JP3558102B2 - ラジオ受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ラジオ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
日本国内において使用されている小型のラジオ受信機は、ＦＭ放送およびＡＭ放送の２バンドを受信できるものから、ＶＨＦ帯のテレビ放送の音声も受信できる３バンドのものへと変わりつつある。
【０００３】
そして、この場合、テレビ放送における音声信号はＦＭ変調により放送されているので、テレビ放送の音声の受信部は、そのフロントエンド回路を除いて、ＦＭ放送の中間周波信号系と兼用することができる。
【０００４】
図７は、そのような考えにしたがった３バンド受信機のＦＭ／ＴＶ受信部の一例を示す。
【０００５】
すなわち、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド（第１チャンネル〜第３チャンネル）の受信時には、その放送波信号が、アンテナ８１から分波回路８２を通じてＦＭ放送用のフロントエンド回路８０Ｆに供給される。このフロントエンド回路８０Ｆは、高周波アンプ８３Ｆと、高周波同調回路８４Ｆと、ミキサ回路８５Ｆと、局部発振回路８６Ｆとを有する。なお、回路８７Ｆは、局部発振回路８６Ｆの共振回路である。
【０００６】
そして、この場合、同調回路８３Ｆおよび共振回路８７Ｆは、図示はしないが、コイルと、可変容量ダイオードとにより構成され、その可変容量ダイオードに端子８９を通じて選局用の制御電圧ＶＣ が供給される。
【０００７】
こうして、同調回路８３Ｆの同調周波数および共振回路８７Ｆの共振周波数は制御電圧ＶＣ に対応して制御され、ミキサ回路８５Ｆからは、目的とする受信周波数のＦＭ放送波信号が、中心周波数が例えば１０．７ＭＨｚの中間周波信号に変換されて取り出される。なお、この場合、フロントエンド回路８０Ｆの受信範囲は、７６ＭＨｚ〜１０８ ＭＨｚ、すなわち、ＦＭ放送の帯域と、テレビ放送のローバンドの帯域とされる。
【０００８】
そして、この中間周波信号が、ＦＭ受信時には図の状態に切り換えられているスイッチ回路９１→中間周波フィルタ用のセラミックフィルタ９２→アンプ９３の信号ラインを通じてＦＭ復調回路９４に供給されて音声信号が復調され、この音声信号が端子９５に取り出される。
【０００９】
したがって、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの音声を受信することができる。
【００１０】
一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャンネル〜第１２チャンネル）の音声の受信時には、その放送波信号が、アンテナ８１から分波回路８２を通じてテレビ放送の音声用のフロントエンド回路８０Ｔに供給される。このフロントエンド回路８０Ｔは、フロントエンド回路８０Ｆと同様に構成されているもので、対応する回路にはサフィックスＦに代えてサフィックスＴを付けて説明は省略する。
【００１１】
そして、フロントエンド回路８０Ｔにおいて、テレビ放送のＦＭ音声信号は、周波数が１０．７ＭＨｚの中間周波信号に周波数変換される。ただし、フロントエンド回路８０Ｔの受信範囲は、１７５ ＭＨｚ〜２２２ ＭＨｚ、すなわち、テレビ放送のハイバンドの帯域とされる。
【００１２】
そして、フロントエンド回路８０Ｔからの中間周波信号が、テレビ放送の音声の受信時には図のとは逆の状態に切り換えられているスイッチ回路９１→中間周波フィルタ用のセラミックフィルタ９２→アンプ９３の信号ラインを通じてＦＭ復調回路９９に供給されて音声信号が復調され、この音声信号が端子９５に取り出される。
【００１３】
したがって、テレビ放送のハイバンドの音声を受信することができる。
【００１４】
以上のようにして、図７の受信回路によれば、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声を受信することができる。そして、その場合、スイッチ回路９１から後段は、ＦＭ受信用と、テレビ放送の音声の受信用とに共通なので、コストなどの点で有利である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上述の受信回路においては、ＦＭ放送用のフロントエンド回路８０Ｆにおいて、同調回路８４Ｆおよび共振回路８７Ｆを必要とし、テレビ放送の音声用のフロントエンド回路８０Ｔにおいて、同調回路８４Ｔおよび共振回路８７Ｔを必要とする。そして、どの共振回路（同調回路）においても、コイルおよび可変容量ダイオードを必要とする。
【００１６】
このため、これまでのＦＭ／ＡＭの２バンドの受信機に比べ、コストが上昇してしまう。
【００１７】
また、上述の受信回路は、ＦＭ放送の放送波受信時と、テレビ放送の音声放送波受信時とで切り換えるためのＩＣに外付けとなるスイッチ回路９１を必要としている。このため、このスイッチ回路９１を構成するトランジスタ、抵抗、コイルなどの部品が必要になり、これもコスト上昇の原因となる。
【００１８】
さらに、スイッチ回路９１の動作周波数が高いため、スイッチ回路を外付けのトランジスタを使用してエミッタフォロワ構成にすると、エミッタフォロワ増幅器用に多くの電流を必要として、増幅器の負荷が重くなるという問題もある。
【００１９】
この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によるラジオ受信機は、
第１の局部発振信号を形成する発振回路と、
第２の局部発振信号を形成する回路と、
テレビ放送の音声放送波信号を、前記第１の局部発振信号により、第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
前記第１の中間周波信号用であって、インターセプトポイントが高く設定された第１の入力回路と、ＦＭ放送の放送波信号用の第２の入力回路を有し、これら第１または第２の入力回路に供給された信号を、第２の局部発振信号により、第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と
を備えるラジオ受信機であって、
前記テレビ放送の音声放送波信号の受信時と、前記ＦＭ放送の放送波信号の受信時とで電圧値を変更する切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路が、前記テレビ放送の受信時には動作状態に、ＦＭ放送の受信時には非動作状態に、切り換えられると共に、前記第２のミキサ回路の入力回路が、前記テレビ放送の受信時には前記第１の入力回路に、ＦＭ放送の受信時には前記第２の入力回路に、切り換えられるようにしたことを特徴とするものである。
【００２１】
第１のミキサ回路の動作が、ＦＭ放送受信と、テレビ放送の音声受信とで切り換えられて、ＦＭ放送受信と、テレビ放送の音声受信とが切り換えられる。したがって、ＩＣ内部で切り換えを行うことができる。
【００２２】
また、請求項４の発明によるラジオ受信機は、
前記請求項１の発明において、
前記第２の局部発振信号を形成する回路は、前記第１の局部発振信号を分周して、位相が互いに直交する１対の第２の局部発振信号を形成する分周回路で構成され、
前記第２のミキサ回路は、前記第１の中間周波信号または前記ＦＭ放送の放送波信号を、前記１対の第２の局部発振信号により、１対の中間周波信号に周波数変換するものであり、
この第２のミキサ回路から出力される前記１対の中間周波信号に対して移相処理を行う１対の移相回路と、
この１対の移相回路の出力信号を演算して目的とする放送波信号の中間周波信号を含む信号を出力する演算回路と、
この演算回路の出力信号から前記目的とする放送波信号の中間周波信号を取り出すフィルタと、
このフィルタの出力信号が供給されて音声信号の復調を行う復調回路と
を有することを特徴とする。
【００２３】
したがって、１つの発振回路により、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声を受信することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は、この発明による３バンド受信機のＦＭ／ＴＶ受信部の一形態を示す。この受信部は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド（第１チャンネル〜第３チャンネル）の音声は、シングルスーパーヘテロダイン方式により受信するものであり、その中間周波数は１５０ｋＨｚである。
【００２５】
一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャンネル〜第１２チャンネル）の音声は、ダブルスーパーヘテロダイン方式により受信するものであり、第１中間周波数は１９．４ＭＨｚ〜２４．５ＭＨｚ、第２中間周波数は約１５０ｋＨｚである（どちらの中間周波数も、受信チャンネルにより変化する）。
【００２６】
そして、図１において、スイッチ回路５は、５１、５２は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの受信時と、テレビ放送のハイバンドの受信時とで切り換えられるバンド切り換え用であり、スイッチ回路５は、受信信号を切り換えるためのスイッチ回路、スイッチ回路５１、５２は、局部発振信号を切り換えるためのスイッチ回路である。特に、スイッチ回路５は、後述するように、ＩＣ内に設けられる。
【００２７】
まず、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの受信時について説明する。このＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの受信時には、バンド切り換え用のスイッチ回路５、５１、５２が、システム制御用のマイクロコンピュータ（図示せず）により、図のようにＦＭ側の接点に接続される。
【００２８】
そして、放送波信号が、アンテナ１→分波回路２→高周波アンプ３Ｆ→スイッチ回路５のＦＭ側接点の信号ラインを通じて、直交変換のＩ軸およびＱ軸用のミキサ回路６１、６２に供給される。
【００２９】
なお、ここで、目的とする放送波信号Ｓｒは、簡単のため、
Ｓｒ＝Ｅｒ・ｓｉｎ ωｒｔ
ωｒ＝２πｆｒ ・・・ （１）
ｆｒ：キャリア周波数
であるとする。また、以後の信号処理においては、各信号の相対的な位相（および振幅）が関係するだけなので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期位相は省略する。
【００３０】
さらに、ＰＬＬ２０のＶＣＯ２１において、第１の局部発振信号Ｓｏが形成される。ここで、
Ｓｏ＝Ｅｏ・ｓｉｎ ωｏｔ
ωｏ＝２πｆｏ
である。また、発振周波数ｆｏは、
ｆｏ＝（ｆｒ＋ｆｉ）×２ ・・・（２）
ｆｉ：中間周波数。ｆｉ＝１５０ｋＨｚ
とされる。
【００３１】
そして、この発振信号Ｓｏが、分周回路（カウンタ）３１に供給され、１／２の周波数で、位相が互いに直交する分周信号Ｓ１ａ、Ｓ１ｂに分周される。すなわち、
Ｓ１ａ＝Ｅ１・ｃｏｓ ω１ｔ
Ｓ１ｂ＝Ｅ１・ｓｉｎ ω１ｔ
ω１＝２π（ｆｏ／２） ・・・ （３）
の信号Ｓ１ａ、Ｓ１ｂに分周される。
【００３２】
そして、これら信号Ｓ１ａ、Ｓ１ｂが、スイッチ回路５１、５２のＦＭ側接点を通じてミキサ回路６１、６２に局部発振信号として供給されて信号Ｓｒと乗算され、ミキサ回路６１、６２からは、次のような信号Ｓ６１、Ｓ６２が取り出される。すなわち、

ので示される信号Ｓ６１、Ｓ６２が取り出される。
【００３３】
そして、後述するように、これら信号Ｓ６１、Ｓ６２のうち、角周波数（ωｒ−ω１）の信号成分が中間周波信号として使用され、角周波数（ωｒ＋ω１）の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周波数（ωｒ＋ω１）の信号成分を無視すると、
Ｓ６１＝α・ｓｉｎ （ωｒ−ω１）ｔ
Ｓ６２＝α・ｃｏｓ （ωｒ−ω１）ｔ
となる。
【００３４】
そして、このとき、イメージ信号Ｓｍは、
Ｓｍ＝Ｅｍ・ｓｉｎ ωｍｔ
ωｍ＝ω１＋ωｉ
ωｉ＝２πｆｉ
であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓｒに、イメージ信号Ｓｍが含まれているとすれば、このときの信号Ｓ６１、Ｓ６２は、
Ｓ６１＝α・ｓｉｎ （ωｒ−ω１）ｔ＋β・ｓｉｎ （ωｍ−ω１）ｔ
Ｓ６２＝α・ｃｏｓ （ωｒ−ω１）ｔ＋β・ｃｏｓ （ωｍ−ω１）ｔ
β＝Ｅｍ・Ｅ１／２
となる。
【００３５】
そして、このとき、
ωｒ＜ω１＜ωｍ
であるから、上式は、

となる。
【００３６】
そして、これら信号Ｓ６１、Ｓ６２が、移相回路７１、７２に供給される。この移相回路７１、７２は、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプを使用したアクティブフィルタにより構成される。そして、信号Ｓ６１は、移相回路７１において値φだけ移相されて信号Ｓ７１とされ、信号Ｓ６２は、移相回路７２において値（φ＋９０°）だけ移相されて信号Ｓ７２とされる。
【００３７】
したがって、

となる。
【００３８】
そして、この信号Ｓ７１、Ｓ７２において、位相φは共通であり、今の場合、信号Ｓ７１と信号Ｓ７２との間の位相差だけが問題なので、その位相φを無視すると、上式は、
Ｓ７１＝−α・ｓｉｎ （ω１−ωｒ）ｔ＋β・ｓｉｎ （ωｍ−ω１）ｔ
Ｓ７２＝−α・ｓｉｎ （ω１−ωｒ）ｔ−β・ｓｉｎ （ωｍ−ω１）ｔ
となる。
【００３９】
そして、これら信号Ｓ７１、Ｓ７２が加算回路８に供給されて加算され、加算回路８からは、

で示される信号Ｓ８が取り出される。
【００４０】
そして、この式に（３） 、（１） 式を代入すると、
Ｓ８＝−２α・ｓｉｎ ｛（２π（ｆｏ／２）−２πｆｒ｝ｔ
となるが、さらに、（２） 式を代入すると、

となる。
【００４１】
したがって、信号Ｓ８は目的とする放送波信号Ｓｒの中間周波信号である。また、放送波信号Ｓｒにイメージ信号Ｓｍが含まれていても、この中間周波信号Ｓｉにおいては、イメージ信号Ｓｍによる信号成分はキャンセルされて含まれないことになる。
【００４２】
こうして、加算回路８からは、放送波信号Ｓｒから変換された中間周波信号Ｓｉ（および角周波数（ωｒ＋ω１）の信号成分など）が取り出される。
【００４３】
そして、この中間周波信号Ｓｉが、中間周波フィルタ用のローパスフィルタ１１に供給される。このローパスフィルタ１１は、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオペアンプを使用したアクティブフィルタにより構成され、不要な信号成分が除去されて中間周波信号Ｓ８だけが取り出される。
【００４４】
そして、この取り出された中間周波信号Ｓ８が、リミッタアンプ１２を通じてＦＭ復調回路１３に供給されて音声信号が復調され、この音声信号が端子１４に取り出される。
【００４５】
そして、この場合、（２） 式から
ｆｒ＝ｆｏ／２−ｆｉ
であるから、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏを、１５２．３ＭＨｚから２１６．３ＭＨｚの範囲で変化させれば、受信周波数ｆｒが、７６ＭＨｚ〜１０８ＭＨｚの間を変化するので、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド（第１チャンネル〜第３チャンネル）の音声を受信できることになる。
【００４６】
一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャンネル〜第１２チャンネル）の音声は、ダブルスーパーヘテロダイン方式により受信するものであり、第１中間周波数は１９．４ＭＨｚ〜２４．５ＭＨｚ、第２中間周波数は約１５０ｋＨｚである（どちらの中間周波数も、受信チャンネルにより変化する）。
【００４７】
次に、テレビ放送のハイバンドの受信時について説明する。このテレビ放送のハイバンドの受信時には、バンド切り換え用のスイッチ回路５、５１、５２が、システム制御用のマイクロコンピュータにより、図とは逆にＴＶ側の接点に接続される。
【００４８】
そして、放送波信号が、アンテナ１→分波回路２→高周波アンプ３Ｔ→スイッチ回路５のＴＶ側接点の信号ラインを通じて、第１のミキサ回路４に供給される。また、ＶＣＯ２１の発振信号Ｓｏが、第１のミキサ回路４に局部発振信号として供給される。
【００４９】
こうして、ミキサ回路４において、信号Ｓｒと信号Ｓｏとが乗算され、ミキサ回路４からは、次のような信号Ｓ４１が取り出される。すなわち、

で示される第１中間周波信号Ｓ４１が取り出される。
【００５０】
そして、この信号Ｓ４１のうち、角周波数（ωｒ−ωｏ）の信号成分が第１中間周波信号として使用され、角周波数（ωｒ＋ωｏ）の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周波数（ωｒ＋ωｏ）の信号成分を無視すると、
Ｓ４１＝γ・ｃｏｓ （ωｒ−ωｏ）ｔ
となる。
【００５１】
また、ここで、

とすれば、周波数ｆｉ１は、第１中間周波数である。
【００５２】
そして、この信号Ｓ４１が、バンド切り換え用のスイッチ回路５のＴＶ側接点を通じて、ミキサ回路６１、６２に供給される。
【００５３】
また、分周回路３１からの信号Ｓ１ａ、Ｓ１ｂが、分周回路（カウンタ）３２に供給され、１／４の周波数で、位相が互いに直交する信号Ｓ２ａ、Ｓ２ｂに分周される。すなわち、

で示される信号Ｓ２ａ、Ｓ２ｂに分周される。
【００５４】
そして、これら信号Ｓ２ａ、Ｓ２ｂが、スイッチ回路５１、５２のＴＶ側接点を通じてミキサ回路６１、６２に供給されて信号Ｓ４１とそれぞれ乗算される。
【００５５】
したがって、以後、ＦＭ放送の受信時と同様にして、加算回路８からは、

で示される第２中間周波信号Ｓ８が取り出される。
【００５６】
そして、この第２中間周波信号Ｓ８が、ローパスフィルタ１１およびアンプ１２を通じてＦＭ復調回路１３に供給されて音声信号が復調され、この音声信号が端子１４に取り出される。
【００５７】
そして、この場合、テレビ放送のハイバンドの音声キャリア周波数ｆｒは、図２の左欄に示すとおりである。また、（５） 式において、
ω２−（ωｒ−ωｏ）＝２πｆｉ２
とすれば、この式に（４） 式を代入して、

となる。
【００５８】
したがって、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏを、１５６．３５ＭＨｚ〜１９７．２５ＭＨｚの間において、図２の中欄に示すように変化させれば、周波数ｆｉ２は、図２の右欄のようになり、ほぼ１５０ｋＨｚとなる。したがって、テレビ放送のハイバンドの音声を受信できることになる。
【００５９】
なお、このとき、第２中間周波数ｆｉ２は、ＦＭ放送の受信時の中間周波数１５０ｋＨｚからずれているが、そのずれは、復調回路１３の復調特性の直線範囲からはずれるほど大きくはないので、問題はない。
【００６０】
こうして、このＦＭ／ＴＶ受信部によれば、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声を受信することができるが、ＶＣＯ２１およびその共振回路（図示せず）は１つ設けるだけでよく、コストの上昇を抑えることができる。
【００６１】
しかも、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏの変化範囲は、上記のように、
ＦＭ放送及びテレビ放送のローバンド…１５２．３ＭＨｚ〜２１６．３ＭＨｚ
テレビ放送のハイバンド …１５６．３５ＭＨｚ〜１９７．２５ＭＨｚである。すなわち、テレビ放送のハイバンドの音声を受信するときに必要とされる周波数ｆｏの変化範囲は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの音声を受信するときの周波数ｆｏの変化範囲に含まれる。
【００６２】
したがって、ＶＣＯ２１およびその共振回路は、これまでのものでよく、特別な構成とする必要がないので、この点からもコストの上昇を抑えることができる。したがって、ＦＭ／ＡＭの２バンド受信機とほぼ同じコストで、ＡＭ／ＦＭ／ＴＶの３バンド受信機を実現することができる。
【００６３】
さらに、大部分の回路をＩＣ化することができ、したがって、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声の受信用のＩＣを１チップで提供することができる。
【００６４】
なお、上述において、分周回路３１、３２の分周比は、他の値にすることもできる。また、ＡＭ放送の受信回路と一体化することもできる。
【００６５】
次に、ＩＣ内の回路として実現されるスイッチ回路５の構成例について、図３〜図５を参照して説明する。この図３〜図５は、第１のミキサ回路４→スイッチ回路５→ミキサ回路６１の部分を示すもので、ミキサ回路６２の部分は、ミキサ回路６１に並列に接続されるので、説明の簡単のため図示は省略した。
【００６６】
図３は、第１のミキサ回路とスイッチ回路５の部分の回路図であり、＃１〜＃７の部分が、図４のミキサ回路６１の＃１〜＃７の部分に続くものである。また、この実施の形態においては、ミキサ回路６１、６２の出力側には、ミックスバッファ回路６２Ｍが設けられるもので、図５は、そのミックスバッファ回路部分の回路図であり、図４の＃８〜＃１２の部分が、図５の＃８〜＃１２の部分に続くものである。
【００６７】
なお、この例の回路には、電源電圧として、例えば２Ｖの直流電圧Ｖｃｃが、電圧源１００から供給される。また、それぞれ、例えば１．２５Ｖの直流電圧ＶａおよびＶｂが、電圧源１０１および１０２から供給される。
【００６８】
また、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの放送波受信時と、テレビ放送のハイバンドの受信時とで、電圧値が変更されるバンド切り換え電圧Ｖｓｗを発生する切り換え電圧源１０３が設けられる。この例においては、このバンド切り換え電圧Ｖｓｗは、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの放送波受信時は０ボルトにされ、テレビ放送のハイバンドの受信時にはこの例では１．２５ボルトにされる。この電圧源１０３から発生する電圧の切り換えは、ユーザーのバンド切り換えに応じて、例えばマイクロコンピュータからの信号により行われる。
【００６９】
第１のミキサ回路４は、図３に示すように、トランジスタＱ３〜Ｑ１３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０とからなるダブルバランス型の構成とされており、そのうちのトランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１および抵抗Ｒ４，Ｒ６，Ｒ８は、そのバイアス電流源を構成する。そして、これらトランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１のベースには、切り換え電圧源１０３からのバンド切り換え電圧Ｖｓｗが、抵抗Ｒ１０を介して供給される。
【００７０】
そして、トランジスタＱ３とトランジスタＱ７のベース間およびトランジスタＱ１０とトランジスタＱ１３のベース間には、ＶＣＯ２１からの局部発振信号Ｓｏが供給される。
【００７１】
また、トランジスタＱ４，Ｑ６の共通ベースおよびトランジスタＱ９，Ｑ１２の共通ベースは、電圧源１０１からの直流電圧Ｖａによりバイアスされていると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の共通ベースには、後述の増幅器により増幅されたテレビ放送波信号が供給される。
【００７２】
この場合、トランジスタＱ４とトランジスタＱ６のエミッタ面積の比が、２：１０に選定されると共に、トランジスタＱ９とトランジスタＱ６のエミッタ面積の比が、２：１０に選定されている。そして、トランジスタ４のエミッタとトランジスタＱ１２のエミッタとが共通に接続されて、その共通接続点が電流源を構成するトランジスタＱ５に接続され、また、トランジスタ６のエミッタとトランジスタＱ９のエミッタとが共通に接続されて、その共通接続点が電流源を構成するトランジスタＱ８に接続されている。
【００７３】
トランジスタＱ１，Ｑ２は、端子ＴＶｉｎを通じて入力されるテレビ放送のハイバンドの音声放送波を増幅するベース接地型カスケード増幅器を構成する。そして、コイルＬ１、容量Ｃ１、可変容量ダイオードＣ２、抵抗Ｒ７は、高周波同調回路を構成している。電圧源１０４は、同調用の制御電圧の発生源である。端子ＴＶＲＯは、コイルＬ１、容量Ｃ１、可変容量ダイオードＣ２、抵抗Ｒ７をＩＣの外付けとするための端子である。
【００７４】
なお、容量Ｃ３，Ｃ４は、このミキサ回路４の出力をミキサ回路６１、６２に供給するための結合容量である。
【００７５】
スイッチ回路５は、トランジスタＰ１，Ｐ２，Ｑ１４，Ｑ１５および抵抗１１〜Ｒ１５により構成される。そして、切り換え電圧源１０３からのバンド切り換え電圧Ｖｓｗが、トランジスタＱ１５のベースに供給され、トランジスタＱ１４のベースには、電圧源１０２からの直流電圧Ｖｂが常時供給される。トランジスタＰ１とＰ２とはカレントミラーの構成である。
【００７６】
この例においては、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５の値は、
Ｒ１１＝１０ｋΩ
Ｒ１２＝１０ｋΩ
Ｒ１３＝２７．５ｋΩ
Ｒ１４＝１０ｋΩ
Ｒ１５＝１１ｋΩ
に選定されている。
【００７７】
ミキサ回路６１は、図４に示すように、トランジスタＱ１８〜Ｑ２７と、抵抗Ｒ１７〜Ｒ２６とからなるダブルバランス型の構成とされており、そのうちのトランジスタＱ２２，Ｑ２３および抵抗Ｒ２１，Ｒ２４はそのバイアス電流源を構成する。この場合、トランジスタＱ２２のベースには、抵抗Ｒ２０を介して電圧源１０２からの電圧Ｖｂが印加されている。
【００７８】
また、トランジスタＱ１６，Ｑ１７は、端子ＦＭｉｎを通じて入力されるＦＭ放送の放送波信号を増幅するベース接地型カスケード増幅器を構成する。そして、コイルＬ２、容量Ｃ６、可変容量ダイオードＣ７は、高周波同調回路を構成しており、同調用の制御電圧の発生源１０５からの制御電圧が抵抗Ｒ２３を通じて供給される。端子ＦＭＲＯは、コイルＬ２、容量Ｃ６、可変容量ダイオードＣ７および抵抗Ｒ２３を，ＩＣの外付けとするための端子である。
【００７９】
そして、トランジスタＱ１８およびトランジスタＱ２０のベース間およびトランジスタＱ２５およびトランジスタＱ２７のベース間には、前述したように、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド受信時には、分周回路３１からの局部発振信号Ｓ１ａが供給され、テレビ放送のハイバンドの受信時には、分周回路３２からの局部発振信号Ｓ２ａが供給される。
【００８０】
トランジスタＱ１９およびトランジスタＱ２６は、テレビ放送のハイバンド受信時のミキサ回路６１の入力回路を構成するもので、これらトランジスタＱ１９およびトランジスタＱ２６のベースには、容量Ｃ３およびＣ４をそれぞれ通じて、ミキサ回路４の出力信号（テレビ放送のハイバンド受信時の第１中間周波信号）が、それぞれ供給される。
【００８１】
また、トランジスタＱ２１およびＱ２４は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド受信時のミキサ回路６１の入力回路を構成するもので、これらトランジスタＱ２１およびＱ２４のベースは、電圧源１０２からの直流電圧Ｖｂによりバイアスされると共に、トランジスタＱ２１のベースには、トランジスタＱ１６，Ｑ１７により増幅されたＦＭ放送波信号が供給される。
【００８２】
そして、この場合、トランジスタＱ２１，２４の共通エミッタ接続点は、バイアス電流源を構成するトランジスタＱ２３のコレクタに直接接続されるが、トランジスタＱ１９，Ｑ２６のエミッタは、それぞれ抵抗Ｒ１９，Ｒ２５を通じてバイアス電流源を構成するトランジスタＱ２３のコレクタに接続され、テレビ放送のハイバンド受信時のミキサ回路６１の入力部のインターセプトポイントが、第１のミキサ回路４の入力部のそれに比べて高くなるように構成されている。
【００８３】
ここで、インターセプトポイントとは、増幅器の特性であって、希望信号出力強度と２信号妨害波入力時の３次相互変調歪みにより生じる出力信号強度とが等しくなる入力信号強度のことで、強入力特性を図る目安として使用されるものである。
【００８４】
図６は、インターセプトポイントの説明図である。この図６において、横軸は、入力信号強度、縦軸は出力信号強度を表している。そして、ＳＨは希望信号出力特性、ＩＭ３は前記の妨害波入力時の出力信号特性、ＩＰはインターセプトポイント、をそれぞれ示している。
【００８５】
前述のようにミキサ回路６１の入力部のインターセプトポイントが、第１のミキサ回路４の入力部のそれに比べて高くなるように構成するのは、テレビ放送のハイバンド受信時には、ダブルコンバージョン型になるので、第１のミキサ回路４での電圧増幅度の分、ミキサ回路６１の入力部の信号強度を高くする必要があるためである。
【００８６】
すなわち、テレビ放送のハイバンド受信時は、この例の場合には、トランジスタＱ１９，Ｑ２６がミキサ回路６１の入力回路となるので、そのエミッタ側に設けた抵抗Ｒ１９，Ｒ２６に電圧降下を生じ、インターセプトポイントが高くなる。
【００８７】
また、図４において、トランジスタＰ３〜Ｐ５、トランジスタＱ２８〜Ｑ３０、抵抗Ｒ２７〜Ｒ３０は、ミキサ回路６１の出力を反転してミックスバッファ回路６２Ｍに供給するための回路である。
【００８８】
ミックスバッファ回路６１Ｍは、図５に示すように、トランジスタＰ６〜Ｐ１３，Ｑ３１〜Ｑ３５により構成され、ミキサ回路６１からの電流出力を電圧出力に変換して、前記信号Ｓ６１として出力端子ＭＩＸＯに出力する。なお、トランジスタＰ１０〜Ｐ１３およびＱ３６〜Ｑ３８は、ミックスバッファ回路６１Ｍのバイアス回路で、トランジスタＰ９およびトランジスタＱ３５を流れる電流を決定している。
【００８９】
なお、ミキサ回路６２については、図示は省略するが、上述したミキサ回路６１とまったく同様の構成を有し、第１のミキサ回路４からの中間周波信号またはＦＭ放送波が、局部発振信号Ｓ１ｂまたはＳ２ｂにより周波数変換され、ミックスバッファ回路により電圧出力に変換されて、出力信号Ｓ６２として取り出されるものである。
【００９０】
次に、以上のように構成された回路の動作について、説明する。
【００９１】
［ＦＭ放送（テレビ放送のローバンドを含む）の放送波信号の受信時］
このときには、前述したように、バンド切り換え電圧Ｖｓｗが０ボルトになるため、第１のミキサ回路４のベース電位が０ボルトとなり、第１のミキサ回路４には、バイアス電流が流れず非動作状態になる。また、トランジスタＱ１５もオフとなる。
【００９２】
そして、トランジスタＱ１４のベースには、１．２５ボルトの電圧Ｖｂが印加されており、このトランジスタＱ１４には、例えば２０μＡの電流が流れているので、この電流が抵抗Ｒ１４を通じて流れ、トランジスタＱ１４のコレクタ電位は、電圧Ｖａ（１．２５ボルト）より２００ミリボルト下がって、１．０５ボルトになる。したがって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して、ミキサ回路６１のトランジスタＱ１９，Ｑ２６のベース電位は、１．０５ボルトにバイアスされる。
【００９３】
一方、ミキサ回路６１のトランジスタＱ２３のコレクタ電位は、電圧ＶａによりバイアスされたトランジスタＱ２１、Ｑ２４により、０．５５ボルト（１．２５−０．７）となっているから、トランジスタＱ１９，Ｑ２６はオフとなり、ミキサ回路６１の入力回路はトランジスタＱ２１，２４となる。
【００９４】
そして、端子ＦＭｉｎを通じたＦＭ放送波信号は、トランジスタＱ１６，Ｑ１７のベース接地型カスケード増幅器により、インダクタンスＬ２を負荷として増幅され、ミキサ回路６１のトランジスタＱ２１のベースに入力される。そして、分周回路３１からの局部発振信号Ｓ１ａと掛け算されて、中間周波信号に周波数変換される。
【００９５】
この中間周波信号は、電流出力形式であって、トランジスタＰ３，Ｐ４で位相反転された後、ミックスバッファ回路６１Ｍに供給されて、電圧出力に変換され、出力端子ＭＩＸＯに導出される。
【００９６】
［テレビ放送のハイバンドの放送波信号の受信時］
このときには、バンド切り換え電圧Ｖｓｗが１．２５ボルトになる。このため、第１のミキサ回路４の電流源トランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１がオンとなり、第１のミキサ回路４にバイアス電流が流れるので、第１のミキサ回路４が動作状態になる。また、トランジスタＱ１５がオンとなり、このトランジスタＱ１５を通じて例えば５０μＡの電流が流れるので、カレントミラー構成のトランジスタＰ１，Ｐ２により、トランジスタＰ１に５０μＡが流れる。
【００９７】
一方、前述したように、トランジスタＱ１４には、２０μＡの電流が流れるので、トランジスタＰ１に流れる電流５０μＡとの差分の３０μＡの電流が抵抗Ｒ１４を通じて流れ、トランジスタＱ１９，Ｑ２６のベース電位は、１．５５ボルトになる。一方、トランジスタＱ２１，Ｑ２４のベース電位は、１．２５ボルトであるので、トランジスタＱ２１，Ｑ２４はオフとなり、ミキサ回路６１の入力回路はトランジスタＱ１９，Ｑ２６となる。
【００９８】
そして、端子ＴＶｉｎを通じたテレビ放送波信号は、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース接地型カスケード増幅器により、インダクタンスＬ１を負荷として増幅され、ミキサ回路４のトランジスタＱ４、Ｑ６のベースに入力される。そして、ＶＣＯ２１からの局部発振信号Ｓｏと掛け算されて、第１中間周波信号に周波数変換される。
【００９９】
そして、トランジスタＱ３，Ｑ１０のコレクタ側に得られる第１中間周波信号が容量Ｃ３を通じて、ミキサ回路６１の、インターセプトポイントが高く設定されているトランジスタＱ１９のベースに供給されると共に、トランジスタＱ７，Ｑ１３のコレクタ側に得られる第１中間周波信号が容量Ｃ４を通じてミキサ回路６１の、インターセプトポイントが高く設定されているトランジスタＱ２６のベースに供給される。
【０１００】
そして、分周回路３２からの局部発振信号Ｓ２ａと掛け算されて、中間周波信号に周波数変換される。この中間周波信号は、電流出力形式であって、トランジスタＰ３，Ｐ４で位相反転された後、ミックスバッファ回路６１Ｍに供給されて、電圧出力に変換され、出力端子ＭＩＸＯに導出される。
【０１０１】
以上のようにして、この実施の形態においては、ミキサ回路をＩＣ内部で切り換えることが可能であるため、外付けの切り換え用のトランジスタ、抵抗、コイルなどの部品が不要になる。また、ＩＣ内部で切り換えるため、増幅器の負荷が軽く、低消費電流化することができる。
【０１０２】
なお、以上の例では、ミキサ回路６１、６２のテレビ放送のハイバンド受信時の入力回路のインターセプトポイントを高くするための手段としては、入力トランジスタＱ１９，Ｑ２６のエミッタ側に抵抗を挿入するようにしたが、入力トランジスタＱ１９，Ｑ２６のエミッタ面積を、大きくすることによっても、同様の効果が得られる。
【０１０３】
【発明の効果】
この発明によれば、ＦＭ／ＴＶ受信機において、局部発振回路を１つ設けるだけでよく、コストの上昇を抑えることができる。しかも、その局部発振回路の発振周波数の変化範囲は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンドの音声を受信するときの変化範囲でよく、したがって、局部発振回路を特別な構成とする必要がないので、この点からもコストの上昇を抑えることができる。
【０１０４】
さらに、大部分の回路をＩＣ化することができ、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声の受信用のＩＣを１チップで提供することができる。
【０１０５】
そして、ＩＣ化したときには、ＩＣ内にミキサ回路の切り換え回路を設けることができるので、部品点数の削減、低消費電流化が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための数値表の図である。
【図３】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の要部の一部回路図である。
【図４】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の要部の一部回路図である。
【図５】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の要部の一部回路図である。
【図６】インターセプトポイントを説明するための図である。
【図７】ＦＭ／ＴＶ受信機の一例を示す系統図である。
【符号の説明】
２ 分波回路
４ 第１のミキサ回路
８ 加算回路
１１ ローパスフィルタ
１３ 復調回路
２０ ＰＬＬ
２１ ＶＣＯ
３１、３２ 分周回路
６１、６２ ミキサ回路
７１、７２ 移相回路

Claims (4)

1. 第１の局部発振信号を形成する発振回路と、
   第２の局部発振信号を形成する回路と、
   テレビ放送の音声放送波信号を、前記第１の局部発振信号により、第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路と、
   前記第１の中間周波信号用であって、インターセプトポイントが高く設定された第１の入力回路と、ＦＭ放送の放送波信号用の第２の入力回路を有し、これら第１または第２の入力回路に供給された信号を、第２の局部発振信号により、第２の中間周波信号に周波数変換する第２のミキサ回路と
   を備えるラジオ受信機であって、
   前記テレビ放送の音声放送波信号の受信時と、前記ＦＭ放送の放送波信号の受信時とで電圧値を変更する切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路が、前記テレビ放送の受信時には動作状態に、ＦＭ放送の受信時には非動作状態に、切り換えられると共に、前記第２のミキサ回路の入力回路が、前記テレビ放送の受信時には前記第１の入力回路に、ＦＭ放送の受信時には前記第２の入力回路に、切り換えられるようにしたことを特徴とするラジオ受信機。
2. 請求項１に記載のラジオ受信機において、
   前記第１および第２のミキサ回路は、平衡変調型の回路とされ、
   前記切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路のバイアス電流が制御されて、前記切り換えが行われると共に、
   前記第２のミキサの前記第１の入力回路を構成するトランジスタのエミッタ側に抵抗が接続されて、インターセプトポイントが高くなるようにされてなるラジオ受信機。
3. 請求項１に記載のラジオ受信機において、
   前記第１および第２のミキサ回路は、平衡変調型の回路とされ、
   前記切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路のバイアス電流が制御されて、前記切り換えが行われると共に、
   前記第２のミキサの前記第１の入力回路と前記第２の入力回路を構成するトランジスタのエミッタ面積を異ならせることにより、前記第１の入力回路のインターセプトポイントが高くなるようにされてなるラジオ受信機。
4. 前記第２の局部発振信号を形成する回路は、前記第１の局部発振信号を分周して、位相が互いに直交する１対の第２の局部発振信号を形成する分周回路で構成され、
   前記第２のミキサ回路は、前記第１の中間周波信号または前記ＦＭ放送の放送波信号を、前記１対の第２の局部発振信号により、１対の中間周波信号に周波数変換するものであり、
   この第２のミキサ回路から出力される前記１対の中間周波信号に対して移相処理を行う１対の移相回路と、
   この１対の移相回路の出力信号を演算して目的とする放送波信号の中間周波信号を含む信号を出力する演算回路と、
   この演算回路の出力信号から前記目的とする放送波信号の中間周波信号を取り出すフィルタと、
   このフィルタの出力信号が供給されて音声信号の復調を行う復調回路と
   を有することを特徴とする請求項１に記載のラジオ受信機。

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