JP3522630B2 - 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 - Google Patents
単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器Info
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- JP3522630B2 JP3522630B2 JP2000063485A JP2000063485A JP3522630B2 JP 3522630 B2 JP3522630 B2 JP 3522630B2 JP 2000063485 A JP2000063485 A JP 2000063485A JP 2000063485 A JP2000063485 A JP 2000063485A JP 3522630 B2 JP3522630 B2 JP 3522630B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高精度な単相／差
動信号変換型の電圧増幅器に関するものであって、特
に、低電力で高精度・高機能な信号処理を行う携帯無線
用ＬＳＩ等のアナログ回路に用いられる回路に係る。
動信号変換型の電圧増幅器に関するものであって、特
に、低電力で高精度・高機能な信号処理を行う携帯無線
用ＬＳＩ等のアナログ回路に用いられる回路に係る。
【０００２】
【従来の技術】高精度・高機能な信号処理を行う携帯無
線用ＬＳＩ等においては、高速・高精度のアナログ回路
と多様な信号処理が可能なデジタル回路の混載が必要と
なる。このようなアナログ／ディジタル混載ＬＳＩにお
いては、デジタル部からアナログ部へのクロストーク雑
音の影響を軽減するためアナログ回路内部の信号を差動
構成とすることが望ましい。このため、例えば携帯無線
用ＬＳＩにおいては、アンテナからの単相信号は信号入
力部において差動信号に変換される。図８は、単相信号
を差動信号に変換するために用いられる第１の従来技術
であるバランの構成を示す図である。図８に示すように
バランは受動素子であるインダクタから構成されており
電磁カップリングにより単相信号／差動信号変換を行
う。
線用ＬＳＩ等においては、高速・高精度のアナログ回路
と多様な信号処理が可能なデジタル回路の混載が必要と
なる。このようなアナログ／ディジタル混載ＬＳＩにお
いては、デジタル部からアナログ部へのクロストーク雑
音の影響を軽減するためアナログ回路内部の信号を差動
構成とすることが望ましい。このため、例えば携帯無線
用ＬＳＩにおいては、アンテナからの単相信号は信号入
力部において差動信号に変換される。図８は、単相信号
を差動信号に変換するために用いられる第１の従来技術
であるバランの構成を示す図である。図８に示すように
バランは受動素子であるインダクタから構成されており
電磁カップリングにより単相信号／差動信号変換を行
う。
【０００３】図９は、単相信号を差動信号に変換するた
めに用いられる第２の従来技術で、トランジスタＭ３お
よびＭ４によるカレントミラー回路を用いた定電流源と
し、トランジスタＭ１およびＭ２のソース側に接続した
差動電圧増幅器による構成を示す回路図である。図９に
示すように、差動電圧増幅器の一つの入力であるトラン
ジスタＭ２のゲート端子を固定電位（Ｖbias）に接続
し、他方のトランジスタＭ１のゲートに入力信号を印加
することにより差動出力Ｖout1、Ｖout2を得、これによ
り単相信号／差動信号変換を行う。なお、図９において
ＺＬは各トランジスタのドレインに接続された負荷イン
ピーダンスである。図１０は、単相信号を差動信号に変
換するために用いられる第３の従来技術で、容量ＣＴ及
びインダクタＬＴを並列接続した並列共振回路（タンク
回路）Ｋを定電流源に用いた差動電圧増幅器による構成
を示す図である。タンク回路は共振周波数近傍において
高インピーダンスを示すので狭帯域の定電流源の役割を
する。したがって図９と同様に差動電圧増幅器の一つの
入力であるトランジスタＭ２のゲート端子を固定電位
（Ｖbias）に接続することにより、単相信号／差動信号
変換を行うことができる。
めに用いられる第２の従来技術で、トランジスタＭ３お
よびＭ４によるカレントミラー回路を用いた定電流源と
し、トランジスタＭ１およびＭ２のソース側に接続した
差動電圧増幅器による構成を示す回路図である。図９に
示すように、差動電圧増幅器の一つの入力であるトラン
ジスタＭ２のゲート端子を固定電位（Ｖbias）に接続
し、他方のトランジスタＭ１のゲートに入力信号を印加
することにより差動出力Ｖout1、Ｖout2を得、これによ
り単相信号／差動信号変換を行う。なお、図９において
ＺＬは各トランジスタのドレインに接続された負荷イン
ピーダンスである。図１０は、単相信号を差動信号に変
換するために用いられる第３の従来技術で、容量ＣＴ及
びインダクタＬＴを並列接続した並列共振回路（タンク
回路）Ｋを定電流源に用いた差動電圧増幅器による構成
を示す図である。タンク回路は共振周波数近傍において
高インピーダンスを示すので狭帯域の定電流源の役割を
する。したがって図９と同様に差動電圧増幅器の一つの
入力であるトランジスタＭ２のゲート端子を固定電位
（Ｖbias）に接続することにより、単相信号／差動信号
変換を行うことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】第１の従来技術である
バランによる単相信号／差動信号変換では、インダクタ
の内部抵抗等により信号損失を生じる。特にＬＳＩ内部
にバランを構成した場合には、インダクタの内部抵抗を
小さくできないため、大きな信号損失が発生するという
問題がある。また、この信号損失を軽減するために外付
けのバランを用いると、実装面積および実装コストが増
加するという問題がある。
バランによる単相信号／差動信号変換では、インダクタ
の内部抵抗等により信号損失を生じる。特にＬＳＩ内部
にバランを構成した場合には、インダクタの内部抵抗を
小さくできないため、大きな信号損失が発生するという
問題がある。また、この信号損失を軽減するために外付
けのバランを用いると、実装面積および実装コストが増
加するという問題がある。
【０００５】また第２の従来技術であるトランジスタを
定電流源に用いた差動電圧増幅器による構成では、増幅
器を用いているため信号損失は生じない。しかしなが
ら、この方法では定電流源に用いたカレントミラー回路
のトランジスタＭ３のソース・ドレイン抵抗ｒdsが有限
の値をとるため出力インピーダンスを充分大きく出来な
い。このため差動出力信号Ｖout1およびＶout2の振幅に
大きなアンバランスが発生するという問題がある。例え
ば、ゲート長０．２μｍのＣＭＯＳ技術による差動増幅
器で２．５ＧＨｚの信号を単相信号／差動信号変換した
場合には、信号振幅で２５％程度のアンバランスが発生
する。上記の問題を回避するための従来技術としては図
１１に示すように定電流源を構成するトランジスタＭ３
のソースに負帰還抵抗ＲＳを挿入する方法がある。この
方法によりトランジスタＭ３の出力インピーダンスを約
（１＋ＲＳｇｍ３）倍に大きくすることができる。ここ
でｇｍ３はトランジスタＭ３のトランスコンダクタンス
で、入力電圧Ｖinの変化と出力電流Ｉoutの変化の比
（∂Ｉout／∂Ｖin）で与えられる。しかしながら、こ
の方法では負帰還抵抗ＲＳ内に直流の電位低下が発生
し、差動増幅器を構成するトランジスタＭ１、Ｍ２の動
作点に影響をおよぼすため抵抗値ＲＳを充分大きくでき
ないという問題があり、負帰還をかけるのにも限界があ
った。
定電流源に用いた差動電圧増幅器による構成では、増幅
器を用いているため信号損失は生じない。しかしなが
ら、この方法では定電流源に用いたカレントミラー回路
のトランジスタＭ３のソース・ドレイン抵抗ｒdsが有限
の値をとるため出力インピーダンスを充分大きく出来な
い。このため差動出力信号Ｖout1およびＶout2の振幅に
大きなアンバランスが発生するという問題がある。例え
ば、ゲート長０．２μｍのＣＭＯＳ技術による差動増幅
器で２．５ＧＨｚの信号を単相信号／差動信号変換した
場合には、信号振幅で２５％程度のアンバランスが発生
する。上記の問題を回避するための従来技術としては図
１１に示すように定電流源を構成するトランジスタＭ３
のソースに負帰還抵抗ＲＳを挿入する方法がある。この
方法によりトランジスタＭ３の出力インピーダンスを約
（１＋ＲＳｇｍ３）倍に大きくすることができる。ここ
でｇｍ３はトランジスタＭ３のトランスコンダクタンス
で、入力電圧Ｖinの変化と出力電流Ｉoutの変化の比
（∂Ｉout／∂Ｖin）で与えられる。しかしながら、こ
の方法では負帰還抵抗ＲＳ内に直流の電位低下が発生
し、差動増幅器を構成するトランジスタＭ１、Ｍ２の動
作点に影響をおよぼすため抵抗値ＲＳを充分大きくでき
ないという問題があり、負帰還をかけるのにも限界があ
った。
【０００６】また第３の従来技術であるタンク回路Ｋを
用いた差動電圧増幅器による構成は、タンク回路Ｋは直
流電位低下がほとんどなく、共振周波数でのみ定電流機
能を有しているため低電圧動作に適しているという長所
を持っている。しかしながら、この方法においてもタン
ク回路Ｋ内の配線抵抗等により並列共振回路であるタン
ク回路ＫのＱが低下し、インピーダンスが十分に高くな
らず単相信号／差動信号変換に用いるには不十分である
という問題があった。
用いた差動電圧増幅器による構成は、タンク回路Ｋは直
流電位低下がほとんどなく、共振周波数でのみ定電流機
能を有しているため低電圧動作に適しているという長所
を持っている。しかしながら、この方法においてもタン
ク回路Ｋ内の配線抵抗等により並列共振回路であるタン
ク回路ＫのＱが低下し、インピーダンスが十分に高くな
らず単相信号／差動信号変換に用いるには不十分である
という問題があった。
【０００７】図１２に第２及び第３の従来技術を用いた
差動電圧増幅器による単相信号／差動信号変換特性（回
路シミュレータＨＳＰＩＣＥによるシミュレーション結
果）を示す。図１２において、横軸は信号周波数、縦軸
は複素数表示による差動出力の和の絶対値を片側信号の
絶対値で除算しデシベル表示したものである。ここで、
Ｖout1、Ｖout2は互いに逆位相であるから完全な差動出
力においては｜Ｖout1＋Ｖout2｜は０となり、したがっ
て縦軸の値は−∞となる。このように縦軸の値は低い方
が望ましいが、図１２からわかるように第２の従来技術
であるトランジスタを定電流源に用いた差動電圧増幅器
による構成では、トランジスタＭ３のソースドレイン間
抵抗（ｒds）を充分大きくできないため２．４〜２．５
ＧＨｚの信号に対して縦軸の値が−１２〜−１３ｄＢ程
度しか下げられず、振幅誤差換算で２５％程度のアンバ
ランスが発生している。また第３の従来技術であるタン
ク回路Ｋを用いた差動電圧増幅器による構成では、配線
抵抗等によりタンク回路のインピーダンスが理想状態か
らずれる（実部をもつ）ため共振のＱが低下し、２．４
〜２．５ＧＨｚの信号に対して縦軸の値が−１７〜−１
９ｄＢ迄下げることが可能となっているが未だ十分とは
言えないレベルである。本発明は以上のような点に鑑み
てなされたものであり、その目的は、低電力で高精度の
単相信号／差動信号変換を行う電圧増幅器を提供するこ
とである。
差動電圧増幅器による単相信号／差動信号変換特性（回
路シミュレータＨＳＰＩＣＥによるシミュレーション結
果）を示す。図１２において、横軸は信号周波数、縦軸
は複素数表示による差動出力の和の絶対値を片側信号の
絶対値で除算しデシベル表示したものである。ここで、
Ｖout1、Ｖout2は互いに逆位相であるから完全な差動出
力においては｜Ｖout1＋Ｖout2｜は０となり、したがっ
て縦軸の値は−∞となる。このように縦軸の値は低い方
が望ましいが、図１２からわかるように第２の従来技術
であるトランジスタを定電流源に用いた差動電圧増幅器
による構成では、トランジスタＭ３のソースドレイン間
抵抗（ｒds）を充分大きくできないため２．４〜２．５
ＧＨｚの信号に対して縦軸の値が−１２〜−１３ｄＢ程
度しか下げられず、振幅誤差換算で２５％程度のアンバ
ランスが発生している。また第３の従来技術であるタン
ク回路Ｋを用いた差動電圧増幅器による構成では、配線
抵抗等によりタンク回路のインピーダンスが理想状態か
らずれる（実部をもつ）ため共振のＱが低下し、２．４
〜２．５ＧＨｚの信号に対して縦軸の値が−１７〜−１
９ｄＢ迄下げることが可能となっているが未だ十分とは
言えないレベルである。本発明は以上のような点に鑑み
てなされたものであり、その目的は、低電力で高精度の
単相信号／差動信号変換を行う電圧増幅器を提供するこ
とである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、構造が相等しい第１および第２のトランジスタ
と、前記第１、２のトランジスタと同じ導電型をもち、
前記第１、第２のトランジスタのソース端子にドレイン
端子が接続された第３のトランジスタと、前記第３のト
ランジスタのソース端子に接続された第１のインダクタ
と、前記第１のインダクタに並列接続された第１の容量
と、前記第１、第２のトランジスタのドレイン端子にそ
れぞれ接続され、構造の相等しい第１および第２の負荷
インピーダンスと、前記第１のトランジスタのゲート端
子に接続された単相信号入力端子と前記第１、第２のト
ランジスタのドレイン端子にそれぞれ接続された第１お
よび第２の出力端子とを具備し、前記第２のトランジス
タのゲート端子が第１の固定電位に接続されており、前
記第３のトランジスタのゲート端子が第２の固定電位に
接続されることで定電流源が構成されており、前記単相
信号入力端子から単相信号を入力することで、前記第１
および第２の出力端子から増幅された差動信号を出力
し、かつ前記第３のトランジスタのゲート幅が第１のト
ランジスタのゲート幅より１．５〜３倍大きい構造を有
する構成の単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器につ
いて規定している。
めに、構造が相等しい第１および第２のトランジスタ
と、前記第１、２のトランジスタと同じ導電型をもち、
前記第１、第２のトランジスタのソース端子にドレイン
端子が接続された第３のトランジスタと、前記第３のト
ランジスタのソース端子に接続された第１のインダクタ
と、前記第１のインダクタに並列接続された第１の容量
と、前記第１、第２のトランジスタのドレイン端子にそ
れぞれ接続され、構造の相等しい第１および第２の負荷
インピーダンスと、前記第１のトランジスタのゲート端
子に接続された単相信号入力端子と前記第１、第２のト
ランジスタのドレイン端子にそれぞれ接続された第１お
よび第２の出力端子とを具備し、前記第２のトランジス
タのゲート端子が第１の固定電位に接続されており、前
記第３のトランジスタのゲート端子が第２の固定電位に
接続されることで定電流源が構成されており、前記単相
信号入力端子から単相信号を入力することで、前記第１
および第２の出力端子から増幅された差動信号を出力
し、かつ前記第３のトランジスタのゲート幅が第１のト
ランジスタのゲート幅より１．５〜３倍大きい構造を有
する構成の単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器につ
いて規定している。
【０００９】
【００１０】
【００１１】また、本願発明の第２の単相信号／差動信
号変換型の電圧増幅器は、第１の発明に記載の並列接続
された第１インダクタおよび第１の容量の代りに、信号
周波数と等しい自己共振周波数を持つ第２のインダクタ
を用いることを特徴としている。
号変換型の電圧増幅器は、第１の発明に記載の並列接続
された第１インダクタおよび第１の容量の代りに、信号
周波数と等しい自己共振周波数を持つ第２のインダクタ
を用いることを特徴としている。
【００１２】
【００１３】
【発明の実施の形態】［第１の実施の形態］図１は、本
発明の第１の実施の形態である単相信号／差動信号変換
型の電圧増幅器を示す図である。図９に示した通常の差
動電圧増幅器構成と同様にトランジスタＭ３、Ｍ４から
なるカレントミラー回路によりトランジスタＭ３を定電
流源とし、容量ＣＴとインダクタＬＴからなるタンク回
路ＫをトランジスタＭ３のソースと接地間に挟むことで
タンク回路Ｋのインピーダンスを負帰還している。差動
入力の片方であるトランジスタＭ２のゲート端子を固定
電位（Ｖbias）に接続することにより、単相信号／差動
信号変換を行う。
発明の第１の実施の形態である単相信号／差動信号変換
型の電圧増幅器を示す図である。図９に示した通常の差
動電圧増幅器構成と同様にトランジスタＭ３、Ｍ４から
なるカレントミラー回路によりトランジスタＭ３を定電
流源とし、容量ＣＴとインダクタＬＴからなるタンク回
路ＫをトランジスタＭ３のソースと接地間に挟むことで
タンク回路Ｋのインピーダンスを負帰還している。差動
入力の片方であるトランジスタＭ２のゲート端子を固定
電位（Ｖbias）に接続することにより、単相信号／差動
信号変換を行う。
【００１４】ここでタンク回路ＫのインピーダンスをＺ
Ｔとすると、トランジスタＭ３およびタンク回路Ｋから
なる定電流源回路において回路の動作点付近で線形近似
が成立する程度の小信号に対する小信号モデルによる等
価回路は図２のようになる。図２において、Ｖgs3はト
ランジスタＭ３のゲート／ソース間電圧であり、Ｃgs3
はゲート／ソース間容量、Ｃgd3はゲート／ドレイン間
容量、Ｃgs3はゲート／ソース間容量、ｒds3はドレイン
／ソース抵抗である。図２の小信号モデルにおいて、タ
ンク回路Ｋの共振周波数近傍の信号に対しては近似的に
ＺＴ＝＋∞であり、また｜ｇｍ３＊ｒds3｜≫１が成り
立つ。この時、図２の定電流源の出力インピーダンスＺ
oはＺo≡ｖ／ｉ≒１／ｊωＣgd3となることが本モデル
から簡単に計算できる。すなわち本電流源は近似的にト
ランジスタＭ３のゲート／ドレイン間容量Ｃgd3で置き
換えることができる。
Ｔとすると、トランジスタＭ３およびタンク回路Ｋから
なる定電流源回路において回路の動作点付近で線形近似
が成立する程度の小信号に対する小信号モデルによる等
価回路は図２のようになる。図２において、Ｖgs3はト
ランジスタＭ３のゲート／ソース間電圧であり、Ｃgs3
はゲート／ソース間容量、Ｃgd3はゲート／ドレイン間
容量、Ｃgs3はゲート／ソース間容量、ｒds3はドレイン
／ソース抵抗である。図２の小信号モデルにおいて、タ
ンク回路Ｋの共振周波数近傍の信号に対しては近似的に
ＺＴ＝＋∞であり、また｜ｇｍ３＊ｒds3｜≫１が成り
立つ。この時、図２の定電流源の出力インピーダンスＺ
oはＺo≡ｖ／ｉ≒１／ｊωＣgd3となることが本モデル
から簡単に計算できる。すなわち本電流源は近似的にト
ランジスタＭ３のゲート／ドレイン間容量Ｃgd3で置き
換えることができる。
【００１５】上記の近似を用いると図１の単相信号／差
動信号変換型の電圧増幅器の小信号モデルを図３のよう
に表現できる。ここでトランジスタＭ１及びＭ２のゲー
ト幅は等しく、トランジスタＭ３のゲート幅はＭ１のゲ
ート幅のｋ倍大きいとした。この小信号モデルから以下
の連立方程式が得られる。ここで、添字の数字は各トラ
ンジスタＭ１〜Ｍ２の数字に対応したトランジスタのパ
ラメータを指すもので、Ｖgs1はトランジスタＭ１のゲ
ート／ソース間電圧を指す。なお、次式においてｇｍは
トランジスタＭ１およびＭ２のトランスコンダクタンス
を指すものであるが、これらトランジスタのサイズは等
しいためにｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍとしてこれらのパラメ
ータを区別せずに表示している。同様に同一サイズに起
因するパラメータ(Cgd、Cgs、rds)については添字を付
すことなく使用している。
動信号変換型の電圧増幅器の小信号モデルを図３のよう
に表現できる。ここでトランジスタＭ１及びＭ２のゲー
ト幅は等しく、トランジスタＭ３のゲート幅はＭ１のゲ
ート幅のｋ倍大きいとした。この小信号モデルから以下
の連立方程式が得られる。ここで、添字の数字は各トラ
ンジスタＭ１〜Ｍ２の数字に対応したトランジスタのパ
ラメータを指すもので、Ｖgs1はトランジスタＭ１のゲ
ート／ソース間電圧を指す。なお、次式においてｇｍは
トランジスタＭ１およびＭ２のトランスコンダクタンス
を指すものであるが、これらトランジスタのサイズは等
しいためにｇｍ１＝ｇｍ２＝ｇｍとしてこれらのパラメ
ータを区別せずに表示している。同様に同一サイズに起
因するパラメータ(Cgd、Cgs、rds)については添字を付
すことなく使用している。
【００１６】jω*Cgd(Vin-Vout1)-Vout1/ZＬ-gm(Vin+Vg
s2)-(Vgs2+Vout1)/rds = 0 jω*Cgs(Vin+Vgs2)+gm(Vin+Vgs2)+jω(Cgs+k*Cgd)Vgs2+
gm*Vgs2+(Vgs2+Vout1)/rds+(Vgs2+Vout2)/rds = 0 -jωCgd*Vout2-Vout2/ZＬ-gm*Vgs2-(Vgs2+Vout2)rds =
0 上記３式を足しあわせることにより以下の式が得られ
る。
s2)-(Vgs2+Vout1)/rds = 0 jω*Cgs(Vin+Vgs2)+gm(Vin+Vgs2)+jω(Cgs+k*Cgd)Vgs2+
gm*Vgs2+(Vgs2+Vout1)/rds+(Vgs2+Vout2)/rds = 0 -jωCgd*Vout2-Vout2/ZＬ-gm*Vgs2-(Vgs2+Vout2)rds =
0 上記３式を足しあわせることにより以下の式が得られ
る。
【００１７】Vout1+Vout2 = jω{Cgs(Vin+2*Vgs2)+Cgd
(Vin+k*Vgs2)}/(1/ZＬ+jω*Cgd) ここでトランジスタＭ１とＭ２に流れる小信号電流は振
幅がほぼ等しく位相が約１８０°異なる。つまり近似的
にＶgs2≒−Ｖgs1≒−Ｖin/2である。したがって Vout1+Vou2≒0.5*jω*Cgd*Vin*(2-k)/(1/ZＬ+jω*Cgd) である。すなわちトランジスタＭ３のゲート幅がトラン
ジスタＭ１の２倍（ｋ＝２）のときに、トランジスタＭ
１およびＭ２のゲートドレイン間容量充放電のアンバラ
ンスによる差動出力信号のアンバランスがトランジスタ
Ｍ３のゲートドレイン間容量の充放電により完全に補正
され、完全な差動出力信号（Ｖout1＋Ｖout2＝０）が得
られることになる。
(Vin+k*Vgs2)}/(1/ZＬ+jω*Cgd) ここでトランジスタＭ１とＭ２に流れる小信号電流は振
幅がほぼ等しく位相が約１８０°異なる。つまり近似的
にＶgs2≒−Ｖgs1≒−Ｖin/2である。したがって Vout1+Vou2≒0.5*jω*Cgd*Vin*(2-k)/(1/ZＬ+jω*Cgd) である。すなわちトランジスタＭ３のゲート幅がトラン
ジスタＭ１の２倍（ｋ＝２）のときに、トランジスタＭ
１およびＭ２のゲートドレイン間容量充放電のアンバラ
ンスによる差動出力信号のアンバランスがトランジスタ
Ｍ３のゲートドレイン間容量の充放電により完全に補正
され、完全な差動出力信号（Ｖout1＋Ｖout2＝０）が得
られることになる。
【００１８】図４に信号周波数２．４５ＧＨｚにおける
本発明の第１の実施の形態である電圧増幅器の単相、信
号／差動信号変換特性を回路シミュレータＨＳＰＩＣＥ
用いて計算した結果を示す。本図４はトランジスタＭ３
のサイズパラメータｋと出力信号の差動性の関係を示し
ている。ここで、サイズパラメータとは差動対に使用す
るトランジスタと電流源に使用するトランジスタとのサ
イズ比を示すもので、この場合は定電流源に使用するト
ランジスタの方がｋ倍大きいことを意味している。本図
４により１．５〈ｋ〈３の場合に高精度な差動出力信号
が得られることがわかる。また実際の回路ではＶgs2≠
−Ｖgs1である等の理由によりトランジスタＭ３のサイ
ズパラメータの最適値は約２．２になっている。またタ
ンク回路Ｋ内の配線抵抗等によりそのインピーダンスに
実部が存在するため、タンク回路ＫのＱが低下し、ｋ＝
２．２においても差動出力に振幅差が２％程度発生し完
全な差動出力信号にはなっていない。
本発明の第１の実施の形態である電圧増幅器の単相、信
号／差動信号変換特性を回路シミュレータＨＳＰＩＣＥ
用いて計算した結果を示す。本図４はトランジスタＭ３
のサイズパラメータｋと出力信号の差動性の関係を示し
ている。ここで、サイズパラメータとは差動対に使用す
るトランジスタと電流源に使用するトランジスタとのサ
イズ比を示すもので、この場合は定電流源に使用するト
ランジスタの方がｋ倍大きいことを意味している。本図
４により１．５〈ｋ〈３の場合に高精度な差動出力信号
が得られることがわかる。また実際の回路ではＶgs2≠
−Ｖgs1である等の理由によりトランジスタＭ３のサイ
ズパラメータの最適値は約２．２になっている。またタ
ンク回路Ｋ内の配線抵抗等によりそのインピーダンスに
実部が存在するため、タンク回路ＫのＱが低下し、ｋ＝
２．２においても差動出力に振幅差が２％程度発生し完
全な差動出力信号にはなっていない。
【００１９】図５に本発明の第１の実施の形態である単
相信号／差動信号変換型の電圧増幅器の単相信号／差動
信号変換特性を回路シミュレータＨＳＰＩＣＥ用いて計
算した第２の結果を示す。本図５はトランジスタＭ３の
サイズパラメータをｋ＝２に固定したときの差動出力特
性と信号周波数の関係を示したものである。参考のため
図１２で示した第２及び第３の従来技術を用いた差動電
圧増幅器による単相信号／差動信号変換特性を再掲す
る。本図５により本実施の形態では２．４〜２．５ＧＨ
ｚの信号に対して縦軸の値が−３１〜−３３ｄＢとな
る。すなわちタンク回路Ｋを電流源に用いた場合よりも
１４ｄＢ程度、トランジスタによるカレントミラー回路
を電流源に用いた場合よりも２０ｄＢ程度差動性が向上
することがわかる。本計算例は２．４〜２．５ＧＨｚの
信号に対して回路を最適化した結果であるが、タンク回
路Ｋの共振周波数を変更することで異なる周波数の信号
に対しても最適な単相信号／差動信号変換型の電圧増幅
器を構成することができる。また共振周波数の異なる複
数のタンク回路をカスコード接続すれば複数の周波数帯
域に対しても同様の単相信号／差動信号変換型の電圧増
幅器を構成することができ広帯域化が可能となる。なお
本実施例では電流源トランジスタＭ３のゲート電位をカ
レントミラー回路によりバイアスしたが電源電圧を抵抗
分割する等の一般に用いられる他のバイアス方法でトラ
ンジスタＭ３のゲート電位をバイアスしても同様の単相
信号／差動信号変換型の電圧増幅器を構成することがで
きる。
相信号／差動信号変換型の電圧増幅器の単相信号／差動
信号変換特性を回路シミュレータＨＳＰＩＣＥ用いて計
算した第２の結果を示す。本図５はトランジスタＭ３の
サイズパラメータをｋ＝２に固定したときの差動出力特
性と信号周波数の関係を示したものである。参考のため
図１２で示した第２及び第３の従来技術を用いた差動電
圧増幅器による単相信号／差動信号変換特性を再掲す
る。本図５により本実施の形態では２．４〜２．５ＧＨ
ｚの信号に対して縦軸の値が−３１〜−３３ｄＢとな
る。すなわちタンク回路Ｋを電流源に用いた場合よりも
１４ｄＢ程度、トランジスタによるカレントミラー回路
を電流源に用いた場合よりも２０ｄＢ程度差動性が向上
することがわかる。本計算例は２．４〜２．５ＧＨｚの
信号に対して回路を最適化した結果であるが、タンク回
路Ｋの共振周波数を変更することで異なる周波数の信号
に対しても最適な単相信号／差動信号変換型の電圧増幅
器を構成することができる。また共振周波数の異なる複
数のタンク回路をカスコード接続すれば複数の周波数帯
域に対しても同様の単相信号／差動信号変換型の電圧増
幅器を構成することができ広帯域化が可能となる。なお
本実施例では電流源トランジスタＭ３のゲート電位をカ
レントミラー回路によりバイアスしたが電源電圧を抵抗
分割する等の一般に用いられる他のバイアス方法でトラ
ンジスタＭ３のゲート電位をバイアスしても同様の単相
信号／差動信号変換型の電圧増幅器を構成することがで
きる。
【００２０】［第２の実施の形態］図６は、本発明の第
２の実施例である単相信号／差動信号変換型の電圧増幅
器を示す図である。本実施の形態においては第１の実施
の形態を構成しているＮＭＯＳトランジスタをＰＭＯＳ
トランジスタに置き換え、電源電位と接地電位との接続
を入れ替えたものである。回路の動作原理は上記第１の
実施の形態と同一である。
２の実施例である単相信号／差動信号変換型の電圧増幅
器を示す図である。本実施の形態においては第１の実施
の形態を構成しているＮＭＯＳトランジスタをＰＭＯＳ
トランジスタに置き換え、電源電位と接地電位との接続
を入れ替えたものである。回路の動作原理は上記第１の
実施の形態と同一である。
【００２１】［第３の実施の形態］図７は、本発明の第
３の実施の形態である単相信号／差動信号変換型の電圧
増幅器を示す図である。本実施の形態は第１の実施の形
態を構成しているタンク回Ｋ路をインダクタンス値の大
きなインダクタＬに置き代えたものである。
３の実施の形態である単相信号／差動信号変換型の電圧
増幅器を示す図である。本実施の形態は第１の実施の形
態を構成しているタンク回Ｋ路をインダクタンス値の大
きなインダクタＬに置き代えたものである。
【００２２】インダクタＬの２端子間には寄生の容量が
存在するため容量と並列接続しなくてもインダクタＬの
構造によって決定される周波数においてインダクタＬは
自己共振する。したがって信号周波数とインダクタＬの
自己共振周波数が等しくなるようにインダクタンス値を
大きくすれば、インダクタＬのみでタンク回路Ｋと同様
の機能を発揮できる。本実施の形態では信号周波数にほ
ぼ等しい自己共振周波数をもつインダクタを電流源トラ
ンジスタのソース／接地間に挟むことで第１の実施の形
態と同様の性能をもつ単相信号／差動信号変換型の電厘
増幅器を構成している。
存在するため容量と並列接続しなくてもインダクタＬの
構造によって決定される周波数においてインダクタＬは
自己共振する。したがって信号周波数とインダクタＬの
自己共振周波数が等しくなるようにインダクタンス値を
大きくすれば、インダクタＬのみでタンク回路Ｋと同様
の機能を発揮できる。本実施の形態では信号周波数にほ
ぼ等しい自己共振周波数をもつインダクタを電流源トラ
ンジスタのソース／接地間に挟むことで第１の実施の形
態と同様の性能をもつ単相信号／差動信号変換型の電厘
増幅器を構成している。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、高精度に単相信号
／差動信号変換を行う電圧増幅器によりアナログ回路内
部の信号が完全差動化し、デジタル部からアナログ部へ
のクロストーク雑音の影響を軽減できるため、高精度・
高機能なＡ／Ｄ混載ＬＳＩが実現可能となる。
／差動信号変換を行う電圧増幅器によりアナログ回路内
部の信号が完全差動化し、デジタル部からアナログ部へ
のクロストーク雑音の影響を軽減できるため、高精度・
高機能なＡ／Ｄ混載ＬＳＩが実現可能となる。
【図１】本発明の第１の実施の形態による回路図。
【図２】本発明の第１の実施の形に用いられる定電流源
の小信号モデルの等価回路図。
の小信号モデルの等価回路図。
【図３】本発明の第１の実施の形態である単相信号／差
動信号変換型の電圧増幅器の小信号モデルによる等価回
路図。
動信号変換型の電圧増幅器の小信号モデルによる等価回
路図。
【図４】回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによる第１の実
施の形態の単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器の電
流源トランジスタサイズ依存性を示す特性図。
施の形態の単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器の電
流源トランジスタサイズ依存性を示す特性図。
【図５】回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによる本発明の
第１の実施の形態の単相信号／差動信号変換型の電圧増
幅器の周波数特性図。
第１の実施の形態の単相信号／差動信号変換型の電圧増
幅器の周波数特性図。
【図６】本発明の第２の実施の形態による回路図。
【図７】本発明の第３の実施の形態による回路図。
【図８】単相信号／差動信号変換を行う従来技術である
バランの構成を示す回路図。
バランの構成を示す回路図。
【図９】カレントミラー回路利用の従来公知の回路図。
【図１０】タンク回路を用いた従来公知の回路図。
【図１１】負帰還抵抗を用いた従来公知の回路図。
【図１２】回路シミュレータＨＳＰＩＣＥによる従来技
術回路の周波数特性図。
術回路の周波数特性図。
ＣＴ：タンク回路容量
Ｋ：タンク回路
Ｉc：電流源
Ｌ：インダクタ
ＬＴ：タンク回路インダクタンス
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４：トランジスタ
ＲＳ：負帰還抵抗
ＶDD：電源電圧
ＺＬ：負荷インピーダンス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−95234（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−63506（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−56507（ＪＰ，Ａ)
特開2001−136034（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 3/45
H03F 1/02
H03H 11/32
Claims (2)
- 【請求項１】構造が相等しい第１および第２のトランジ
スタと、 前記第１、２のトランジスタと同じ導電型をもち、前記
第１、第２のトランジスタのソース端子にドレイン端子
が接続された第３のトランジスタと、 前記第３のトランジスタのソース端子に接続された第１
のインダクタと、 前記第１のインダクタに並列接続された第１の容量と、 前記第１、第２のトランジスタのドレイン端子にそれぞ
れ接続され、構造の相等しい第１および第２のインピー
ダンス負荷と、 前記第１のトランジスタのゲート端子に接続された単相
信号入力端子と、 前記第１、第２のトランジスタのドレイン端子にそれぞ
れ接続された第１および第２の出力端子とを具備し、 前記第２のトランジスタのゲート端子が第１の固定電位
に接続されており、 前記第３のトランジスタのゲート端子が第２の固定電位
に接続されることで定電流源が構成されており、 前記単相信号入力端子から単相信号を入力することで、
前記第１および第２の出力端子から増幅された差動信号
を出力し、 かつ前記第３のトランジスタのゲート幅が第１のトラン
ジスタのゲート幅より１．５〜３倍大きいことを特徴と
する単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 。 - 【請求項２】請求項１に記載の単相信号／差動信号変換
型の電圧増幅器において、 前記第１のインダクタおよび前記第１の容量の代りに、
信号周波数と等しい自己共振周波数を持つ第２のインダ
クタを用いることを特徴とする単相信号／差動信号変換
型の電圧増幅器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000063485A JP3522630B2 (ja) | 2000-03-08 | 2000-03-08 | 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 |
| US09/799,035 US6871057B2 (en) | 2000-03-08 | 2001-03-06 | Mixer circuit |
| EP01410024A EP1133051B1 (en) | 2000-03-08 | 2001-03-07 | A mixer circuit |
| DE60120256T DE60120256T2 (de) | 2000-03-08 | 2001-03-07 | Mischerschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000063485A JP3522630B2 (ja) | 2000-03-08 | 2000-03-08 | 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001251150A JP2001251150A (ja) | 2001-09-14 |
| JP3522630B2 true JP3522630B2 (ja) | 2004-04-26 |
Family
ID=18583340
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000063485A Expired - Lifetime JP3522630B2 (ja) | 2000-03-08 | 2000-03-08 | 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP3522630B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP4481590B2 (ja) * | 2003-05-15 | 2010-06-16 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | アクティブインダクタンス回路及び差動アンプ回路 |
| TWI271032B (en) | 2004-04-06 | 2007-01-11 | Samsung Electronics Co Ltd | Output drivers having adjustable swing widths during test mode operation |
| JP2007174442A (ja) * | 2005-12-23 | 2007-07-05 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | 差動増幅器 |
| JP5044123B2 (ja) * | 2006-01-05 | 2012-10-10 | 古野電気株式会社 | タンク回路付高周波回路モジュール |
| JP2009021685A (ja) * | 2007-07-10 | 2009-01-29 | Mitsubishi Electric Corp | 定電流源回路及び差動増幅装置 |
| JP6002097B2 (ja) * | 2013-07-18 | 2016-10-05 | 日本電信電話株式会社 | 差動増幅器 |
| JP6397374B2 (ja) * | 2015-07-01 | 2018-09-26 | 日本電信電話株式会社 | 増幅器 |
| JP2019122001A (ja) | 2018-01-11 | 2019-07-22 | 株式会社東芝 | 回路、受信回路、光受信器、光伝送システム、およびアクティブ光ケーブル |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001136034A (ja) | 1999-11-08 | 2001-05-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 |
-
2000
- 2000-03-08 JP JP2000063485A patent/JP3522630B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001136034A (ja) | 1999-11-08 | 2001-05-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 単相信号／差動信号変換型の電圧増幅器 |
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| JP2001251150A (ja) | 2001-09-14 |
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