JP3517056B2 - Ｖｓｂ変調信号におけるサンプリングタイミング位相誤差検出器 - Google Patents
Ｖｓｂ変調信号におけるサンプリングタイミング位相誤差検出器Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
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- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
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- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/4446—IF amplifier circuits specially adapted for B&W TV
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多値ＶＳＢ（vest
igial sideband：残留側波帯）変調信号をサンプリング
した離散系列からサンプリングのタイミング位相誤差を
検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器に関す
る。
igial sideband：残留側波帯）変調信号をサンプリング
した離散系列からサンプリングのタイミング位相誤差を
検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】映像信号、及び音声信号の如き情報デー
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ変調が知られている。例えば、１６値ＶＳＢ変調にお
いては、先ず、伝送すべき符号化情報データ（例えば、
誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎に実数値シ
ンボル系列｛ａ k｝に変換する。尚、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取り、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ変調が知られている。例えば、１６値ＶＳＢ変調にお
いては、先ず、伝送すべき符号化情報データ（例えば、
誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎に実数値シ
ンボル系列｛ａ k｝に変換する。尚、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取り、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。
【０００３】次に、かかる実数値シンボル系列｛ａk｝
は、次式で表される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号
ｒ(t)に変換される。
は、次式で表される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号
ｒ(t)に変換される。
【０００４】
【数３】
ｊ ：虚数単位
ａk ：送出シンボル系列
ｙ(t) ：送出ＶＳＢパルス
ｇ(t) ：基底域ＶＳＢ変調信号
Ｔ ：送出シンボル周期
ｆS ：送出シンボル周波数
real[］ ：括弧内の複素信号の実部
ｆC ：搬送波周波数
上記送出パルスｙ(t)のフーリエ変換は、図１(a)又は
(b)に示されるが如きＶＳＢ特性を有する。又、かかる
１６値ＶＳＢ変調信号には、送出シンボル周波数（ｆS
＝１／Ｔ）に同期したタイミングクロックが時分割的に
重畳されている。
(b)に示されるが如きＶＳＢ特性を有する。又、かかる
１６値ＶＳＢ変調信号には、送出シンボル周波数（ｆS
＝１／Ｔ）に同期したタイミングクロックが時分割的に
重畳されている。
【０００５】かかる１６値ＶＳＢ変調信号は、伝送路を
介して受信側へと伝送される。図２は、かかる伝送路を
介して伝送された上記１６値ＶＳＢ変調信号を復調する
１６値ＶＳＢ復調器の構成を示す図である。図２におい
て、チューナ１は、かかる１６値ＶＳＢ変調信号を受信
し、この１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検
出回路３から供給される位相誤差信号に応じてその局部
発振周波数を調整しつつＩＦ（intermediate frequenc
y)信号に変換する。この際、チューナ１は、後述するＡ
ＧＣ（automatic gain control)２から供給されるＡＧ
Ｃ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。ナ
イキストフィルタ４は、前述した送出ＶＳＢパルスｙ
(t)との総合特性がナイキスト特性となるように上記Ｉ
Ｆ信号のパルス整形を行い、これを直交検波器５に供給
する。直交検波器５は、かかるナイキストフィルタ４に
よって波形整形されたＩＦ信号を複素周波数変換して複
素基底域信号を得る。図中のｉ及びｊは夫々、かかる複
素基底域信号の実部及び虚部である。位相誤差検出回路
３は、この複素基底域信号から重畳パイロットの位相角
を推定し、この推定位相角と所定位相角との誤差をチュ
ーナ内のＶＣＯに負帰還することで位相誤差のない検波
動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass filter)６は、
上記複素基底域信号の実部信号から、上記検波過程で生
じたイメージスペクトラム等の不要な周波数成分を除去
した信号をＡＧＣ２、Ａ／Ｄ変換器７、及びタイミング
リカバリ回路８の各々に供給する。ＡＧＣ２は、かかる
ＬＰＦ６から供給された信号の信号レベルを所定レベル
に調整すべきＡＧＣ信号を発生してこれを上記チューナ
１に帰還供給する。
介して受信側へと伝送される。図２は、かかる伝送路を
介して伝送された上記１６値ＶＳＢ変調信号を復調する
１６値ＶＳＢ復調器の構成を示す図である。図２におい
て、チューナ１は、かかる１６値ＶＳＢ変調信号を受信
し、この１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差検
出回路３から供給される位相誤差信号に応じてその局部
発振周波数を調整しつつＩＦ（intermediate frequenc
y)信号に変換する。この際、チューナ１は、後述するＡ
ＧＣ（automatic gain control)２から供給されるＡＧ
Ｃ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。ナ
イキストフィルタ４は、前述した送出ＶＳＢパルスｙ
(t)との総合特性がナイキスト特性となるように上記Ｉ
Ｆ信号のパルス整形を行い、これを直交検波器５に供給
する。直交検波器５は、かかるナイキストフィルタ４に
よって波形整形されたＩＦ信号を複素周波数変換して複
素基底域信号を得る。図中のｉ及びｊは夫々、かかる複
素基底域信号の実部及び虚部である。位相誤差検出回路
３は、この複素基底域信号から重畳パイロットの位相角
を推定し、この推定位相角と所定位相角との誤差をチュ
ーナ内のＶＣＯに負帰還することで位相誤差のない検波
動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass filter)６は、
上記複素基底域信号の実部信号から、上記検波過程で生
じたイメージスペクトラム等の不要な周波数成分を除去
した信号をＡＧＣ２、Ａ／Ｄ変換器７、及びタイミング
リカバリ回路８の各々に供給する。ＡＧＣ２は、かかる
ＬＰＦ６から供給された信号の信号レベルを所定レベル
に調整すべきＡＧＣ信号を発生してこれを上記チューナ
１に帰還供給する。
【０００６】タイミングリカバリ回路８は、ＬＰＦ６か
ら供給された信号中から、送出シンボル周波数（ｆS＝
１／Ｔ）に同期したタイミングクロック信号を抽出し、
このタイミングクロック信号に位相同期したサンプリン
グクロック信号を上記Ａ／Ｄ変換器７に供給する。Ａ／
Ｄ変換器７は、上記ＬＰＦ６から供給されてくる信号
を、かかるサンプリングクロック信号毎にサンプリング
して、ディジタルの受信離散信号列を得る。等化器９
は、かかる受信離散信号系列に対して等化処理を施すこ
とにより、伝送路に生じた妨害、及び装置内部で生じる
歪み等を除去した受信離散信号系列を出力する。シンボ
ル値判定回路１０は、この等化処理が施された受信離散
信号系列が、１６値の内のいずれのシンボル値に該当す
るものであるかを判定し、このシンボル値に対応した符
号化情報データを出力する。かかる符号化情報データを
図示せぬ誤り訂正回路にて誤り訂正処理することによ
り、伝送されてきた情報データを得ることが出来るので
ある。
ら供給された信号中から、送出シンボル周波数（ｆS＝
１／Ｔ）に同期したタイミングクロック信号を抽出し、
このタイミングクロック信号に位相同期したサンプリン
グクロック信号を上記Ａ／Ｄ変換器７に供給する。Ａ／
Ｄ変換器７は、上記ＬＰＦ６から供給されてくる信号
を、かかるサンプリングクロック信号毎にサンプリング
して、ディジタルの受信離散信号列を得る。等化器９
は、かかる受信離散信号系列に対して等化処理を施すこ
とにより、伝送路に生じた妨害、及び装置内部で生じる
歪み等を除去した受信離散信号系列を出力する。シンボ
ル値判定回路１０は、この等化処理が施された受信離散
信号系列が、１６値の内のいずれのシンボル値に該当す
るものであるかを判定し、このシンボル値に対応した符
号化情報データを出力する。かかる符号化情報データを
図示せぬ誤り訂正回路にて誤り訂正処理することによ
り、伝送されてきた情報データを得ることが出来るので
ある。
【０００７】以上の如く、かかる１６値ＶＳＢ復調にお
いては、伝送されてきた１６値ＶＳＢ変調信号から、送
出シンボル周波数（ｆS＝１／Ｔ）に同期したタイミン
グクロック信号を抽出し、この抽出したタイミングクロ
ック信号に位相同期したタイミングにて、ディジタル復
調処理を行う構成となっている。よって、かかる伝送シ
ステムにおいては、伝送すべき情報データのみならず、
送出シンボル周波数に同期したタイミングクロック信号
をも重畳して伝送しなければならず、高速伝送の妨げに
なるという問題があった。
いては、伝送されてきた１６値ＶＳＢ変調信号から、送
出シンボル周波数（ｆS＝１／Ｔ）に同期したタイミン
グクロック信号を抽出し、この抽出したタイミングクロ
ック信号に位相同期したタイミングにて、ディジタル復
調処理を行う構成となっている。よって、かかる伝送シ
ステムにおいては、伝送すべき情報データのみならず、
送出シンボル周波数に同期したタイミングクロック信号
をも重畳して伝送しなければならず、高速伝送の妨げに
なるという問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決せんとして為されたものであり、高速伝送を実現
し得るＶＳＢ変調信号におけるサンプリングタイミング
位相誤差検出器を提供することを目的とする。
を解決せんとして為されたものであり、高速伝送を実現
し得るＶＳＢ変調信号におけるサンプリングタイミング
位相誤差検出器を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によるサンプリン
グタイミング位相誤差検出器は、実数の送出シンボル系
列をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変調した多値ＶＳＢ変
調信号を周波数ｎ・ｆS（ｎは正の整数）でサンプリン
グした離散系列におけるサンプリングタイミングの位相
誤差を検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器
であって、前記離散系列のナイキスト周波数ｆS/2が直
流成分となるように前記離散系列を複素周波数変換して
複素周波数変換系列を得る周波数変換手段と、前記複素
周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系列を求め
る複素二乗演算手段と、前記複素二乗系列中から直流複
素成分を抽出しこれを前記位相誤差として得るフィルタ
とからなることを特徴としている。
グタイミング位相誤差検出器は、実数の送出シンボル系
列をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変調した多値ＶＳＢ変
調信号を周波数ｎ・ｆS（ｎは正の整数）でサンプリン
グした離散系列におけるサンプリングタイミングの位相
誤差を検出するサンプリングタイミング位相誤差検出器
であって、前記離散系列のナイキスト周波数ｆS/2が直
流成分となるように前記離散系列を複素周波数変換して
複素周波数変換系列を得る周波数変換手段と、前記複素
周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系列を求め
る複素二乗演算手段と、前記複素二乗系列中から直流複
素成分を抽出しこれを前記位相誤差として得るフィルタ
とからなることを特徴としている。
【００１０】
【発明の実施の形態】図３は、本発明によるサンプリン
グタイミング位相誤差検出器を備えた多値ＶＳＢ復調器
の構成を示す図である。図３において、チューナ２１
は、図示せぬ送信装置から伝送路を介して送信されてく
る多値ＶＳＢ変調信号を受信する。
グタイミング位相誤差検出器を備えた多値ＶＳＢ復調器
の構成を示す図である。図３において、チューナ２１
は、図示せぬ送信装置から伝送路を介して送信されてく
る多値ＶＳＢ変調信号を受信する。
【００１１】例えば、１６値ＶＳＢ変調器を搭載した送
信装置では、先ず、伝送すべき符号化情報データ系列
（例えば、誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎
に実数値シンボル系列｛ａk｝に変換する。尚、かかる
実数値シンボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実
数値のいずれかを取るものであり、これら１６値の内、
何れの値をとるかは４ビットデータの組み合わせにより
決定される。次に、かかる実数値シンボル系列｛ａk｝
を、次式で表される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号
ｆ(t)に変換し、これを伝送路に送出するのである。
信装置では、先ず、伝送すべき符号化情報データ系列
（例えば、誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎
に実数値シンボル系列｛ａk｝に変換する。尚、かかる
実数値シンボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実
数値のいずれかを取るものであり、これら１６値の内、
何れの値をとるかは４ビットデータの組み合わせにより
決定される。次に、かかる実数値シンボル系列｛ａk｝
を、次式で表される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号
ｆ(t)に変換し、これを伝送路に送出するのである。
【００１２】
【数４】
ｊ ：虚数単位
ａk ：送出シンボル系列
ｙ(t) ：送出ＶＳＢパルス
ｇ(t) ：基底域ＶＳＢ変調信号
Ｔ ：送出シンボル周期
ｆS ：送出シンボル周波数
real[］ ：括弧内の複素信号の実部
ｆC ：搬送波周波数
チューナ２１は、かかる多値ＶＳＢ変調信号を、後述す
る位相誤差検出回路２３から供給される位相誤差信号に
応じてその局部発振周波数を調整しつつ所定周波数のＩ
Ｆ（intermediate frequency)信号に変換する。この
際、チューナ２１は、後述するＡＧＣ（automatic gain
control)２２から供給されるＡＧＣ信号に応じてかか
るＩＦ信号の利得調整をも行う。ＢＰＦ（band pass fi
lter)２４は、後述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサンプ
リング動作の際にエイリアシングを起こさないように、
上記ＩＦ信号に対して帯域制限を施し、この際得られた
帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給する。
る位相誤差検出回路２３から供給される位相誤差信号に
応じてその局部発振周波数を調整しつつ所定周波数のＩ
Ｆ（intermediate frequency)信号に変換する。この
際、チューナ２１は、後述するＡＧＣ（automatic gain
control)２２から供給されるＡＧＣ信号に応じてかか
るＩＦ信号の利得調整をも行う。ＢＰＦ（band pass fi
lter)２４は、後述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサンプ
リング動作の際にエイリアシングを起こさないように、
上記ＩＦ信号に対して帯域制限を施し、この際得られた
帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器２５に供給する。
【００１３】Ａ／Ｄ変換器２５は、後述するタイミング
リカバリ回路２６から供給されるサンプリングクロック
毎に上記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングして得られた
ディジタルのＩＦ離散系列をＡＧＣ２２及び直交検波器
２７の各々に供給する。ＡＧＣ２２は、かかるＩＦ離散
系列中のＩＦ離散値各々を所定の範囲内に収束すべきＡ
ＧＣ信号を発生し、これを上記チューナ２１に帰還供給
する。
リカバリ回路２６から供給されるサンプリングクロック
毎に上記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングして得られた
ディジタルのＩＦ離散系列をＡＧＣ２２及び直交検波器
２７の各々に供給する。ＡＧＣ２２は、かかるＩＦ離散
系列中のＩＦ離散値各々を所定の範囲内に収束すべきＡ
ＧＣ信号を発生し、これを上記チューナ２１に帰還供給
する。
【００１４】直交検波器２７は、上述の如くサンプリン
グされたＩＦ離散系列に対して複素周波数変換を施して
離散複素基底域系列Ｃkを得る。すなわち、直交検波器
２７は、供給されてくるＩＦ離散系列にＩＦ信号周波数
に対応した複素指数関数系列exp｛-(2πｆC/ｆSP)kj｝
を乗算して離散複素基底域系列Ｃkを得る。位相誤差検
出回路２３は、かかる離散複素基底域系列Ｃkから重畳
パイロットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位
相角との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰還するこ
とで位相誤差のない検波動作を実施せしめる。ナイキス
トフィルタ２８は、例えば、複素係数ＦＩＲフィルタか
らなり、上記送出ＶＳＢパルスｙ(t)との総合特性がナ
イキスト特性となるようにパルス整形を行う。ナイキス
トフィルタ２８は、このパルス整形した信号の内、実部
信号をシンボルレートでリサンプリングした離散信号系
列を等化器２９に供給する。かかるナイキストフィルタ
２８の動作により、ＩＦ信号をサンプリングした際に生
じたイメージスペクトラムの除去が為される。等化器２
９は、かかるナイキストフィルタ２８から供給される離
散信号系列に対して等化処理を施すことにより、伝送路
で生じた妨害、及び装置内部で生じる歪み等を除去した
離散信号系列を出力する。シンボル値判定回路３０は、
この等化処理が施された受信離散信号系列が、多値（例
えば１６値）シンボル値の内のいずれのシンボル値に該
当するものであるかを判定し、このシンボル値に対応し
た符号化情報データを出力する。
グされたＩＦ離散系列に対して複素周波数変換を施して
離散複素基底域系列Ｃkを得る。すなわち、直交検波器
２７は、供給されてくるＩＦ離散系列にＩＦ信号周波数
に対応した複素指数関数系列exp｛-(2πｆC/ｆSP)kj｝
を乗算して離散複素基底域系列Ｃkを得る。位相誤差検
出回路２３は、かかる離散複素基底域系列Ｃkから重畳
パイロットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位
相角との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰還するこ
とで位相誤差のない検波動作を実施せしめる。ナイキス
トフィルタ２８は、例えば、複素係数ＦＩＲフィルタか
らなり、上記送出ＶＳＢパルスｙ(t)との総合特性がナ
イキスト特性となるようにパルス整形を行う。ナイキス
トフィルタ２８は、このパルス整形した信号の内、実部
信号をシンボルレートでリサンプリングした離散信号系
列を等化器２９に供給する。かかるナイキストフィルタ
２８の動作により、ＩＦ信号をサンプリングした際に生
じたイメージスペクトラムの除去が為される。等化器２
９は、かかるナイキストフィルタ２８から供給される離
散信号系列に対して等化処理を施すことにより、伝送路
で生じた妨害、及び装置内部で生じる歪み等を除去した
離散信号系列を出力する。シンボル値判定回路３０は、
この等化処理が施された受信離散信号系列が、多値（例
えば１６値）シンボル値の内のいずれのシンボル値に該
当するものであるかを判定し、このシンボル値に対応し
た符号化情報データを出力する。
【００１５】これら直交検波器２７、ナイキストフィル
タ２８、等化器２９及びシンボル値判定回路３０によ
り、上記ＩＦ離散系列から元の符号化情報データを復調
するというディジタルの復調手段を形成しているのであ
る。タイミングリカバリ回路２６は、上記離散複素基底
域系列Ｃkをナイキスト周波数を中心に検波し、この際
得られた信号に応じた分だけ位相補正したｎ・ｆS（ｎは
正の整数）なる周波数のサンプリングクロック信号を発
生して上記Ａ／Ｄ変換器２５に供給する。
タ２８、等化器２９及びシンボル値判定回路３０によ
り、上記ＩＦ離散系列から元の符号化情報データを復調
するというディジタルの復調手段を形成しているのであ
る。タイミングリカバリ回路２６は、上記離散複素基底
域系列Ｃkをナイキスト周波数を中心に検波し、この際
得られた信号に応じた分だけ位相補正したｎ・ｆS（ｎは
正の整数）なる周波数のサンプリングクロック信号を発
生して上記Ａ／Ｄ変換器２５に供給する。
【００１６】図４は、かかるタイミングリカバリ回路２
６の内部構成を示す図である。図４において、周波数変
換用複素系列発生器２６１は、以下に示される周波数変
換用複素系列ｐkを発生し、これを乗算器２６２に供給
する。
６の内部構成を示す図である。図４において、周波数変
換用複素系列発生器２６１は、以下に示される周波数変
換用複素系列ｐkを発生し、これを乗算器２６２に供給
する。
【００１７】
【数５】
ｐk＝exp｛−2π(ｆS／2ｆSP)ｊk｝ ・・・・(5)
ｊ ：虚数単位
ｆSP：サンプリング周波数
尚、かかる周波数変換用複素系列ｐkは、上記離散複素
基底域系列Ｃkの主側帯波スペクトラムが図５(a)に示さ
れるが如く正周波数側に存在する場合のものである。こ
こで、上記離散複素基底域系列Ｃkの主側帯波スペクト
ラムが図５(b)に示されるが如く負周波数側に存在する
場合には、周波数変換用複素系列発生器２６１は、以下
に示される周波数変換用複素系列ｐkを発生し、これを
乗算器２６２に供給する。
基底域系列Ｃkの主側帯波スペクトラムが図５(a)に示さ
れるが如く正周波数側に存在する場合のものである。こ
こで、上記離散複素基底域系列Ｃkの主側帯波スペクト
ラムが図５(b)に示されるが如く負周波数側に存在する
場合には、周波数変換用複素系列発生器２６１は、以下
に示される周波数変換用複素系列ｐkを発生し、これを
乗算器２６２に供給する。
【００１８】
【数６】
ｐk＝exp｛2π(ｆS／2ｆSP)ｊk｝ ・・・・(6)
乗算器２６２は、離散複素基底域系列Ｃkに上記周波数
変換用複素系列ｐkを複素乗算して得られた複素周波数
変換系列ｑkをＬＰＦ（low pass filter)２６３に供給
する。つまり、乗算器２６２は、離散複素基底域系列Ｃ
kのＶＳＢスペクトラム中のナイキスト周波数部が直流
成分となるように、離散複素基底域系列Ｃ kを複素周波
数変換して複素周波数変換系列ｑkを得るのである。か
かる動作により、後述のようにナイキスト周波数周辺の
余剰帯域に存在する送出シンボルタイミングに対応した
タイミング情報が、複素周波数変換系列ｑk中の直流複
素成分として抽出されることになる。ＬＰＦ２６３は、
後述する複素二乗演算回路２６４にて為される複素二乗
演算の際に折り返しが生じないように、上記複素周波数
変換系列ｑkの信号帯域をｆSP／２未満に制限した帯域
制限複素系列ｒkを複素二乗演算回路２６４に供給す
る。複素二乗演算回路２６４は、かかる帯域制限複素系
列ｒkを複素二乗演算して得られた複素二乗系列ｕkをＬ
ＰＦ（low pass filter)２６５に供給する。ＬＰＦ２６
５は、かかる複素二乗系列ｕk中の直流複素成分を抽出
して得られた直流二乗複素系列ｗkを位相角変換回路２
６６に供給する。位相角変換回路２６６は、上記直流二
乗複素系列ｗkを位相角に変換し、この位相角に対応し
たタイミング位相誤差ｄkをクロック発生回路２６７に
供給する。
変換用複素系列ｐkを複素乗算して得られた複素周波数
変換系列ｑkをＬＰＦ（low pass filter)２６３に供給
する。つまり、乗算器２６２は、離散複素基底域系列Ｃ
kのＶＳＢスペクトラム中のナイキスト周波数部が直流
成分となるように、離散複素基底域系列Ｃ kを複素周波
数変換して複素周波数変換系列ｑkを得るのである。か
かる動作により、後述のようにナイキスト周波数周辺の
余剰帯域に存在する送出シンボルタイミングに対応した
タイミング情報が、複素周波数変換系列ｑk中の直流複
素成分として抽出されることになる。ＬＰＦ２６３は、
後述する複素二乗演算回路２６４にて為される複素二乗
演算の際に折り返しが生じないように、上記複素周波数
変換系列ｑkの信号帯域をｆSP／２未満に制限した帯域
制限複素系列ｒkを複素二乗演算回路２６４に供給す
る。複素二乗演算回路２６４は、かかる帯域制限複素系
列ｒkを複素二乗演算して得られた複素二乗系列ｕkをＬ
ＰＦ（low pass filter)２６５に供給する。ＬＰＦ２６
５は、かかる複素二乗系列ｕk中の直流複素成分を抽出
して得られた直流二乗複素系列ｗkを位相角変換回路２
６６に供給する。位相角変換回路２６６は、上記直流二
乗複素系列ｗkを位相角に変換し、この位相角に対応し
たタイミング位相誤差ｄkをクロック発生回路２６７に
供給する。
【００１９】図６は、かかる位相角変換回路２６６の変
換関数として、imag(X)を用いた場合の位相比較特性を
示す図であり、図７は、位相角変換回路２６６の変換関
数として、tan-1{imag(X)／real(X)}を用いた場合の位
相比較特性を示す図である。これら周波数変換用複素系
列発生器２６１、乗算器２６２、ＬＰＦ２６３、複素二
乗演算回路２６４、ＬＰＦ２６５、及び位相角変換回路
２６６なる構成により、サンプリングクロックに生じた
位相誤差の検出を行うという本発明によるサンプリング
タイミング位相誤差検出器３００を形成している。
換関数として、imag(X)を用いた場合の位相比較特性を
示す図であり、図７は、位相角変換回路２６６の変換関
数として、tan-1{imag(X)／real(X)}を用いた場合の位
相比較特性を示す図である。これら周波数変換用複素系
列発生器２６１、乗算器２６２、ＬＰＦ２６３、複素二
乗演算回路２６４、ＬＰＦ２６５、及び位相角変換回路
２６６なる構成により、サンプリングクロックに生じた
位相誤差の検出を行うという本発明によるサンプリング
タイミング位相誤差検出器３００を形成している。
【００２０】クロック発生回路２６７は、例えば、図８
に示されるが如き、ループフィルタ２６８、Ｄ／Ａ変換
器２６９、ＬＰＦ（low pass filter)２７０、及びＶＣ
Ｏ（voltage controlled oscillator)２７１から構成さ
れ、上記タイミング位相誤差ｄkに応じたタイミング誤
差の分だけ位相補正したｎ・ｆS（ｎは正の整数）なる周
波数のサンプリングクロック信号を発生する。
に示されるが如き、ループフィルタ２６８、Ｄ／Ａ変換
器２６９、ＬＰＦ（low pass filter)２７０、及びＶＣ
Ｏ（voltage controlled oscillator)２７１から構成さ
れ、上記タイミング位相誤差ｄkに応じたタイミング誤
差の分だけ位相補正したｎ・ｆS（ｎは正の整数）なる周
波数のサンプリングクロック信号を発生する。
【００２１】次に、かかるタイミングリカバリ回路２６
の動作原理について述べる。先ず、上述した如く、基底
域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)は、
の動作原理について述べる。先ず、上述した如く、基底
域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)は、
【００２２】
【数７】
である。
【００２３】すなわち、基底域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)
は、送出シンボル系列ａkを送出ＶＳＢパルスｙ(t) で
ＰＡＭ（pulse amplitude modulation)したものであ
る。ここで、送出ＶＳＢパルスｙ(t)は複素基底域ＶＳ
Ｂパルスであり、そのフーリエ変換Ｈ(ω)を、図９に示
されるが如き純実数関数であると仮定する。更に、ｙ
(t)は位相直線、遅延ゼロであると仮定する。
は、送出シンボル系列ａkを送出ＶＳＢパルスｙ(t) で
ＰＡＭ（pulse amplitude modulation)したものであ
る。ここで、送出ＶＳＢパルスｙ(t)は複素基底域ＶＳ
Ｂパルスであり、そのフーリエ変換Ｈ(ω)を、図９に示
されるが如き純実数関数であると仮定する。更に、ｙ
(t)は位相直線、遅延ゼロであると仮定する。
【００２４】基底域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)は、送信側に
おいて送出シンボル周波数ｆSの定倍（ｎ倍：ｎ≧２）
のサンプリング周波数ｆSPでサンプリングされる。従っ
て、以下に示される離散複素基底域系列Ｃkが、図４に
示されるが如き構成を有するタイミングリカバリ回路２
６に供給されることになる。
おいて送出シンボル周波数ｆSの定倍（ｎ倍：ｎ≧２）
のサンプリング周波数ｆSPでサンプリングされる。従っ
て、以下に示される離散複素基底域系列Ｃkが、図４に
示されるが如き構成を有するタイミングリカバリ回路２
６に供給されることになる。
【００２５】
【数８】
Ｃk＝ｇ(ｋ・TSP＋τ) ・・・・(8)
TSP＝1/ｆSP＝T/ｎ、ｎ≧２
τ：サンプリングタイミング位相
ここで、図４におけるＬＰＦ２６３の伝達関数Ｅ(ω)
は、
は、
【００２６】
【数９】
Ｅ(ω)＝｜Ｅ(ω)｜exp｛ｊθE(ω)｝ ・・・・(9)
θE(ω)＝−θE(−ω) ・・・・(10)
である。この際、｜Ｅ(ω)｜は、伝達関数のゲイン部で
あり、図１０に示されるが如き特性を有するものとす
る。又、θE(ω)は、伝達関数の位相部でありωの奇関
数であるとする。
あり、図１０に示されるが如き特性を有するものとす
る。又、θE(ω)は、伝達関数の位相部でありωの奇関
数であるとする。
【００２７】送出シンボル系列ａkの離散フーリエ変換
をＡ(ω)、基底域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)のフーリエ変換
をＧ(ω)とすれば、上記式(7)に示されるＰＡＭ過程
は、
をＡ(ω)、基底域ＶＳＢ変調信号ｇ(t)のフーリエ変換
をＧ(ω)とすれば、上記式(7)に示されるＰＡＭ過程
は、
【００２８】
【数１０】
Ｇ(ω)＝Ｈ(ω)Ａ(ω) ・・・・(11)
と表すことが出来る。又、離散複素基底域系列Ｃkの離
散フーリエ変換をＣ(ω)とすれば、上記式(8)に示され
る標本過程は、
散フーリエ変換をＣ(ω)とすれば、上記式(8)に示され
る標本過程は、
【００２９】
【数１１】
となる。
【００３０】ここで、Ｈ(ω)は図９に示されるが如き範
囲｛−0.1ｆS〜0.6ｆS｝にて帯域制限されているので、
サンプリング周波数ｆSP＝ｎｆSなるサンプリング周波
数にてサンプリングしても折り返しは生じない。従っ
て、離散複素基底域系列Ｃkの離散フーリエ変換Ｃ(ω)
は、
囲｛−0.1ｆS〜0.6ｆS｝にて帯域制限されているので、
サンプリング周波数ｆSP＝ｎｆSなるサンプリング周波
数にてサンプリングしても折り返しは生じない。従っ
て、離散複素基底域系列Ｃkの離散フーリエ変換Ｃ(ω)
は、
【００３１】
【数１２】
Ｃ(ω)＝Ｇ(ω)exp（−ｊωτ） ・・・・(13)
（-ωSP/2）＜ω＜（ωSP/2）
となる。図４における乗算器２６２は、かかる離散複素
基底域系列Ｃkに、上述した如き周波数変換用複素系列
ｐk＝exp｛−2π(ｆS／2ｆSP)ｊk｝を複素乗算して、次
式にて示される複素周波数変換系列ｑkを得る。
基底域系列Ｃkに、上述した如き周波数変換用複素系列
ｐk＝exp｛−2π(ｆS／2ｆSP)ｊk｝を複素乗算して、次
式にて示される複素周波数変換系列ｑkを得る。
【００３２】
【数１３】
ｑk＝Ｃk・exp｛−2π(ｆS／2ｆSP)ｊk｝ ・・・・(14)
ここで、かかる複素周波数変換系列ｑkの離散フーリエ
変換をＯ(ω)とすれば上記過程は、
変換をＯ(ω)とすれば上記過程は、
【００３３】
【数１４】
Ｏ(ω)＝Ｃ(ω＋ωS/2） ・・・・(15)
ωS＝2πｆS
と表せる。次に、図４におけるＬＰＦ２６３は、かかる
複素周波数変換系列ｑkに対して帯域制限を施した帯域
制限複素系列ｒkを得る。
複素周波数変換系列ｑkに対して帯域制限を施した帯域
制限複素系列ｒkを得る。
【００３４】この際、かかる帯域制限複素系列ｒkの離
散フーリエ変換をＲ(ω)とすれば、ＬＰＦ２６３の伝達
関数が上述した如くＥ(ω)であることから、
散フーリエ変換をＲ(ω)とすれば、ＬＰＦ２６３の伝達
関数が上述した如くＥ(ω)であることから、
【００３５】
【数１５】
Ｒ(ω)＝Ｅ(ω)Ｏ(ω) ・・・・(16)
となる。よって、かかる数式に上記式(11)、(13)及び(1
5)を代入すると、
5)を代入すると、
【００３６】
【数１６】
Ｒ(ω)＝｜Ｅ(ω)｜exp｛ｊθE(ω)｝Ｂ(ω)
Ｈ(ω＋ωS/2）exp｛−ｊ(ω＋ωS／2)τ｝・・・・(17)
ただし、
【００３７】
【数１７】
Ｂ(ω)＝Ａ(ω＋ωS/2） ・・・・(18)
であり、ωの範囲は、
【００３８】
【数１８】
｛(-ωSP/2)-(ωS/2)｝＜ω＜｛(ωSP/2)-(ωS/2)｝ ・・・・(19)
とする。ここで、上記Ａ(ω）は、送出シンボル周波数
ｆS毎に発生するという送出シンボル系列ａkの離散フー
リエ変換であるから、
ｆS毎に発生するという送出シンボル系列ａkの離散フー
リエ変換であるから、
【００３９】
【数１９】
Ａ(ω）＝Ａ(−ω） ・・・・(20)
Ａ(ω）＝Ａ(ω−LωS） ・・・・(21)
L：任意の自然数
が成立する。
【００４０】上記式(18)、(20)及び(21)より、
【００４１】
【数２０】
Ｂ(ω）＝Ｂ(−ω） ・・・・(22)
Ｂ(ω）＝Ｂ(ω−LωS） ・・・・(23)
L：任意の自然数
が得られる。
【００４２】次に、図４における複素二乗演算回路２６
４は、かかる帯域制限複素系列ｒkを複素二乗して複素
二乗系列ｕkを求める。この際、かかる複素二乗系列ｕk
の離散フーリエ変換をＵ(ω)とすれば、時間領域での乗
算は周波数領域での畳み込みであることから、
４は、かかる帯域制限複素系列ｒkを複素二乗して複素
二乗系列ｕkを求める。この際、かかる複素二乗系列ｕk
の離散フーリエ変換をＵ(ω)とすれば、時間領域での乗
算は周波数領域での畳み込みであることから、
【００４３】
【数２１】
となる。
【００４４】ここで、かかる複素二乗系列ｕkの直流成
分に着目すると、
分に着目すると、
【００４５】
【数２２】
となる。
【００４６】この際、積分範囲Ｘ0を｛(−ωSP/2)−(ω
S/2)｝と定めれば、この積分区間内で上記式(17)が成立
するから、この積分範囲、及び上記式(15)、(22)及び(2
3)を上記式(25)に代入すると、
S/2)｝と定めれば、この積分区間内で上記式(17)が成立
するから、この積分範囲、及び上記式(15)、(22)及び(2
3)を上記式(25)に代入すると、
【００４７】
【数２３】
Ｕ(０)＝(１／2π)exp(−ｊωSτ）Ｚ ・・・・(26)
【数２４】
を得る。尚、かかる数式中、積分内の関数は全て純実数
であるから、Ｚも純実数である。
であるから、Ｚも純実数である。
【００４８】すなわち、図４の複素二乗演算回路２６４
から出力される複素二乗系列ｕkには、上式(25)にて示
される直流複素成分が重畳されていることになる。かか
る直流複素成分は、上記乗算器２６２にて、ナイキスト
周波数周辺の余剰帯域を周波数変換して得られたもので
あり、これは、前述した如く、送出シンボルのタイミン
グを示す情報に他ならない。そこで、図４におけるＬＰ
Ｆ２６５にて、かかる複素二乗系列ｕk中の直流複素成
分を抽出する。更に、位相角変換回路２６６にてこの直
流複素成分を位相角に変換することによりタイミング位
相誤差ｄkを得ているのである。
から出力される複素二乗系列ｕkには、上式(25)にて示
される直流複素成分が重畳されていることになる。かか
る直流複素成分は、上記乗算器２６２にて、ナイキスト
周波数周辺の余剰帯域を周波数変換して得られたもので
あり、これは、前述した如く、送出シンボルのタイミン
グを示す情報に他ならない。そこで、図４におけるＬＰ
Ｆ２６５にて、かかる複素二乗系列ｕk中の直流複素成
分を抽出する。更に、位相角変換回路２６６にてこの直
流複素成分を位相角に変換することによりタイミング位
相誤差ｄkを得ているのである。
【００４９】すなわち、上記サンプリングタイミング位
相誤差検出器３００においては、直交検波器２７にて得
られた離散複素基底域系列Ｃkに対して、ナイキスト周
波数を中心とした検波を実行して得られた信号をタイミ
ング位相誤差ｄkとしているのである。よって、かかる
タイミングリカバリ回路２６によれば、送出シンボルに
同期したタイミングクロック信号が重畳されていない多
値ＶＳＢ変調信号からでも、この送出シンボルに同期し
たサンプリングクロック信号を自己生成することが出来
るのである。
相誤差検出器３００においては、直交検波器２７にて得
られた離散複素基底域系列Ｃkに対して、ナイキスト周
波数を中心とした検波を実行して得られた信号をタイミ
ング位相誤差ｄkとしているのである。よって、かかる
タイミングリカバリ回路２６によれば、送出シンボルに
同期したタイミングクロック信号が重畳されていない多
値ＶＳＢ変調信号からでも、この送出シンボルに同期し
たサンプリングクロック信号を自己生成することが出来
るのである。
【００５０】尚、上記実施例においては、直交検波器２
７にて得られた離散複素基底域系列Ｃkに対して、ナイ
キスト周波数を中心とした検波を実行する構成としてい
るが、図１１に示されるが如く、Ａ／Ｄ変換器２５から
のＩＦ離散系列に対してナイキスト周波数を中心とした
検波を実行するようにしても同様にタイミング位相誤差
を検出することが出来る。
７にて得られた離散複素基底域系列Ｃkに対して、ナイ
キスト周波数を中心とした検波を実行する構成としてい
るが、図１１に示されるが如く、Ａ／Ｄ変換器２５から
のＩＦ離散系列に対してナイキスト周波数を中心とした
検波を実行するようにしても同様にタイミング位相誤差
を検出することが出来る。
【００５１】この際、タイミングリカバリ回路２６にお
ける周波数変換用複素系列発生器２６１は、以下に示さ
れる周波数変換用複素系列ｐkを発生し、これを乗算器
２６２に供給するのである。
ける周波数変換用複素系列発生器２６１は、以下に示さ
れる周波数変換用複素系列ｐkを発生し、これを乗算器
２６２に供給するのである。
【００５２】
【数２５】
ｐk＝exp｛−2π(ｆC＋0.5ｆS)／(2ｆSP)｝ ・・・(28)
ｆC ：搬送波周波数
ｆS ：送出シンボル周波数
ｆSP：サンプリング周波数
要するに、上記サンプリングタイミング位相誤差検出器
３００により、伝送されてくる多値ＶＳＢ変調信号をサ
ンプリングした離散系列に対して、ナイキスト周波数を
中心とした検波を実行することにより、送出シンボルの
タイミング位相誤差を検出し、このタイミング位相誤差
に応じた分だけ位相補正したサンプリングクロックにて
上記多値ＶＳＢ変調信号のサンプリングを行うような構
成であれば良いのである。
３００により、伝送されてくる多値ＶＳＢ変調信号をサ
ンプリングした離散系列に対して、ナイキスト周波数を
中心とした検波を実行することにより、送出シンボルの
タイミング位相誤差を検出し、このタイミング位相誤差
に応じた分だけ位相補正したサンプリングクロックにて
上記多値ＶＳＢ変調信号のサンプリングを行うような構
成であれば良いのである。
【００５３】尚、かかる図１１において、図３に示され
ている機能ブロックと同一機能を有する機能ブロックに
は同一符号を付してある。又、図４に示されている位相
角変換回路２６６の変換関数として図６に示される特性
のimag(X)を用いる場合には、タイミングリカバリ回路
２６を、図１２に示されるが如き構成にて実現出来る。
ている機能ブロックと同一機能を有する機能ブロックに
は同一符号を付してある。又、図４に示されている位相
角変換回路２６６の変換関数として図６に示される特性
のimag(X)を用いる場合には、タイミングリカバリ回路
２６を、図１２に示されるが如き構成にて実現出来る。
【００５４】図１２において、乗算器２６２ａは、多値
ＶＳＢ変調信号をサンプリングした離散系列に、上述し
た如き周波数変換用複素系列ｐkのCOS(コサイン）系列ｐk1
を乗算して得られた信号を実部信号としてＬＰＦ（low
pass filter)２６３ａに供給する。ＬＰＦ６３ａは、か
かる実部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器６５
に供給する。一方、乗算器２６２ｂは、上記離散系列
に、上記周波数変換用複素系列ｐkのSIN(サイン）系列ｐk2
を乗算して得られた信号を虚部信号としてＬＰＦ（low
pass filter)２６３ｂに供給する。ＬＰＦ２６３ｂは、
かかる虚部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器６
５に供給する。乗算器６５は、上記ＬＰＦ６２及び６４
各々から供給された信号同士を乗算して得られた信号を
タイミング位相誤差ｄkとしてクロック発生回路２６７
に供給する。クロック発生回路２６７は、かかるタイミ
ング位相誤差ｄkに応じたタイミング誤差の分だけ位相
補正したｎ・ｆS（ｎは正の整数）なる周波数のサンプリ
ングクロック信号を発生する。
ＶＳＢ変調信号をサンプリングした離散系列に、上述し
た如き周波数変換用複素系列ｐkのCOS(コサイン）系列ｐk1
を乗算して得られた信号を実部信号としてＬＰＦ（low
pass filter)２６３ａに供給する。ＬＰＦ６３ａは、か
かる実部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器６５
に供給する。一方、乗算器２６２ｂは、上記離散系列
に、上記周波数変換用複素系列ｐkのSIN(サイン）系列ｐk2
を乗算して得られた信号を虚部信号としてＬＰＦ（low
pass filter)２６３ｂに供給する。ＬＰＦ２６３ｂは、
かかる虚部信号から直流成分を抽出してこれを乗算器６
５に供給する。乗算器６５は、上記ＬＰＦ６２及び６４
各々から供給された信号同士を乗算して得られた信号を
タイミング位相誤差ｄkとしてクロック発生回路２６７
に供給する。クロック発生回路２６７は、かかるタイミ
ング位相誤差ｄkに応じたタイミング誤差の分だけ位相
補正したｎ・ｆS（ｎは正の整数）なる周波数のサンプリ
ングクロック信号を発生する。
【００５５】
【発明の効果】以上の如く、本発明においては、伝送さ
れてくるＶＳＢ変調信号のタイミングを反映する情報成
分がナイキスト周波数周辺の余剰帯域のみに存在すると
いうことに着目し、この情報成分を取り出すことによっ
て、サンプリングタイミングの位相誤差を検出するよう
にしている。
れてくるＶＳＢ変調信号のタイミングを反映する情報成
分がナイキスト周波数周辺の余剰帯域のみに存在すると
いうことに着目し、この情報成分を取り出すことによっ
て、サンプリングタイミングの位相誤差を検出するよう
にしている。
【００５６】よって、本発明によるサンプリングタイミ
ング位相誤差検出器によれば、送出シンボルに同期した
タイミングクロック信号が重畳されていない多値ＶＳＢ
変調信号からでも、この送出シンボルに位相同期したタ
イミングにてサンプリングを行うことが可能となる。従
って、タイミングクロック信号の伝送を不要とした高速
伝送を実現できるのである。
ング位相誤差検出器によれば、送出シンボルに同期した
タイミングクロック信号が重畳されていない多値ＶＳＢ
変調信号からでも、この送出シンボルに位相同期したタ
イミングにてサンプリングを行うことが可能となる。従
って、タイミングクロック信号の伝送を不要とした高速
伝送を実現できるのである。
【図１】ＶＳＢ特性を示す図である。
【図２】従来の多値ＶＳＢ復調器の構成を示す図であ
る。
る。
【図３】本発明によるサンプリングタイミング位相誤差
検出器を備えた多値ＶＳＢ復調器の構成を示す図であ
る。
検出器を備えた多値ＶＳＢ復調器の構成を示す図であ
る。
【図４】タイミングリカバリ回路２６の内部構成の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】離散複素基底域系列Ｃkの主側帯波スペクトラ
ムを示す図である。
ムを示す図である。
【図６】位相角変換回路２６６の変換関数としてimag
(X)を用いた場合の位相比較特性を示す図である。
(X)を用いた場合の位相比較特性を示す図である。
【図７】位相角変換回路２６６の変換関数としてtan
-1{imag(X)／real(X)}を用いた場合の位相比較特性を示
す図である。
-1{imag(X)／real(X)}を用いた場合の位相比較特性を示
す図である。
【図８】クロック発生回路２６７の内部構成を示す図で
ある。
ある。
【図９】送出ＶＳＢパルスｙ(t)のフーリエ変換Ｈ(ω)
を示す図である。
を示す図である。
【図１０】ＬＰＦ２６３の伝達関数Ｅ(ω)のゲイン特性
を示す図である。
を示す図である。
【図１１】多値ＶＳＢ復調器の他の構成を示す図であ
る。
る。
【図１２】タイミングリカバリ回路２６の内部構成の一
例を示す図である。
例を示す図である。
２１ チューナ
２４ ＢＰＦ
２５ Ａ／Ｄ変換器
２６ タイミングリカバリ回路
２７ 直交検波器
２８ ナイキストフィルタ
２６１ 周波数変換用複素系列発生回路
２６２ 乗算器
２６３ ＬＰＦ
２６４ 複素二乗演算回路
２６５ ＬＰＦ
２６６ 位相角変換回路
２６７ クロック発生回路
３００ サンプリングタイミング位相誤差検出器
Claims (5)
- 【請求項１】実数の送出シンボル系列をシンボル周波数
ｆSでＶＳＢ変調した多値ＶＳＢ変調信号を周波数ｎ・
ｆS（ｎは正の整数）でサンプリングした離散系列にお
けるサンプリングタイミングの位相誤差を検出するサン
プリングタイミング位相誤差検出器であって、 前記離散系列のナイキスト周波数ｆS/2が直流成分とな
るように前記離散系列を複素周波数変換して複素周波数
変換系列を得る周波数変換手段と、 前記複素周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系
列を求める複素二乗演算手段と、 前記複素二乗系列中から直流複素成分を抽出しこれを前
記位相誤差として得るフィルタとからなることを特徴と
するサンプリングタイミング位相誤差検出器。 - 【請求項２】前記周波数変換手段は、 exp｛−2πｊ(ｆC＋0.5ｆS)／(2ｆSP)｝ ｆC ：搬送波周波数 ｆS ：シンボル周波数 ｆSP：サンプリング周波数 で表される周波数変換用複素系列を発生する周波数変換
用複素系列発生器と、前記離散系列に前記周波数変換用
複素系列を乗算したものを前記複素周波数変換系列とし
て得る乗算器とからなることを特徴とする請求項１記載
のサンプリングタイミング位相誤差検出器。 - 【請求項３】実数の送出シンボル系列をシンボル周波数
ｆSでＶＳＢ変調した多値ＶＳＢ変調信号を周波数ｎ・
ｆS（ｎは正の整数）でサンプリングした離散系列にお
けるサンプリングタイミングの位相誤差を検出するサン
プリングタイミング位相誤差検出器であって、 exp｛−2πｊ(ｆC＋0.5ｆS)／(2ｆSP)｝ ｆC ：搬送波周波数 ｆS ：シンボル周波数 ｆSP：サンプリング周波数 で表されるコサイン周期系列及びサイン周期系列を夫々
発生する周波数変換用複素系列発生器と、 前記離散系列に前記コサイン周期系列を乗算したものを
複素周波数変換系列の実部信号として得る第１乗算器
と、 前記離散系列に前記サイン周期系列を乗算したものを前
記複素周波数変換系列の虚部信号として得る第２乗算器
と、 前記実部信号及び前記虚部信号を互いに乗算して得られ
た信号を前記位相誤差として得る第３乗算器とからなる
ことを特徴とするサンプリングタイミング位相誤差検出
器。 - 【請求項４】情報データを多値シンボル値に変換した信
号をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変調した多値ＶＳＢ変
調信号を復調して前記情報データを得る多値ＶＳＢ復調
器であって、 前記多値ＶＳＢ変調信号をサンプリングクロック信号に
応じてサンプリングして離散系列に変換するサンプリン
グ手段と、 前記離散系列から前記情報データを復調する復調手段
と、 前記離散系列をナイキスト周波数ｆS/2を中心に検波し
て得られた信号に基づいて位相補正したｎ・ｆS（ｎは
正の整数）なる周波数のクロック信号を前記サンプリン
グクロック信号として発生するタイミングリカバリ回路
とからなることを特徴とする多値ＶＳＢ復調器。 - 【請求項５】前記タイミングリカバリ回路は、 前記離散系列中の前記ナイキスト周波数ｆＳ/2が直流成
分となるように前記離散系列を複素周波数変換して複素
周波数変換系列を得る周波数変換手段と、 前記複素周波数変換系列を複素二乗演算して複素二乗系
列を求める複素二乗演算手段と、 前記複素二乗系列中から直流複素成分を抽出するフィル
タと、 前記直流複素成分を位相角に変換して得られた信号をタ
イミング位相誤差信号とする位相角変換手段と、 前記タイミング位相誤差信号に応じた分だけ位相補正し
たｎ・ｆS（ｎは正の整数）なる周波数のクロック信号
を前記サンプリングクロック信号として発生するクロッ
ク発生手段とからなることを特徴とする請求項４記載の
多値ＶＳＢ復調器。
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