦＴ後のＰ／Ｓ変換出力信号は各サブキャリアの１ＯＦＤＭシンボルが９倍のシンボルレートで時間的に順番に並べられて時系列となる。パイロット信号抽出回路２１０は、同じＯＦＤＭシンボルに含まれる９シンボルの時系列（直列）信号が同回路に完全に入力されたときに、パイロットサブキャリアに相当するシンボルだけを抽出する構成をもつ。そのため、各ＯＦＤＭシンボルタイミングを示す制御クロックおよびパイロットサブキャリアが含まれる位置に関する情報がタイミング制御部２０９から渡される。
【００３８】
例えば、第１の実施形態と同様に、９個のサブキャリアのうち周波数の高いサブキャリアから順にＳ１、…、Ｓ９とし、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ８がパイロットサブキャリアとすると、ＦＦＴ後のＰ／Ｓ変換出力は時間的に３シンボルおきにパイロット信号が含まれることになる。抽出されたパイロット信号は各ウェイト群を求めるために、一旦メモリ３０１〜３０３に蓄積される。また、ウェイトを乗積する際には、ウェイト群計算部２１１から重み付け器２０７ａ〜２０７ｃへ値が渡される時に、サブキャリア群毎にウェイトが周期的に変化するようにタイミング制御が行われる。
【００３９】
上記のように本実施形態のスマートアンテナを用いた受信装置は、パイロット信号をＦＦＴした後の並列直列変換した直列信号からパイロット信号抽出回路２１０により間欠的にパイロット信号を抽出し、これらパイロット信号を用いて重み付け計算をし、その計算結果によりアンテナ２０１ａ〜２０１ｃ対応の前記直列信号に重み付けを行う構成のため、従来に比べて大幅な処理量低減が図れる。さらに、ウェイトを求めるための入出力線数が少なくて済むため、ＦＦＴや復調信号処埋等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に貢献できる。また、パイロット信号抽出回路２１０、およびウェイト群計算部２１１から渡されるサブキャリア群ウェイトの設定タイミングを変更することにより、サブキャリア群のグルーピングの変更が容易になる利点もある。また、パイロット信号抽出回路２１０に入力されるタイミング制御信号の情報を工夫すると、パイロットサブキャリアの信号を連続的にすべてのアンテナ素子分抽出するのではなく、適当な間隔で間引いて抽出することにより、処理レートを低減することが可能となる。こうした場合、ウェイトを求めるのに時間はかかるが、パイロット信号抽出回路２１０あるいは後続のウェイト群計算部２１１の回路規模に制限がある場合に有効である。また動作クロックを低下させることができ、消費電力やコストの面でも有利になる。
【００４０】
尚、図２の点線で示した部分５０は上述したアップリケタイプとして独立させることができ、ビーム形成回路と称して、独立したチップとすることができる。
【００４１】
図４は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第３の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ４０１ａ〜４０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）４０２ａ〜４０２ｃと、各アンテナ素子毎にアンテナウェイトを乗積する重み付け器４０４ａ〜４０４ｂと、重み付けられた３系統の受信信号を加算する加算器４０５と、重み付け合成された受信信号をパラレル信号に変換するＳ／Ｐ変換器４０６と、重み付け合成された受信信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ４０７と、ＦＦＴされた信号をシリアル信号に変換するＰ／Ｓ変換器４０８と、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングの制御を行うタイミング制御部４０９と、ＦＦＴされた信号から問欠的にパイロットサブキャリア信号およびプリアンブル信号を抽出するパイロット信号抽出回路（Ｇａｔｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）４１０と、抽出されたパイロット信号およびプリアンブル信号を用いてアンテナウェイトを求めるウェイト計算部４１１とから構成される。
【００４２】
次に本実施形態の信号受信時の動作について説明する。まず、アンテナ４０１ａ１〜４０１ｂで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路４０２ａ〜４０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、重み付け器４０４ａ〜４０４ｃ、加算器４０５によって各アンテナ素子毎に別に求めたアンテナウェイトを乗積して合成する。本例では一つのアンテナ素子に対してーつのアンテナウェイトを乗積する。
【００４３】
その後、ＦＦＴ４０７により重み付け形成された受信信号に対してフーリエ変換処理を施し、所望の指向性パターンで受信された時系列信号を得る。一方、パイロット信号抽出回路４１０では、ＦＦＴ４０７の出力信号から間欠的にパイロットサブキャリア信号と各サブキャリアに含まれる既知のプリアンブル信号を抽出し、ウェイト計算部４１１にて所望の指向性パターンを形成するアンテナウェイトを計算する。このとき、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングはタイミング制御部４０９において検出、制御される。また、アンテナウェイトの計算は、ＦＦＴ後の時系列に連続的に含まれるプリアンブル信号を用いて初期ウェイトを求め、その後、伝搬路状態の時間的変動に追従するために、周期的に存在するパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトを更新する。求めたアンテナウェイトは、ＦＦＴ前段にある重み付け器４０４ａ〜４０４ｃにて受信信号に乗積される。
【００４４】
本実施形態によれば、アンテナ素子数分のアンテナウェイトを求めて重み付け合成した受信信号をＦＦＴ化して、その後、パイロット信号を抽出してウェイト計算を行うため、１種類のウェイト計算を行えばよく、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できると共に、ウェイトを重み付け合成するための乗算器および加算器の数を減らせることができ、更に、ＦＦＴが一つで済むという利点があり、回路規模を小さくすることができる。また、ウェイトの切替がないため、タイミング制御が簡単になり、タイミング制御系を簡単化でき、この点からも回路規模を小さくすることができる。
【００４５】
但し、本例は、干渉波やマルチパスがほとんど存在しない静的な伝搬路環境である場合、若しくはＯＦＤＭの使用帯域が伝搬路のコヒーレント帯域幅より狭い場合という条件が必要で、このような条件を満足する際には、キャリア数にかかわらず、各アンテナ素子にーつのアンテナウェイトを用いても、サブキャリア間の中心周波数偏差による指向性パターンのずれは問題にならないため、大幅なウェイト計算量低減およびハードウェア構成の簡単化の点で有効である。
【００４６】
また、４０４ａ〜４０４ｃ，４０５による重み付け合成は図４の例ではデジタル信号に対してであるがアナログ信号に対しても処理可能である。例えばアナログ信号処理の場合、重み付け器４０４ａ〜４０４ｃを移相器および増幅器（減衰器）を用いて実現することができ、この場合は重み付け器の後段にＡ／Ｄ変換器を挿入する構成となる。
【００４７】
尚、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、ＦＦＴ出力のパイロットサブキャリアを用いてアンテナウェイトを計算し、予め定められたサブキャリア群の各サブキャリア信号を同じウェイトで重み付け合成する構成をとることによって、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、サブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。
【００４９】
または、本発明によれば、アンテナウェイトを求めるためのパイロット信号抽出、および重み付け合成をＦＦＴ後段で時系列に基づいて行うことにより、ハードウエア構造を簡単化できる利点がある。さらに、この場合、アンテナウェイトを求めるための入出力線数が少なくてすむため、ＦＦＴや復調信号処理等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に大きく貢献できる。
【００５０】
または、ＦＦＴ前段にアンテナウェイト重み付け合成部を配置することによって、ウェイト合成のための乗算器の数およびＦＦＴの数を低減することができ、ハードウェア構成の簡単化が図れる。また、サブキャリア数に拘らず、求めるアンテナウェイト数がアンテナ素子数と一致するため、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第１の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図２】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第２の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図３】図２に示したパイロット信号抽出回路の動作原理を説明する図である。
【図４】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第３の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図５】従来のスマートアンテナを用いた受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ送信装置の概略構成を示したブロック図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ受信装置の概略構成を示したブロック図である。
【図８】ＯＦＤＭ方式における送信信号の周波数−時間系列フレーム構成例を示した図である。
【符号の説明】
５０ ビーム形成回路
１０１ａ〜１０１ｃ、２０１ａ〜２０１ｃ、４０１ａ〜４０１ｃ アンテナ
１０２ａ〜１０２ｃ、２０２ａ〜２０２ｃ、４０２ａ〜４０２ｃ 高周波受信回路
１０３ａ〜１０３ｃ、２０３ａ〜２０３ｃ、４０３ａ〜４０３ｃ Ａ／Ｄ変換器
１０４ａ〜１０４ｃ、２０４ａ〜２０４ｃ、４０６ Ｓ／Ｐ変換器
１０５ａ〜１０５ｃ、２０５ａ〜２０５ｃ、４０７ ＦＦＴ
１０６ａ〜１０６ｃ、１０７ａ〜１０７ｃ、１０８ａ〜１０８ｃ、２０７ａ〜２０７ｃ、４０４ａ〜４０４ｃ 重み付け器
１０９ａ〜１０９ｉ、２０８、４０５ 加算器
１１０、２０６ａ〜２０６ｃ、４０８ Ｐ／Ｓ変換器
１１１、２０９、４０９ タイミング制御部
１１２、２１１、４１１ ウェイト群計算部
２１０、４１０ パイロット信号抽出回路
３０１、３０２、３０３ メモリ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；以下、ＯＦＤＭと記述）を用いた無線通信システムに係り、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及び前記受信装置の一部を構成するビーム形成回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の無線通信の発展は著しく、利用者は、無線端末によって、音声のみならず画像やデータ等の大容量情報を扱うケースが増えてきている。このように大容量情報を高速伝送するためには、広帯域信号を扱い、且つ遅延波による干渉対策やフェージング対策が不可欠である。このような広帯域通信を実現する通信方式としてＯＦＤＭ方式が注目されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、各搬送波（キャリア）の周波数が隣接キャリアと周波数軸上で直交するように多数のキャリアを並べ、それによって、ある限られた周波数帯域内にキャリアを多重化する方式である。この場合、直交するキャリアを副搬送波（サブキャリア）と呼ぶ。フーリエ逆変換およびフーリエ変換を用いることにより、簡単に周波数直交信号を生成、分解することができる上に、ガード区間を設けることにより、このガード区間以内の遅延時間を有する遅延波に対しては、その影響を除去することができる。このため、高速伝送で不可避な周波数選択性フエージングへの耐性を強くすることができる。 このようなＯＦＤＭは、セルラー方式や放送だけでなく、今後、無線ＬＡＮ等にも活用されていくと予想される。
【０００４】
例えば、５ＧＨｚの周波数帯において、ＯＦＤＭ変調方式を用いた無線ＬＡＮの標準化が日本・欧州・米国で進められており、それぞれＨｉＳＷＡＮａ、ＨｉｐｅｒＬＡＮ、ＩＥＥＥ８０２．１１ａと呼ばれる。これらは特に物理レイヤにおいて似た仕様となっており、特に欧州では、無線ＬＡＮの範疇にとどまらず、屋外での使用も可能な仕様となっている。３方式とも、特定のサブキャリアに常に既知系列を含むパイロットサブキャリアを有し、すべてのサブキャリアには、先頭に既知のプリアンブルが含まれるパケット構成を持つ。図８に送信信号の周波数一時間系列のフレーム構成例を示す。この例では、帯域２×ｆＭの合計５２個のサブキャリアを有し、４個のパイロットサブキャリアを含む１ＯＦＤＭシンボル時間は４μｓｅｃである。
【０００５】
図６、７に、従来のＯＦＤＭ送受信装置の概略構成を表すブロック図を示す。図６、図７はそれぞれ上記無線ＬＡＮの送信機および受信機の構成を示しており、例えば文献“ＯＦＤＭ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，”（Ｒｉｃｈａｒｄ Ｖａｎ Ｎｅｅ，Ｒａｍｊｅｅ Ｐｒａｓａｄ著、Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，２０００）等に詳しい説明が掲載されている。 ここで、図６、図７を用いて信号の流れを簡単に説明する。図６の送信機においては、まず、送信データが符号器６０１により誤り訂正符号化され、その後、インタリーバ６０２によって信号系列の順序を入れ替える。インタリーバ６０２の出力はＱＡＭシンボル配置部６０３においてＱＡＭによる多値信号に変換された後、パイロット信号挿入部６０４によってパイロット信号が挿入される。
【０００６】
続いて、ＱＡＭの送信データは、直並列変換器（Ｓ／Ｐ変換器）６０５によりＮ個（Ｎ：サブキャリア数）のデータからなる並列データに変換される。この並列データは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部６０６において逆フーリエ変換された後、並直列変換器（Ｐ／Ｓ変換器）６０７によって直列データに変換される。
【０００７】
ＩＦＦＴ部６０６の出力は、Ｓ／Ｐ変換器６０５から与えられるＮ個のデータにより、対応するＮ個のサブキャリアを変調した信号となっている。ガード区間挿入部６０８は、ＩＦＦＴ後の直列データ出力に対して、ＯＦＤＭの有効シンボルの最後部と同じ時間波形をガード区間として有効シンボルの先頭に付加する。このガード区間長より短い遅延時間の遅延波を受信系のＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理で除去することができる。その後、送信信号は、Ｄ／Ａ変換部（ＤＡＣ）６０９にてアナログ信号に変換され、高周波送信回路（ＲＦ ＴＸ）６１０にて直交変調や周波数変換、フィルタリング、電力増幅等の処理が施され、アンテナ６１１より無線送信される。
【０００８】
図７の受信機においては、アンテナ６１２で受信したＯＦＤＭ波について、高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）６１３にてフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等が施され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）６１４によってデイジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器６１４の出力は、同期部６１５においてタイミングやフレーム、キャリア等の同期を確立し、ガード区間除去部６１６にてガード区間が除去される。これにより、ガード区間長以内の遅延波の影響は排除される。その後、Ｓ／Ｐ変換器６１７によって並列データに変換された信号は、ＦＦＴ部６１８により高速フーリエ変換が行われ、さらにＰ／Ｓ変換器６１９により直列データへの変換が実行される。ＦＦＴが行われたＯＦＤＭ受信信号は、周波数分割多重された各サブキャリアの信号が時間軸方向に順番に並べられた信号となり、伝搬路補正部６２０にて伝搬路歪が推定・補正され、ＱＡＭシンボル分配部６２１にてビット系列に変換される。最後に、デインタリーバ６２２によって、元の送信信号系列と同じ順序に並び替えると共に伝搬路誤りをランダム化させ、復号器６２３によって誤り訂正復号が行われ、信号が得られる。
【０００９】
このようなＯＦＤＭシステムを実現する際、ガード区間長を超える遅延時間をもつ遅延波による干渉や、同一周波数帯を使用する他のセルおよび他のシステムからの同一チャネル干渉への対策が必要となってくる。また、周波数の逼迫対策として、周波数の有効利用技術も必要である。このような問題の解決方法として、スマートアンテナをＯＦＤＭシステムに適用するのが効果的である。
【００１０】
スマートアンテナは、基地局あるいは端末局のアンテナの指向性を可変にすることによって、システム容量の増大、または基地局のカバーするエリアの拡大、または通信品質の改善が図れる技術である。単に指向性を有するアンテナだけでなく、複数のアンテナ素子を配置したアレーアンテナを有し、図５に示すような構成により、各アンテナ素子毎に振幅および位相の重み付けを行うことによっても、所望の指向性パターンを形成することができる。このような電気的に指向性を可変できるアレーアンテナの場合、所望波方向にビームを向けるだけでなく、干渉波の方向にヌルを向けることもできる。特に、基地局において互いに直交する（互いの方向にヌルを向け合う）複数の指向性パターンを形成することにより、各ビーム毎に同一時間／周波数チャネルを割り当てるＳＤＭＡ（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を実現でき、周波数の有効利用が期待できる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
スマートアンテナは、広帯域信号に対して所望のビームを形成するために、各アンテナ素子毎に複数のタップ付き遅延線（ＴＤＬ）と複数の重み付け器が必要である。また、ＯＦＤＭのような周波数領域にて信号を分離できる通信方式においては、各サブキャリア毎に重み付け器を備えることで等価的に実現できる。このとき、すべてのＯＦＤＭサブキヤリア毎にアンテナウェイトを計算するため、必然的に処理量が膨大になるという問題がある。このため、アンテナウェイト計算に時間が掛かり、音声信号のようにリアルタイム処理を必要とする場合等に支障を来すこととなり、それを回避するために計算速度を上げようとすると、回路規模が大きくなったり、或いは高速のＤＳＰ又はＣＰＵを用いなければならなくなる。
【００１２】
また、全てのサブキャリアにウェイト計算に必要な長さをもつ既知信号系列を必要とするため、パケット効率の低下を免れない（ブラインドアルゴリズムの場合は不必要）、或いはプリアンブルの短い前記の無線システムでは、既存のアルゴリズムを用いて最適な解を得るのが非常に困難となる。
【００１３】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、広帯域でスマートアンテナ機能を実現するのに簡易なハードウェア構成を有し、且つウェイト計算の処理量を低減することができるスマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及び前記受信装置の一部を構成するビーム形成回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を抽出し、前記パイロットサブキャア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記抽出したパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記サブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部と、前記加算部によって重み付け合成されたサブキャリア毎の信号を並列直列変換する並直列変換部とを具備することにある。
【００１５】
このような構成により、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、サブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、従来に比べてウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。
【００１６】
請求項２の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によってフーリエ変換されたサブキャリア毎の信号を時分割で直列変換する並直列変換部と、前記並直列変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部によって抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記並直列変換部から出力されるサブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部とを具備することにある。
【００１７】
このような構成により、ハードウェア構造を簡単化できると共に、アンテナウェイトを求めるための入出力線数を少なくできるため、ＦＦＴや復調信号処理等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に大きく貢献できる。
【００１８】
請求項３の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、アンテナ素子毎の受信信号に所定のウェイトを乗積する重み付け部と、前記アンテナ素子数と同数の前記重み付け部の出力信号を合成する加算部と、前記加算部の出力信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部の出力信号から周期的に含まれるパイロットサブキャリア信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記重み付け部で受信信号に乗算するアンテナウェイトを、前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて計算するウェイト計算部とを具備することにある。
【００１９】
このような構成により、ウェイト合成のための乗算器の数およびＦＦＴの数を低減することができ、ハードウェア構成の簡単化が図れる。また、サブキャリア数にかかわらず、求めるアンテナウェイト数がアンテナ素子数と一致するため、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減することができる。
【００２０】
請求項４の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、フーリエ変換された受信信号から抽出した所定のパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトを求めるステップと、パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎の前記フーリエ変換された受信信号に、前記求めたアンテナウェイトを周波数領域で乗積するステップとを具備することにある。
【００２１】
請求項５の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、フーリエ変換された後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎のアンテナウェイトを前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて求めるステップと、前記求めたアンテナウェイトを前記サブキャリア群毎に時間的に切り替えて前記時系列受信信号に乗積して重み付けを行うステップとを具備することにある。
【００２２】
請求項６の発明の特徴は、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、アンテナ素子毎の受信信号にアンテナウェイトを乗算して重み付けを行うステップと、前記重み付けされた信号を合成した信号をフーリエ変換した後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、前記間欠的に抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナ素子毎に、前記重み付けのためのアンテナウェイトを求めるステップとを具備することにある。
【００２３】
請求項７の発明の特徴は、アンテナ素子毎にデジタル化された受信信号を入力する入力部と、前記入力部から入力された受信信号より所定のパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部より抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、前記算出されたパイロットサブキャリア信号群毎のアンテナウェイトを前記入力部から入力されたアンテナ素子毎の受信信号に乗積する重み付け部と、前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をパイロットサブキャリア毎に合成する加算部と、前記パイロット信号抽出部及び前記ウェイト群計算部にタイミング信号を供給するタイミング信号制御部とを具備することにある。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。ここで、下記のすべての実施例において、簡単のため、アンテナおよび受信系が３系統、サブキャリア数９、サブキャリア群３として説明しているが、それら系の数、サブキャリア数あるいはサブキャリア群の数を変更してもその動作原理および効果は変わらない。またＦＦＴは、離隔フーリエ変換（ＤｆＴ）を行うものであれば、その計算処理方法は限定されない。
【００２５】
図１は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第１の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ１０１ａ〜１０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）１０２ａ〜１０２ｃと、ベースバンドアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１０３ａ〜１０３ｃと、ＦＦＴ入力のために信号を直並列変換するＳ／Ｐ変換器１０４ａ〜１０４ｃと、デイジタル信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃと、ＦＦＴの入出力およびウェイト群計算部のタイミング制御を行うタイミング制御部１１１と、ＦＦＴ出力からパイロットサブキャリア信号を抽出し、各サブキャリア群毎のアンテナウェイト群を求めるウェイト群計算部１１２と、各アンテナウェイトをサブキャリア群毎に重み付けをする重み付け器１０６ａ〜１０８ａ、１０６ｂ〜１０８ｂ、１０６ｃ〜１０８ｃと、各サブキャリア毎に重み付けられた３受信系の受信信号を合成する加算器１０９と、ＦＦＴ出力を重み付け合成した各サブキャリア信号を直列時系列信号に変換するＰ／Ｓ変換器１１０とから構成される。
【００２６】
次に本実施形態の動作について説明する。まず、アンテナ１０１ａ〜１０１ｃで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路１０２ａ〜１０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、Ａ／Ｄ変換器１０３ａ〜１０３ｃにてデイジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ＦＦＴ入力のためにＳ／Ｐ変換器１０４ａ〜１０４ｃにて直並列変換され、ＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃでフーリエ変換される。これにより、直交周波数領域に拡散されていた信号系列が各サブキャリア毎に分離される。
【００２７】
ここで、各サブキャリア帯域が比較的広いと、すべてのサブキャリアに同じアンテナウェイトで重み付けした場合、離れたサブキャリア間の中心周波数偏差のために、各サブキャリア毎に得られる指向性パターンが異なり、所望波方向へのビーム利得が低下したり、干渉波方向へのヌルが形成されずに特性を劣化させる要因になることがある。しかし、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを求めると、その計算量が膨大となり現実的でない。そこで、サブキャリア間の周波数偏差による指向性パターン変化が致命的にならない程度に離れた中心周波数をもつサブキャリアをまとめてサブキャリア群とし、サブキャリア群を形成する各サブキャリアの信号には同じウェイトで重み付けする。
【００２８】
例えば、本実施形態では、９個のサブキャリアのうち周波数の高いサブキャリアから順にＳ１、…、Ｓ９としたとき、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ８に含まれる情報系列が既知であるパイロットサブキャリアが存在すると仮定すると、Ｓ１〜Ｓ３、Ｓ４〜Ｓ６、Ｓ７〜Ｓ９をそれぞれサブキャリア群とする。また、それぞれ重み付けするアンテナウェイトをＷ１、Ｗ２、Ｗ３とし、これらのウェイト群はパイロットサブキャリアＳ２、Ｓ５、Ｓ８によってウェイト群計算部１１２で計算される。このとき、ＦＦＴ１０５ａ〜１０５ｃの入出力タイミングおよびウェイト群計算部１１２のウェイ卜計算に用いる信号のタイミングはタイミング制御部１１１において検出、制御される。各受信系において同じ時刻の出力信号を抽出するようにタイミング制御部１１１からウェイト群計算部１１２へタイミング制御信号が送られる。ウェイト群計算部１１２で求められたサブキャリア群毎のアンテナウェイトＷ１、Ｗ２、Ｗ３は重み付け器１０６ａ〜１０８ａ、１０６ｂ〜１０８ｂ、１０６ｃ〜１０８ｃで乗積され、加算器１０９においてアンテナ素子分ずつ合成される。
【００２９】
最後に、サブキャリア毎に重み付け合成された信号は、Ｐ／Ｓ変換器１１０によって時系列の直列信号へと変換される。これにより、各サブキャリア毎に所望の指向性パターンを有する信号が得られる。ウェイト群計算部１１２では、既知情報が連続的に含まれるパイロットサブキャリア信号を用いることができるため、ブラインドアルゴリズムに限らず、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅｓ）やＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｅ）、ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒｅ）といったＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ：最小平均２乗誤差）基準のビーム形成アルゴリズム等が利用できる。
【００３０】
上記のように本実施形態のスマートアンテナを用いた受信装置では、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、幾つかのサブキャリアを纏めてサブキャリア群とし、これらサブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。これにより、回路規模を大きくすることなく、或いは超高速のＣＰＵなどを用いなくとも、信号をリアルタイム処理することができる。
【００３１】
また、変調方式や誤り訂正符号化方式に依存しない指向性制御が実現できる。更に、アンテナ群に含まれるサブキャリア数は、サブキャリア信号帯域やＯＦＤＭキャリア周波数帯に依存するため、復号後の誤り率特性とウェイト計算処理量のトレードオフを考慮して決めることが考えられる。
【００３２】
図２は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第２の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ２０１ａ〜２０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）２０２ａ〜２０２ｃと、ベースバンドアナログ信号をデイジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）２０３ａ〜２０３ｃと、デイジタル信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ２０５ａ〜２０５ｃと、これらＦＦＴへの入出力のために直列並列変換を行うＳ／Ｐ変換器２０４ａ〜２０４ｃおよびパラレル信号をシリアル信号に変換するＰ／Ｓ変換器２０６ａ〜２０６ｃと、ＦＦＴ出力から間欠的にパイロットサブキャリア信号を抽出するパイロット信号抽出回路（Ｇａｔｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）２１０と、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングの制御を行うタイミング制御部２０９と、抽出されたパイロット信号を用いて各サブキャリア群毎のアンテナウェイト群を求めるウェイト群計算部２１１と、各アンテナウェイトをサブキャリア群毎に時分割で重み付けをする重み付け器２０７ａ〜２０７ｃと、重み付けられた３系統の受信信号を加算する加算器２０８とから構成される。
【００３３】
次に本実施形態の信号受信時の動作について説明する。まず、アンテナ２０１ａ〜２０１ｃで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路２０２ａ〜２０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、Ａ／Ｄ変換器２０３ａ〜２０３ｃにてデイジタル信号に変換される。このデイジタル信号は、ＦＦＴ入力のためにＳ／Ｐ変換器２０４ａ〜２０４ｃにて直並列変換され、ＦＦＴ２０５ａ〜２０５ｃでフーリエ変換された後、Ｐ／Ｓ変換器２０６ａ〜２０６ｃによって時系列の直列信号へと変換される。これにより、直交周波数領域に拡散されていた信号系列が各サブキャリア毎に分離され、巡回的に時系列で逐次出力される。
【００３４】
一方、パイロット信号抽出回路２１０では、ＦＦＴされた信号から間欠的にパイロットサブキャリア信号を抽出し、ウェイト群計算部２１１にて各サブキャリア群毎に所望の指向性バターンを形成するアンテナウェイトを求める。このとき、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングはタイミング制御部２０９において検出、制御される。また、アンテナウェイトの計算は、第１の実施形態と同様に様々なビーム形成アルゴリズムによって実現できる。
【００３５】
求めたアンテナウェイト群は、重み付け器２０７ａ〜２０７ｃにて受信信号に乗積され、加算器２０８によって合成される。これにより、各サブキャリア毎に所望の指向性パターンを有する信号が得られる。
【００３６】
本実施形態は、パイロット信号をＦＦＴした後の並直列変換した直列信号からパイロット信号抽出回路２１０により間欠的にパイロット信号を抽出しているところに特徴がある。以下にパイロット信号抽出回路２１０の動作について説明する。
【００３７】
図３に上記したパイロット信号抽出回路２１０の原理を示す。ＦＦＴ後のＰ／Ｓ変換出力信号は各サブキャリアの１ＯＦＤＭシンボルが９倍のシンボルレートで時間的に順番に並べられて時系列となる。パイロット信号抽出回路２１０は、同じＯＦＤＭシンボルに含まれる９シンボルの時系列（直列）信号が同回路に完全に入力されたときに、パイロットサブキャリアに相当するシンボルだけを抽出する構成をもつ。そのため、各ＯＦＤＭシンボルタイミングを示す制御クロックおよびパイロットサブキャリアが含まれる位置に関する情報がタイミング制御部２０９から渡される。
【００３８】
例えば、第１の実施形態と同様に、９個のサブキャリアのうち周波数の高いサブキャリアから順にＳ１、…、Ｓ９とし、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ８がパイロットサブキャリアとすると、ＦＦＴ後のＰ／Ｓ変換出力は時間的に３シンボルおきにパイロット信号が含まれることになる。抽出されたパイロット信号は各ウェイト群を求めるために、一旦メモリ３０１〜３０３に蓄積される。また、ウェイトを乗積する際には、ウェイト群計算部２１１から重み付け器２０７ａ〜２０７ｃへ値が渡される時に、サブキャリア群毎にウェイトが周期的に変化するようにタイミング制御が行われる。
【００３９】
上記のように本実施形態のスマートアンテナを用いた受信装置は、パイロット信号をＦＦＴした後の並列直列変換した直列信号からパイロット信号抽出回路２１０により間欠的にパイロット信号を抽出し、これらパイロット信号を用いて重み付け計算をし、その計算結果によりアンテナ２０１ａ〜２０１ｃ対応の前記直列信号に重み付けを行う構成のため、従来に比べて大幅な処理量低減が図れる。さらに、ウェイトを求めるための入出力線数が少なくて済むため、ＦＦＴや復調信号処埋等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に貢献できる。また、パイロット信号抽出回路２１０、およびウェイト群計算部２１１から渡されるサブキャリア群ウェイトの設定タイミングを変更することにより、サブキャリア群のグルーピングの変更が容易になる利点もある。また、パイロット信号抽出回路２１０に入力されるタイミング制御信号の情報を工夫すると、パイロットサブキャリアの信号を連続的にすべてのアンテナ素子分抽出するのではなく、適当な間隔で間引いて抽出することにより、処理レートを低減することが可能となる。こうした場合、ウェイトを求めるのに時間はかかるが、パイロット信号抽出回路２１０あるいは後続のウェイト群計算部２１１の回路規模に制限がある場合に有効である。また動作クロックを低下させることができ、消費電力やコストの面でも有利になる。
【００４０】
尚、図２の点線で示した部分５０は上述したアップリケタイプとして独立させることができ、ビーム形成回路と称して、独立したチップとすることができる。
【００４１】
図４は本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第３の実施形態に係る構成を示したブロック図である。本実施形態の受信装置は、アンテナ４０１ａ〜４０１ｃと、受信した無線周波数信号に対してフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換、直交復調等を施す高周波受信回路（ＲＦ ＲＸ）４０２ａ〜４０２ｃと、各アンテナ素子毎にアンテナウェイトを乗積する重み付け器４０４ａ〜４０４ｂと、重み付けられた３系統の受信信号を加算する加算器４０５と、重み付け合成された受信信号をパラレル信号に変換するＳ／Ｐ変換器４０６と、重み付け合成された受信信号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ４０７と、ＦＦＴされた信号をシリアル信号に変換するＰ／Ｓ変換器４０８と、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングの制御を行うタイミング制御部４０９と、ＦＦＴされた信号から問欠的にパイロットサブキャリア信号およびプリアンブル信号を抽出するパイロット信号抽出回路（Ｇａｔｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）４１０と、抽出されたパイロット信号およびプリアンブル信号を用いてアンテナウェイトを求めるウェイト計算部４１１とから構成される。
【００４２】
次に本実施形態の信号受信時の動作について説明する。まず、アンテナ４０１ａ１〜４０１ｂで受信されたＯＦＤＭ信号は、高周波受信回路４０２ａ〜４０２ｃにおいて、無線周波数帯でフィルタリング、低雑音増幅、周波数変換等が行われ、中間周波数帯にてフィルタリング、直交復調、ＡＧＣ等が行われた後、重み付け器４０４ａ〜４０４ｃ、加算器４０５によって各アンテナ素子毎に別に求めたアンテナウェイトを乗積して合成する。本例では一つのアンテナ素子に対してーつのアンテナウェイトを乗積する。
【００４３】
その後、ＦＦＴ４０７により重み付け形成された受信信号に対してフーリエ変換処理を施し、所望の指向性パターンで受信された時系列信号を得る。一方、パイロット信号抽出回路４１０では、ＦＦＴ４０７の出力信号から間欠的にパイロットサブキャリア信号と各サブキャリアに含まれる既知のプリアンブル信号を抽出し、ウェイト計算部４１１にて所望の指向性パターンを形成するアンテナウェイトを計算する。このとき、ＦＦＴの入出力タイミングおよびパイロット信号抽出タイミングはタイミング制御部４０９において検出、制御される。また、アンテナウェイトの計算は、ＦＦＴ後の時系列に連続的に含まれるプリアンブル信号を用いて初期ウェイトを求め、その後、伝搬路状態の時間的変動に追従するために、周期的に存在するパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトを更新する。求めたアンテナウェイトは、ＦＦＴ前段にある重み付け器４０４ａ〜４０４ｃにて受信信号に乗積される。
【００４４】
本実施形態によれば、アンテナ素子数分のアンテナウェイトを求めて重み付け合成した受信信号をＦＦＴ化して、その後、パイロット信号を抽出してウェイト計算を行うため、１種類のウェイト計算を行えばよく、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できると共に、ウェイトを重み付け合成するための乗算器および加算器の数を減らせることができ、更に、ＦＦＴが一つで済むという利点があり、回路規模を小さくすることができる。また、ウェイトの切替がないため、タイミング制御が簡単になり、タイミング制御系を簡単化でき、この点からも回路規模を小さくすることができる。
【００４５】
但し、本例は、干渉波やマルチパスがほとんど存在しない静的な伝搬路環境である場合、若しくはＯＦＤＭの使用帯域が伝搬路のコヒーレント帯域幅より狭い場合という条件が必要で、このような条件を満足する際には、キャリア数にかかわらず、各アンテナ素子にーつのアンテナウェイトを用いても、サブキャリア間の中心周波数偏差による指向性パターンのずれは問題にならないため、大幅なウェイト計算量低減およびハードウェア構成の簡単化の点で有効である。
【００４６】
また、４０４ａ〜４０４ｃ，４０５による重み付け合成は図４の例ではデジタル信号に対してであるがアナログ信号に対しても処理可能である。例えばアナログ信号処理の場合、重み付け器４０４ａ〜４０４ｃを移相器および増幅器（減衰器）を用いて実現することができ、この場合は重み付け器の後段にＡ／Ｄ変換器を挿入する構成となる。
【００４７】
尚、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。
【００４８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、ＦＦＴ出力のパイロットサブキャリアを用いてアンテナウェイトを計算し、予め定められたサブキャリア群の各サブキャリア信号を同じウェイトで重み付け合成する構成をとることによって、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、サブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。
【００４９】
または、本発明によれば、アンテナウェイトを求めるためのパイロット信号抽出、および重み付け合成をＦＦＴ後段で時系列に基づいて行うことにより、ハードウエア構造を簡単化できる利点がある。さらに、この場合、アンテナウェイトを求めるための入出力線数が少なくてすむため、ＦＦＴや復調信号処理等のＬＳＩと別個に、スマートアンテナ機能回路としてアップリケタイプで実現可能であり、ＬＳＩ化、低コスト化に大きく貢献できる。
【００５０】
または、ＦＦＴ前段にアンテナウェイト重み付け合成部を配置することによって、ウェイト合成のための乗算器の数およびＦＦＴの数を低減することができ、ハードウェア構成の簡単化が図れる。また、サブキャリア数に拘らず、求めるアンテナウェイト数がアンテナ素子数と一致するため、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第１の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図２】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第２の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図３】図２に示したパイロット信号抽出回路の動作原理を説明する図である。
【図４】本発明のスマートアンテナを用いた受信装置の第３の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図５】従来のスマートアンテナを用いた受信装置の構成例を示したブロック図である。
【図６】従来のＯＦＤＭ送信装置の概略構成を示したブロック図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ受信装置の概略構成を示したブロック図である。
【図８】ＯＦＤＭ方式における送信信号の周波数−時間系列フレーム構成例を示した図である。
【符号の説明】
５０ ビーム形成回路
１０１ａ〜１０１ｃ、２０１ａ〜２０１ｃ、４０１ａ〜４０１ｃ アンテナ
１０２ａ〜１０２ｃ、２０２ａ〜２０２ｃ、４０２ａ〜４０２ｃ 高周波受信回路
１０３ａ〜１０３ｃ、２０３ａ〜２０３ｃ、４０３ａ〜４０３ｃ Ａ／Ｄ変換器
１０４ａ〜１０４ｃ、２０４ａ〜２０４ｃ、４０６ Ｓ／Ｐ変換器
１０５ａ〜１０５ｃ、２０５ａ〜２０５ｃ、４０７ ＦＦＴ
１０６ａ〜１０６ｃ、１０７ａ〜１０７ｃ、１０８ａ〜１０８ｃ、２０７ａ〜２０７ｃ、４０４ａ〜４０４ｃ 重み付け器
１０９ａ〜１０９ｉ、２０８、４０５ 加算器
１１０、２０６ａ〜２０６ｃ、４０８ Ｐ／Ｓ変換器
１１１、２０９、４０９ タイミング制御部
１１２、２１１、４１１ ウェイト群計算部
２１０、４１０ パイロット信号抽出回路
３０１、３０２、３０３ メモリ
Claims (7)
- 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、
受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を抽出し、前記パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記抽出したパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、
前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記サブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、
前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部と、
前記加算部によって重み付け合成されたサブキャリア毎の信号を並列直列変換する並直列変換部と、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信装置。 - 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、
受信信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するアンテナ素子数と同数のフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によってフーリエ変換されたサブキャリア毎の信号を時分割で直列変換する並直列変換部と、
前記並直列変換部の出力信号から所定の中心周波数を有するパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、
パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部によって抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、
前記ウェイト群計算部によって算出されたアンテナウェイトを前記並直列変換部から出力されるサブキャリア信号群毎に乗積する重み付け部と、
前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をサブキャリア毎に合成する加算部と、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信装置。 - 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置において、
アンテナ素子毎の受信信号に所定のウェイトを乗積する重み付け部と、
前記アンテナ素子数と同数の前記重み付け部の出力信号を合成する加算部と、
前記加算部の出力信号をフーリエ変換して周波数領域で直交関係にあるサブキャリアに分離するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力信号から周期的に含まれるパイロットサブキャリア信号を抽出するパイロット信号抽出部と、
前記重み付け部で受信信号に乗算するアンテナウェイトを、前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて計算するウェイト計算部と、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信装置。 - 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、
フーリエ変換された受信信号から抽出した所定のパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトを求めるステップと、
パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎の前記フーリエ変換された受信信号に、前記求めたアンテナウェイトを周波数領域で乗積するステップと、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信方法。 - 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、
フーリエ変換された後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、
パイロットサブキャリア信号を少なくともひとつ含む複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア群毎のアンテナウェイトを前記抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いて求めるステップと、
前記求めたアンテナウェイトを前記サブキャリア群毎に時間的に切り替えて前記時系列受信信号に乗積して重み付けを行うステップと、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信方法。 - 複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信方法において、
アンテナ素子毎の受信信号にアンテナウェイトを乗算して重み付けを行うステップと、
前記重み付けされた信号を合成した信号をフーリエ変換した後の時系列受信信号からアンテナウェイトを求めるためのパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するステップと、
前記間欠的に抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナ素子毎に、前記重み付けのためのアンテナウェイトを求めるステップと、
を具備することを特徴とするスマートアンテナを用いた受信方法。 - アンテナ素子毎にデジタル化された受信信号を入力する入力部と、
前記入力部から入力された受信信号より所定のパイロットサブキャリア信号を間欠的に抽出するパイロット信号抽出部と、
パイロットサブキャリア周波数近辺に中心周波数を有する複数のサブキャリア信号で構成されるサブキャリア信号群毎に、前記パイロット信号抽出部より抽出されたパイロットサブキャリア信号を用いてアンテナウェイトの計算を行うウェイト群計算部と、
前記算出されたパイロットサブキャリア信号群毎のアンテナウェイトを前記入力部から入力されたアンテナ素子毎の受信信号に乗積する重み付け部と、
前記重み付け部によって前記アンテナウェイトを乗積されたアンテナ数分の受信信号をパイロットサブキャリア毎に合成する加算部と、
前記パイロット信号抽出部及び前記ウェイト群計算部にタイミング信号を供給するタイミング信号制御部と、
を具備することを特徴とするビーム形成回路。
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