JPH0614627B2 - モデムのトレーニング方法 - Google Patents
モデムのトレーニング方法Info
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- JPH0614627B2 JPH0614627B2 JP60120840A JP12084085A JPH0614627B2 JP H0614627 B2 JPH0614627 B2 JP H0614627B2 JP 60120840 A JP60120840 A JP 60120840A JP 12084085 A JP12084085 A JP 12084085A JP H0614627 B2 JPH0614627 B2 JP H0614627B2
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔目次〕 概要 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする問題点 問題点を解決するための手段（第１図） 作用 実施例 (a)第１の発明の一実施例の説明 （第２図，第３図，第４図，第５図） (b)モデム受信部の構成及び動作の説明 （第６図，第７図，第８図，第９図） (c)モデム受信部の要部構成の説明 （第１０図，第１１図，第１２図） (d)モデム受信部の要部構成の動作の説明 （第１３図，第１４図，第１５図） (e)第１の発明の他の実施例の説明 （第１６図） (f)第２の発明の一実施例の説明 （第１７図） 発明の効果 〔概要〕 一のモデムから他のモデムにトレーニング信号を送信し
てデータ伝送に先立って他のモデムをトレーニングする
トレーニング方法において，一のモデムから時間的にず
れた２つのインパルス再生可能なトレーニング信号を送
信し，該他のモデムはトレーニング信号から再生したイ
ンパルスの時間差からＲＳ−ＣＳ時間等の識別情報を抽
出することによって，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮を図るもの
である。
てデータ伝送に先立って他のモデムをトレーニングする
トレーニング方法において，一のモデムから時間的にず
れた２つのインパルス再生可能なトレーニング信号を送
信し，該他のモデムはトレーニング信号から再生したイ
ンパルスの時間差からＲＳ−ＣＳ時間等の識別情報を抽
出することによって，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮を図るもの
である。
本発明は，一方のモデムから他のモデムにトレーニング
信号を送信して，データ伝送に先立って他のモデムを回
線特性に適合させるトレーニングを行なうモデムのトレ
ーニング方法に関し，特にファーストポーリングモデム
におけるＲＳ−ＣＳ時間を短縮することのできるモデム
のトレーニング方法に関する。
信号を送信して，データ伝送に先立って他のモデムを回
線特性に適合させるトレーニングを行なうモデムのトレ
ーニング方法に関し，特にファーストポーリングモデム
におけるＲＳ−ＣＳ時間を短縮することのできるモデム
のトレーニング方法に関する。
近年のデータ通信技術の発展は目覚しく，特に回線の両
端に設けられるモデム（変復調装置）のトレーニング
（回線特性の適合）時間の短縮が求められている。例え
ば，マルチポイント通信システムにおいては，第１８図
(A)に示す如く，親局ＰＳが回線Ｌを介して複数の子局
ＣＳ１〜ＣＳｎと接続され，親局ＰＳが各子局ＣＳ１〜
ＣＳｎに対し下り回線を介し順番にポーリングを行う。
ポーリングを受けた子局は上り回線より，送信有／無の
応答を親局ＰＳに返答し，送信有なら引き続いて送信デ
ータの送信を行なう。この下り回線は親局ＰＳが常時ポ
ーリングを行っているから，常時キャリアが送出されて
おり，これによって子局ＣＳ１〜ＣＳｎのモデムＭＯＤ
ＥＭがトレーニングできる。
端に設けられるモデム（変復調装置）のトレーニング
（回線特性の適合）時間の短縮が求められている。例え
ば，マルチポイント通信システムにおいては，第１８図
(A)に示す如く，親局ＰＳが回線Ｌを介して複数の子局
ＣＳ１〜ＣＳｎと接続され，親局ＰＳが各子局ＣＳ１〜
ＣＳｎに対し下り回線を介し順番にポーリングを行う。
ポーリングを受けた子局は上り回線より，送信有／無の
応答を親局ＰＳに返答し，送信有なら引き続いて送信デ
ータの送信を行なう。この下り回線は親局ＰＳが常時ポ
ーリングを行っているから，常時キャリアが送出されて
おり，これによって子局ＣＳ１〜ＣＳｎのモデムＭＯＤ
ＥＭがトレーニングできる。
一方，上り回線においては，子局はポーリングを受けた
時，装置側からの送信要求ＲＳに応じてモデムＭＯＤＥ
Ｍトレーニング信号ＴＲを上り回線より親局ＰＳのモデ
ムＭＯＤＥＭに送信し，親局ＰＳのモデムＭＯＤＥＭを
トレーニングし，子局のモデムＭＯＤＥＭは親局ＰＳの
モデムＭＯＤＥＭのトレーニング終了をみはからって送
信許可ＣＳを装置側へ出力し，応答及びデータの送信を
可能とする。
時，装置側からの送信要求ＲＳに応じてモデムＭＯＤＥ
Ｍトレーニング信号ＴＲを上り回線より親局ＰＳのモデ
ムＭＯＤＥＭに送信し，親局ＰＳのモデムＭＯＤＥＭを
トレーニングし，子局のモデムＭＯＤＥＭは親局ＰＳの
モデムＭＯＤＥＭのトレーニング終了をみはからって送
信許可ＣＳを装置側へ出力し，応答及びデータの送信を
可能とする。
このような通信システムにおいて用いられるモデムに
は，ファーストポーリングモデムと称され，この送信要
求ＲＳから送信許可ＣＳまでの時間はＲＳ−ＣＳ時間と
称されトレーニング信号のパターン及び時間長を識別す
る情報である。ＲＳ−ＣＳ時間はトレーニングに要する
時間に依存し，この時間が長いと前述の通信システムに
おけるポーリングセレクティングにおいては，上り回線
はトレーニング時間が過半数を占め，通信効率が悪くな
り，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が求められている。
は，ファーストポーリングモデムと称され，この送信要
求ＲＳから送信許可ＣＳまでの時間はＲＳ−ＣＳ時間と
称されトレーニング信号のパターン及び時間長を識別す
る情報である。ＲＳ−ＣＳ時間はトレーニングに要する
時間に依存し，この時間が長いと前述の通信システムに
おけるポーリングセレクティングにおいては，上り回線
はトレーニング時間が過半数を占め，通信効率が悪くな
り，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が求められている。
係るトレーニングに要する時間は，回線特性によって変
化し一般に子局と親局の距離に依存する。即ち，長距離
であればインパルス応答は長く振動するから，それだけ
長いトレーニング時間を要し，近距離ではインパルス応
答は収れんするから短いトレーニング時間でよい。
化し一般に子局と親局の距離に依存する。即ち，長距離
であればインパルス応答は長く振動するから，それだけ
長いトレーニング時間を要し，近距離ではインパルス応
答は収れんするから短いトレーニング時間でよい。
このため，第１８図(B)に示す如く，子局ＣＳ１〜ＣＳ
ｎは親局ＰＳとの距離に応じてトレーニング信号ＴＲ
１，ＴＲ２，ＴＲ３…の期間長を変え，親局ＰＳのモデ
ムＭＯＤＥＭに距離に依存しない最適なトレーニングを
行なわせるようにしてデータ品質を良好にしている。
ｎは親局ＰＳとの距離に応じてトレーニング信号ＴＲ
１，ＴＲ２，ＴＲ３…の期間長を変え，親局ＰＳのモデ
ムＭＯＤＥＭに距離に依存しない最適なトレーニングを
行なわせるようにしてデータ品質を良好にしている。
このようなトレーニング信号の期間長は，子局において
任意に設定でき，子局は親局との距離に応じ最適なトレ
ーニングが実行できるように設定している。
任意に設定でき，子局は親局との距離に応じ最適なトレ
ーニングが実行できるように設定している。
一方，親局は，係るトレーニング信号のパターン及び期
間長，即ちＲＳ−ＣＳ時間を認識できないと，トレーニ
ングを円滑に行なえないから，子局はトレーニング信号
にＲＳ−ＣＳ時間情報を含ませて親局へ送信を行なう。
間長，即ちＲＳ−ＣＳ時間を認識できないと，トレーニ
ングを円滑に行なえないから，子局はトレーニング信号
にＲＳ−ＣＳ時間情報を含ませて親局へ送信を行なう。
このため，従来のトレーニング信号は特許出願公開昭５
８−１２１８３８号公報（特許出願昭５６−２１４６０
４号）等に見られる様に，トレーニング信号の再生イン
パルスの絶対時間によって係るＲＳ−ＣＳ時間情報を含
ませている。
８−１２１８３８号公報（特許出願昭５６−２１４６０
４号）等に見られる様に，トレーニング信号の再生イン
パルスの絶対時間によって係るＲＳ−ＣＳ時間情報を含
ませている。
即ち，第１８図(C)に示す如くトレーニング信号は，Ｃ
Ｄ検出及びＡＧＣ調整を行なわせるためのトーン信号で
構成される第１のパターンＴＰ１と，タイミング引込み
のためのπ／π信号とで構成される第２のパターンＴＰ
２，等化器調整のためのインパルスを再生できる第３の
パターンＴＰ３を有しており，ＲＳ−ＣＳ時間情報は第
３のパターンＴＰ３のインパルスの現われる絶対時間で
示している。
Ｄ検出及びＡＧＣ調整を行なわせるためのトーン信号で
構成される第１のパターンＴＰ１と，タイミング引込み
のためのπ／π信号とで構成される第２のパターンＴＰ
２，等化器調整のためのインパルスを再生できる第３の
パターンＴＰ３を有しており，ＲＳ−ＣＳ時間情報は第
３のパターンＴＰ３のインパルスの現われる絶対時間で
示している。
即ち，係るトレーニング信号を受信するモデム受信部に
おいては，トレーニング信号の先頭によって得られるＣ
Ｄ信号（キャリアデテクト信号）の立上りを基準に第３
のパターンのインパルス再生による再生インパルスの現
われる絶対時間T1,T2,T3によってＲＳ−ＣＳ時間情報を
得ていた。
おいては，トレーニング信号の先頭によって得られるＣ
Ｄ信号（キャリアデテクト信号）の立上りを基準に第３
のパターンのインパルス再生による再生インパルスの現
われる絶対時間T1,T2,T3によってＲＳ−ＣＳ時間情報を
得ていた。
従って，従来の方法では，第３のパターンＴＰ３の再生
インパルスの時間位置を，第１８図(C)の如く子局の親
局に対する距離に応じてT1,T2,T3の如く変え，ＲＳ−Ｃ
Ｓ時間の混在を可能としていた。
インパルスの時間位置を，第１８図(C)の如く子局の親
局に対する距離に応じてT1,T2,T3の如く変え，ＲＳ−Ｃ
Ｓ時間の混在を可能としていた。
しかしながら，従来の方法では，親局側で係るT1,T2,T3
を区別できるように，この差を大きくとる必要があり，
例えば子局３の第３のパターンＴＰ３は本来の等化に必
要な時間以上に長くとる必要があるという問題があり，
更にＣＤ信号はトレーニング信号のエネルギーを検出し
て得るため，立上りにバラツキがあり，このことを考慮
すると，T2とT1の差t1及びT3とT2の差t2をある程度大き
くとらねばならず，従って，子局２以降の第３のパター
ンＴＰ３は一層本来の等化に必要な時間以上に長くとら
ねばならないという問題があった。
を区別できるように，この差を大きくとる必要があり，
例えば子局３の第３のパターンＴＰ３は本来の等化に必
要な時間以上に長くとる必要があるという問題があり，
更にＣＤ信号はトレーニング信号のエネルギーを検出し
て得るため，立上りにバラツキがあり，このことを考慮
すると，T2とT1の差t1及びT3とT2の差t2をある程度大き
くとらねばならず，従って，子局２以降の第３のパター
ンＴＰ３は一層本来の等化に必要な時間以上に長くとら
ねばならないという問題があった。
このため，ＲＳ−ＣＳ時間が短縮できず，回線効率の向
上が困難であった。
上が困難であった。
本発明は，ＲＳ−ＣＳ時間を短縮し，回線効率を向上し
うるモデムのトレーニング方法を提供することを目的と
する。
うるモデムのトレーニング方法を提供することを目的と
する。
第１図は本発明の原理説明図である。
第１図(A)は第１の発明の原理説明図である。
第１の発明では，トレーニング信号ＴＲとして，時間的
にずれた２つのインパルスの再生ができ且つタイミング
成分を含むパターンを用い，これを送信している。この
トレーニング信号ＴＲから再生されたインパルスは，時
間Ｔだけずれた２つのインパルスを示す。従って，この
時間差ＴによってＲＳ−ＣＳ時間を示すことができる。
にずれた２つのインパルスの再生ができ且つタイミング
成分を含むパターンを用い，これを送信している。この
トレーニング信号ＴＲから再生されたインパルスは，時
間Ｔだけずれた２つのインパルスを示す。従って，この
時間差ＴによってＲＳ−ＣＳ時間を示すことができる。
又，トレーニング信号は，２つのインパルスによって等
化調整ができ，且つタイミング成分を含んでいるのでタ
イミング引込みも可能である。
化調整ができ，且つタイミング成分を含んでいるのでタ
イミング引込みも可能である。
第１図(B)は第２の発明の原理説明図である。
第２の発明では，トレーニング信号ＴＲとして，ＡＧ
Ｃ，タイミング調整のパターンＴＰ１，ＴＰ２に加え
て，時間的にずれた２つのインパルスの再生ができるパ
ターンＴＰ３を用い，これを送信している。
Ｃ，タイミング調整のパターンＴＰ１，ＴＰ２に加え
て，時間的にずれた２つのインパルスの再生ができるパ
ターンＴＰ３を用い，これを送信している。
このトレーニング信号ＴＲのパターンＴＰ３から再生さ
れたインパルスは，時間Ｔだけずれた２つのインパルス
を示し，この時間差ＴによってＲＳ−ＣＳ時間を示すこ
とができ，従来と同様パターンＴＰ１〜ＴＰ３によって
ＡＧＣ，タイミング，等化調整ができる。
れたインパルスは，時間Ｔだけずれた２つのインパルス
を示し，この時間差ＴによってＲＳ−ＣＳ時間を示すこ
とができ，従来と同様パターンＴＰ１〜ＴＰ３によって
ＡＧＣ，タイミング，等化調整ができる。
本発明は，基本的には，ＲＳ−ＣＳ時間情報をインパル
スの絶対時間位置で示すのではなく，２つのインパルス
の相対時間差によって示すようにしている。
スの絶対時間位置で示すのではなく，２つのインパルス
の相対時間差によって示すようにしている。
従って，ＣＤ検出のバラツキの影響を受けないため，こ
の時間差は認識できる最小値でよく，ＲＳ−ＣＳ時間の
短縮ができる。
の時間差は認識できる最小値でよく，ＲＳ−ＣＳ時間の
短縮ができる。
又，２つのインパルスを再生できるので，等化引込みが
その平均値で実行できるから，最適な等化引込みができ
Ｓ／Ｎ比の向上が得られる。
その平均値で実行できるから，最適な等化引込みができ
Ｓ／Ｎ比の向上が得られる。
第１の発明では係るトレーニング信号にタイミング成分
を含んでいるので第１図(A)のトレーニング信号ＴＲを
送信するだけで，モデム受信器の主要部のトレーニング
ができ，特別にＡＧＣ，タイミング用のトレーニングパ
ターンを要しないので大幅なＲＳ−ＣＳ時間の短縮がで
きる。
を含んでいるので第１図(A)のトレーニング信号ＴＲを
送信するだけで，モデム受信器の主要部のトレーニング
ができ，特別にＡＧＣ，タイミング用のトレーニングパ
ターンを要しないので大幅なＲＳ−ＣＳ時間の短縮がで
きる。
一方，第２の発明では，ＲＳ−ＣＳ時間を短縮しながら
従来と代りなくトレーニング動作が実行できる。
従来と代りなくトレーニング動作が実行できる。
(a)第１の発明の一実施例の説明 第２図は本発明の一実施例構成図，第３図はトレーニン
グパターンの説明図，第４図はインパルス再生の説明図
である。
グパターンの説明図，第４図はインパルス再生の説明図
である。
第２図において，一方のモデムの送信器ＭＤ１は送信要
求信号ＲＳを受けたとき，トレーニングデータ発生部Ｔ
ＲＧにおいてトレーニングデータを発生し変調部ＭＯＤ
に供給する。変調部ＭＯＤは，キャリア信号発生部ＣＲ
Ｇからのキャリア信号をこのトレーニングデータに基づ
いて直交振幅変調（ＱＡＭ）して，伝送路Ｌを介して他
方のモデムの受信器ＭＤ２に送出する。受信器ＭＤ２に
おいては，受信されたトレーニング信号に基づいてデー
タ受信のための初期状態の設定を行う。この初期状態の
設定が完了するのを見込んで送信器ＭＤ１は，送信許可
信号ＣＳを発生し，送信データＳＤにより変調された信
号を受信器ＭＤ２に送出しはじめる。
求信号ＲＳを受けたとき，トレーニングデータ発生部Ｔ
ＲＧにおいてトレーニングデータを発生し変調部ＭＯＤ
に供給する。変調部ＭＯＤは，キャリア信号発生部ＣＲ
Ｇからのキャリア信号をこのトレーニングデータに基づ
いて直交振幅変調（ＱＡＭ）して，伝送路Ｌを介して他
方のモデムの受信器ＭＤ２に送出する。受信器ＭＤ２に
おいては，受信されたトレーニング信号に基づいてデー
タ受信のための初期状態の設定を行う。この初期状態の
設定が完了するのを見込んで送信器ＭＤ１は，送信許可
信号ＣＳを発生し，送信データＳＤにより変調された信
号を受信器ＭＤ２に送出しはじめる。
送信器ＭＤ１の変調部ＭＯＤは，キャリア発生部ＴＲＧ
からのキャリア信号を，例えば，第３図(A)に示される
ように，１６値に直交振幅変調する。なお，第３図(A)
に示される各信号点は，変調される信号の振幅および位
相に対応するものであり，複素数表示することが可能で
ある。
からのキャリア信号を，例えば，第３図(A)に示される
ように，１６値に直交振幅変調する。なお，第３図(A)
に示される各信号点は，変調される信号の振幅および位
相に対応するものであり，複素数表示することが可能で
ある。
第２図の受信器ＭＤ２は，送信器ＭＤ１から伝送された
信号を受信して復調する復調部ＤＥＭ，復調部ＤＥＭに
おいて復調されたトレーニングデータ中から単一パルス
（インパルス）信号に対応する信号を抽出する単一パル
ス抽出部ＩＭＰ，抽出された２つの単一パルス信号の時
間差よりＲＳ−ＣＳ時間情報を抽出し且つトレーニング
データと単一パルスによりトレーニングされる信号再生
部ＳＲＣを有している。
信号を受信して復調する復調部ＤＥＭ，復調部ＤＥＭに
おいて復調されたトレーニングデータ中から単一パルス
（インパルス）信号に対応する信号を抽出する単一パル
ス抽出部ＩＭＰ，抽出された２つの単一パルス信号の時
間差よりＲＳ−ＣＳ時間情報を抽出し且つトレーニング
データと単一パルスによりトレーニングされる信号再生
部ＳＲＣを有している。
トレーニングパターンは第３図(B)に示す如く３つのセ
グメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３から構成され
る。
グメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３から構成され
る。
トレーニングパターンの最初の送出パターンであるセグ
メントＳＥＧ１は，次の条件を満足するものが望まし
い。
メントＳＥＧ１は，次の条件を満足するものが望まし
い。
ＣＤ検出が容易なこと ＡＧＣ（自動利得制御）引込みが高速に可能なこと
（即ち，回線レベルの情報が正確にとり出せること） タイミング成分があること， である。
（即ち，回線レベルの情報が正確にとり出せること） タイミング成分があること， である。
従来のトーンは単一スペクトラムであるから，タイミン
グ成分がなく，π／π信号（第３図(A)の１８０°ずれ
た一対の信号）はＣＤ検出，ＡＧＣ引込みが困難であ
る。
グ成分がなく，π／π信号（第３図(A)の１８０°ずれ
た一対の信号）はＣＤ検出，ＡＧＣ引込みが困難であ
る。
従って，これら３条件を満足するものは第３図(A)の位
相が９０°ずれ同一の振幅Ａ点Ｂ点の交互のパターンで
あり，セグメントＳＥＧ１のトレーニング開始パターン
はＡＢパターンとする。
相が９０°ずれ同一の振幅Ａ点Ｂ点の交互のパターンで
あり，セグメントＳＥＧ１のトレーニング開始パターン
はＡＢパターンとする。
次に，セグメントＳＥＧ２はセグメントＳＥＧ１との間
で第１のインパルスが再生可能なパターンである必要が
ある。
で第１のインパルスが再生可能なパターンである必要が
ある。
一方，受信側のインパルス再生アルゴリズムは，第４図
に示す如く，入力である受信信号をタップＴ１で１シン
ボル分遅延させ，受信信号との和を加算部Ａ１でとり，
更にこれをタップＴ２で１シンボル分遅延させ，加算出
力から加算部Ａ２で差をとることにより，インパルス再
生する。
に示す如く，入力である受信信号をタップＴ１で１シン
ボル分遅延させ，受信信号との和を加算部Ａ１でとり，
更にこれをタップＴ２で１シンボル分遅延させ，加算出
力から加算部Ａ２で差をとることにより，インパルス再
生する。
従って，ＳＥＧ２をＣＤＥＦＧＨと仮称すると，ＳＥＧ
１とＳＥＧ２から成る入力ＩＮは， Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ となり，１シンボルシフトすると Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ となる。
１とＳＥＧ２から成る入力ＩＮは， Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ となり，１シンボルシフトすると Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ となる。
従って，加算出力は，Ａ，（Ａ＋Ｂ），（Ａ＋Ｂ），
（Ａ＋Ｂ），（Ａ＋Ｂ），（Ａ＋Ｂ），（Ｃ＋Ｂ），
（Ｄ＋Ｃ），（Ｅ＋Ｄ），（Ｆ＋Ｅ），（Ｇ＋Ｆ），
（Ｈ＋Ｇ），Ｈとなる。
（Ａ＋Ｂ），（Ａ＋Ｂ），（Ａ＋Ｂ），（Ｃ＋Ｂ），
（Ｄ＋Ｃ），（Ｅ＋Ｄ），（Ｆ＋Ｅ），（Ｇ＋Ｆ），
（Ｈ＋Ｇ），Ｈとなる。
更に加算出力を１シンボル分シフトして差をとると，差
の出力は， Ａ，−Ｂ，０，０，０，０，（Ｃ−Ａ），（Ｄ−Ｂ），
（Ｅ−Ｃ），（Ｆ−Ｄ），（Ｇ−Ｅ），（Ｈ−Ｆ），−
Ｇ，−Ｈ となる。
の出力は， Ａ，−Ｂ，０，０，０，０，（Ｃ−Ａ），（Ｄ−Ｂ），
（Ｅ−Ｃ），（Ｆ−Ｄ），（Ｇ−Ｅ），（Ｈ−Ｆ），−
Ｇ，−Ｈ となる。
従って，第１のインパルスが再生されるためには， Ｃ−Ａ＝Ｚ ∴Ｃ＝−Ａ Ｄ−Ｂ＝０ ∴Ｄ＝Ｂ Ｅ−Ｃ＝０ ∴Ｅ＝Ｃ＝−Ａ Ｆ−Ｄ＝０ ∴Ｆ＝Ｄ＝Ｂ Ｇ−Ｅ＝０ ∴Ｇ＝Ｃ＝−Ａ Ｈ−Ｆ＝０ ∴Ｈ＝Ｆ＝Ｂ となる。
ここで，Ｃ−Ａのパワーを最大とする点はＣ＝−Ａとな
る。即ち，第３図(A)の位相面において，Ｃ点はＡ点の
１８０°回転した点である。
る。即ち，第３図(A)の位相面において，Ｃ点はＡ点の
１８０°回転した点である。
従ってＳＥＧ２のパターンはＣＢパターンである。
このようにしてＳＥＧ１がＡＢパターン，ＳＥＧ２がＣ
Ｂパターンと決定されると，セグメントＳＥＧ３がセグ
メントＳＥＧ２との間で第２のインパルスが再生可能な
パターンとして同様にして求めると，ＤＣパターンとな
る。
Ｂパターンと決定されると，セグメントＳＥＧ３がセグ
メントＳＥＧ２との間で第２のインパルスが再生可能な
パターンとして同様にして求めると，ＤＣパターンとな
る。
従って，トレーニングパターンは第３図(A)の如くな
る。即ち，各セグメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３
内のパターンは第３図(A)の位相空間上で互いに直交し
た点で構成され且つセグメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，Ｓ
ＥＧ３間では，前のセグメントの構成点の１つが後のセ
グメントの構成点の１つに含まれていることである。
る。即ち，各セグメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３
内のパターンは第３図(A)の位相空間上で互いに直交し
た点で構成され且つセグメントＳＥＧ１，ＳＥＧ２，Ｓ
ＥＧ３間では，前のセグメントの構成点の１つが後のセ
グメントの構成点の１つに含まれていることである。
従って，ＳＥＧ２はＤ−Ｂ＝Ｚ（インパルス）とする
と，Ｄ＝−Ｂであり，Ｃ＝Ａ，Ｅ＝Ａ，Ｆ＝Ｄ＝−Ｂ，
Ｇ＝Ｅ＝Ａ，Ｈ＝Ｆ＝Ｄとなり，ＤＡパターンでもよ
い。
と，Ｄ＝−Ｂであり，Ｃ＝Ａ，Ｅ＝Ａ，Ｆ＝Ｄ＝−Ｂ，
Ｇ＝Ｅ＝Ａ，Ｈ＝Ｆ＝Ｄとなり，ＤＡパターンでもよ
い。
同様にＳＥＧ３はＳＥＧ２がＣＢパターンなら，ＡＢパ
ターンでもよく，ＳＥＧ２がＤＡパターンなら，ＤＣパ
ターン又はＢＡパターンが選択される。
ターンでもよく，ＳＥＧ２がＤＡパターンなら，ＤＣパ
ターン又はＢＡパターンが選択される。
このようにして，第３図(B)の如く，セグメントＳＥＧ
１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３より第１，第２のインパルスが
再生される。
１，ＳＥＧ２，ＳＥＧ３より第１，第２のインパルスが
再生される。
この再生インパルスの時間差Ｔは第２のセグメントＳＥ
Ｇ２の長さによって可変にできる。
Ｇ２の長さによって可変にできる。
このようなトレーニングパターンによれば，第５図の如
くＲＳ−ＣＳ時間の混在ができる。
くＲＳ−ＣＳ時間の混在ができる。
即ち，近距離の子局１の送信トレーニングパターンの第
２セグメントＳＥＧ２長をT1，中間距離の子局２の送信
トレーニングパターンの第２セグメントＳＥＧ２長を
T2，長距離の子局３の送信パターンの第２セグメントＳ
ＥＧ２長をT3とすることによって，親局はＲＳ−ＣＳ時
間をその再生インパルスの時間差T1〜T3によって識別で
きる。
２セグメントＳＥＧ２長をT1，中間距離の子局２の送信
トレーニングパターンの第２セグメントＳＥＧ２長を
T2，長距離の子局３の送信パターンの第２セグメントＳ
ＥＧ２長をT3とすることによって，親局はＲＳ−ＣＳ時
間をその再生インパルスの時間差T1〜T3によって識別で
きる。
又，中距離，長距離の子局２，３にはトレーニングパタ
ーンとしてＳＣＲＺ（スクランブラＺ）信号（又は２値
ランダム）を追加することによって自動等化器の微調整
パターンを送り，等化器を微調整する。
ーンとしてＳＣＲＺ（スクランブラＺ）信号（又は２値
ランダム）を追加することによって自動等化器の微調整
パターンを送り，等化器を微調整する。
このようなトレーニングパターンの各セグメントは位相
空間上で互いに直交しているので，セグメント間の干渉
はなく，インパルスの最小時間帯で伝送可能となり，密
なインパルス伝送が可能となる。
空間上で互いに直交しているので，セグメント間の干渉
はなく，インパルスの最小時間帯で伝送可能となり，密
なインパルス伝送が可能となる。
又，位相空間の一番外側のデータ点を用いているので，
エネルギー的に大であるから，Ｓ／Ｎが向上する。
エネルギー的に大であるから，Ｓ／Ｎが向上する。
更に２つの再生インパルスの平均によって等化器のトレ
ーニングができるから耐雑音特性が大幅に改善できる。
ーニングができるから耐雑音特性が大幅に改善できる。
このことは１６値ＱＡＭに限らず，８値ＱＡＭ，４値Ｑ
ＡＭに適用しても同様である。
ＡＭに適用しても同様である。
(b)モデム受信部の構成及び動作の説明 第６図に係るトレーニング方法を実現するためのモデム
受信部の一実施例構成図である。
受信部の一実施例構成図である。
図中，１はバンドパスフィルタであり，回線からの受信
信号を帯域制限するもの，２はＡ／Ｄ（アナログ／デジ
タル）コンバータであり，後述するサンプリングクロッ
クの周期でバンドパスフィルタ１の出力アナログ信号を
デジタル受信信号に変換するもの，３は復調部であり，
パスバンドのＡ／Ｄコンバータ２からのデジタル受信信
号をベースバンドのデジタル受信信号に復調するもの，
５はロールオフフィルタ部であり，復調部３の復調信号
を波形整形するもの，８はＡＧＣ部であり，ロールオフ
フィルタ部５の出力を自動利得制御して振幅調整するも
のである。これらが第２図の復調部ＭＯＤに対応する。
信号を帯域制限するもの，２はＡ／Ｄ（アナログ／デジ
タル）コンバータであり，後述するサンプリングクロッ
クの周期でバンドパスフィルタ１の出力アナログ信号を
デジタル受信信号に変換するもの，３は復調部であり，
パスバンドのＡ／Ｄコンバータ２からのデジタル受信信
号をベースバンドのデジタル受信信号に復調するもの，
５はロールオフフィルタ部であり，復調部３の復調信号
を波形整形するもの，８はＡＧＣ部であり，ロールオフ
フィルタ部５の出力を自動利得制御して振幅調整するも
のである。これらが第２図の復調部ＭＯＤに対応する。
４はタイミング抽出部であり，ＡＧＣ部８の出力からタ
イミング成分を抽出するもの，６は位相回転部であり，
トレーニング時にタイミング位相を引込み，ホールド
し，データ受信時にホールドしたタイミング位相でタイ
ミング抽出部４の抽出タイミング成分を回転させるも
の，７はＰＬＬ部であり，位相回転部６の回転タイミン
グ成分によって周波数同期するもの，１２はインパルス
再生部であり，トレーニング時のインパルス成分を含む
自動等化調整パターンからインパルスＰＪを再生し，再
生インパルスＰＪの複素共役ＣＪを第１の等化部（後
述）のタップ係数としてセットし，第２の等化部（後
述）を初期設定するもの，１３は第１の等化部であり，
インパルス再生部１２からセットされたタップ係数によ
ってＡＧＣ部８からの復調信号を固定等化するもの，１
４は第２の等化部であり，第１の等化器の等化出力を入
力として自動等化して出力データを発するものである。
イミング成分を抽出するもの，６は位相回転部であり，
トレーニング時にタイミング位相を引込み，ホールド
し，データ受信時にホールドしたタイミング位相でタイ
ミング抽出部４の抽出タイミング成分を回転させるも
の，７はＰＬＬ部であり，位相回転部６の回転タイミン
グ成分によって周波数同期するもの，１２はインパルス
再生部であり，トレーニング時のインパルス成分を含む
自動等化調整パターンからインパルスＰＪを再生し，再
生インパルスＰＪの複素共役ＣＪを第１の等化部（後
述）のタップ係数としてセットし，第２の等化部（後
述）を初期設定するもの，１３は第１の等化部であり，
インパルス再生部１２からセットされたタップ係数によ
ってＡＧＣ部８からの復調信号を固定等化するもの，１
４は第２の等化部であり，第１の等化器の等化出力を入
力として自動等化して出力データを発するものである。
１１はＣＤ検出部であり，受信信号のキャリアを検出
し，受信信号有を示すＣＤ信号を出力するもの，１５は
判定部であり，第２の等化部１４の等化出力ＥＤ２から
データを判定し，且つ判定データと等化出力ＥＤ２の誤
差Ｅｒによって第２の等化部１４のタップ係数を補正す
るもの，１６は符号変換部（デスクランブラ）であり，
送信側よりスクランブルされたデータをデスクランブル
し，元の送信データに戻し受信データＲＤとして出力す
るもの，１７はデータ品質検出部であり，判定部１５の
誤差Ｅｒを積分し，データ品質を監視し，ＳＱＤ（品質
検出）出力を発するもの，１８はシーケンサであり，Ｃ
Ｄ信号を受け，受信信号有りを検出し，外部にトレーニ
ング動作を開始させ且つインパルス再生部１２からの再
生インパルスＰＪを受け，インパルスの時間差よりトレ
ーニング時間を抽出し，トレーニング時間を認識するも
のである。
し，受信信号有を示すＣＤ信号を出力するもの，１５は
判定部であり，第２の等化部１４の等化出力ＥＤ２から
データを判定し，且つ判定データと等化出力ＥＤ２の誤
差Ｅｒによって第２の等化部１４のタップ係数を補正す
るもの，１６は符号変換部（デスクランブラ）であり，
送信側よりスクランブルされたデータをデスクランブル
し，元の送信データに戻し受信データＲＤとして出力す
るもの，１７はデータ品質検出部であり，判定部１５の
誤差Ｅｒを積分し，データ品質を監視し，ＳＱＤ（品質
検出）出力を発するもの，１８はシーケンサであり，Ｃ
Ｄ信号を受け，受信信号有りを検出し，外部にトレーニ
ング動作を開始させ且つインパルス再生部１２からの再
生インパルスＰＪを受け，インパルスの時間差よりトレ
ーニング時間を抽出し，トレーニング時間を認識するも
のである。
尚，第２図で示した前述の信号再生部ＳＲＣはタイミン
グ抽出部４，位相回転部６，ＰＬＬ部７，ＣＤ検出部１
１，シーケンサ１８，等化部１３，１４，判定部１５，
符号変換部１６及び品質検出部１７に対応する。
グ抽出部４，位相回転部６，ＰＬＬ部７，ＣＤ検出部１
１，シーケンサ１８，等化部１３，１４，判定部１５，
符号変換部１６及び品質検出部１７に対応する。
又，バンドパスフィルタ１，Ａ／Ｄコンバータ２以外の
各ブロックはデジタルシグナルプロセッサＤＳＰ及びマ
イクロプロセッサＭＰＵが行なう処理を等化ブロックで
示したものである。
各ブロックはデジタルシグナルプロセッサＤＳＰ及びマ
イクロプロセッサＭＰＵが行なう処理を等化ブロックで
示したものである。
次に，第６図実施例構成の動作について，第７図の動作
説明図，第８図の位相回転説明図，第９図の最適引込み
説明図を用いて説明する。
説明図，第８図の位相回転説明図，第９図の最適引込み
説明図を用いて説明する。
トレーニング信号として第３図(B)に示したものが第２
図の送信器ＭＤ１より送信されたものとする。
図の送信器ＭＤ１より送信されたものとする。
トレーニング信号が送信側より回線を介して与えられる
と，バンドパスフィルタ１で帯域制限し，Ａ／Ｄコンバ
ータ２でデジタル化され，復調部３で復調処理されてロ
ールオフフィルタ部５で波形整形される。この出力によ
ってＣＤ検出部８がキャリア検出しＣＤ信号を発し，送
信開始を検知する。
と，バンドパスフィルタ１で帯域制限し，Ａ／Ｄコンバ
ータ２でデジタル化され，復調部３で復調処理されてロ
ールオフフィルタ部５で波形整形される。この出力によ
ってＣＤ検出部８がキャリア検出しＣＤ信号を発し，送
信開始を検知する。
これによってシーケンサ１８は初期設定開始指示を行な
う。シーケンサ１８は先づトレーニング信号によってＡ
ＧＣ部８の初期設定を行なわしめる。
う。シーケンサ１８は先づトレーニング信号によってＡ
ＧＣ部８の初期設定を行なわしめる。
一方，ロールオフフィルタ部５の出力はＡＧＣ部８で自
動利得制御された後，タイミング抽出部４でタイミング
成分が第７図の如く抽出され，ＡＧＣ部８の復調出力は
インパルス再生部１２で正規化インパルスＸＪが再生さ
れ，更にインパルスＸＪから複素共役を求め，これを第
１の等化部１３のタップ係数ＣＪとしてセットする。更
に，第１の等化部１３は正規化インパルスＸＪとタップ
係数ＣＪとから自己相関系列Ａｍを求め，これを第２の
等化部１４へ送って初期設定せしめる。
動利得制御された後，タイミング抽出部４でタイミング
成分が第７図の如く抽出され，ＡＧＣ部８の復調出力は
インパルス再生部１２で正規化インパルスＸＪが再生さ
れ，更にインパルスＸＪから複素共役を求め，これを第
１の等化部１３のタップ係数ＣＪとしてセットする。更
に，第１の等化部１３は正規化インパルスＸＪとタップ
係数ＣＪとから自己相関系列Ａｍを求め，これを第２の
等化部１４へ送って初期設定せしめる。
一方，タイミング抽出部４のタイミング成分は位相回転
部６へ与えられ，第８図に示す如くタイミング位相ｅ
ｊθをトレーニングの終了時にホールドし，その複素共
役ｅ−ｊθを位相回転量として保持しておく。従って，
データ受信中位相ｅｊθのタイミング成分に対しては，
ｅ−ｊθによって(1+j0)の点に位相回転する。
部６へ与えられ，第８図に示す如くタイミング位相ｅ
ｊθをトレーニングの終了時にホールドし，その複素共
役ｅ−ｊθを位相回転量として保持しておく。従って，
データ受信中位相ｅｊθのタイミング成分に対しては，
ｅ−ｊθによって(1+j0)の点に位相回転する。
これらはシーケンサ１８のシーケンス制御によって順次
制御され，自動等化調整用パターン（トレーニング信
号）によってＡＧＣ引込み，タイミング引込み，自動等
化引込みが実行される。
制御され，自動等化調整用パターン（トレーニング信
号）によってＡＧＣ引込み，タイミング引込み，自動等
化引込みが実行される。
一方，インパルス再生部１２からの２つの再生インパル
スＰＪによって，シーケンサ１８はその時間差を求め，
ＲＳ−ＣＳ時間を抽出し，これによってトレーニング終
了時点を決定する。
スＰＪによって，シーケンサ１８はその時間差を求め，
ＲＳ−ＣＳ時間を抽出し，これによってトレーニング終
了時点を決定する。
ここで，インパルス再生部１２が第１の等化部１３のタ
ップ係数を正規化インパルスＸＪから求めた複素共役を
セットする意味は次の通りである。
ップ係数を正規化インパルスＸＪから求めた複素共役を
セットする意味は次の通りである。
即ち，インパルス再生部１２において，入力のインパル
ス系列をP1,P2…Pnとすると，インパルス再生部１２は
このインパルス系列を再生し，次の如くの第１の等化部
１３のタップ係数C1,C2…Cnを演算する。
ス系列をP1,P2…Pnとすると，インパルス再生部１２は
このインパルス系列を再生し，次の如くの第１の等化部
１３のタップ係数C1,C2…Cnを演算する。
但し，Pn *はPnの複素共役。
このタップ係数Cnを第１の等化部１３にセットすると，
第１の等化部１３は，トランスバーサルフィルタの形式
をとっているので，等化出力ＥＤは， 即ち，(2)式は等化出力が自己相関系列となることを示
し，（Pi *・Pi）により，位相成分の項は完全に消去され
ることになる。即ち，第１の等化部１３は自己相関とな
るため，復調における入力のＡ／Ｄ部２のサンプリング
位相に無関係な出力が得られる。このことはタイミング
引込みが瞬時に行なわれたことになる。
第１の等化部１３は，トランスバーサルフィルタの形式
をとっているので，等化出力ＥＤは， 即ち，(2)式は等化出力が自己相関系列となることを示
し，（Pi *・Pi）により，位相成分の項は完全に消去され
ることになる。即ち，第１の等化部１３は自己相関とな
るため，復調における入力のＡ／Ｄ部２のサンプリング
位相に無関係な出力が得られる。このことはタイミング
引込みが瞬時に行なわれたことになる。
従って，第１の等化部１３はサンプリング位相に関係な
く，自己相関特性を示すから，第９図(A)の従来の位相
−アンパターン劣化特性に示す回線特性Ｌ１，Ｌ２，Ｌ
３に応じて最適位相が異なることがなく，第９図(B)の
如く回線特性Ｌ１〜Ｌ３によらず常にタイミング位相の
最適化が可能となり，最適パラメータの設定が可能とな
る。
く，自己相関特性を示すから，第９図(A)の従来の位相
−アンパターン劣化特性に示す回線特性Ｌ１，Ｌ２，Ｌ
３に応じて最適位相が異なることがなく，第９図(B)の
如く回線特性Ｌ１〜Ｌ３によらず常にタイミング位相の
最適化が可能となり，最適パラメータの設定が可能とな
る。
これとともに，特許出願公開昭58-121838号公報で示し
た様に，第１の等化部１３がインパルス応答の複素共役
がセットされ，固定等化するので，第２の等化部１４は
対称行列を内容とする対称等化器となるから，時間的に
非対称なインパルス信号に対する逆特性の初期設定が，
時間的に対称として初期設定するから，初期設定に要す
る時間が短縮される。従って，トレーニング信号の短縮
化ができ，これによってＲＳ−ＣＳ時間を一層短縮しう
る。
た様に，第１の等化部１３がインパルス応答の複素共役
がセットされ，固定等化するので，第２の等化部１４は
対称行列を内容とする対称等化器となるから，時間的に
非対称なインパルス信号に対する逆特性の初期設定が，
時間的に対称として初期設定するから，初期設定に要す
る時間が短縮される。従って，トレーニング信号の短縮
化ができ，これによってＲＳ−ＣＳ時間を一層短縮しう
る。
一方，タイミング抽出部４は，復調結果であるＡＧＣ部
８の出力からタイミング抽出しているから，この引込み
時のタイミング位相をホールドして，位相補正する必要
があり，このため位相回転部６で引込み時のタイミング
位相ｅｊθをホールドし，その複素共役ｅ−ｊθを得，
タイミング抽出部４の抽出タイミング成分を位相回転す
る。従ってＰＬＬ部７の入力は常に引込み時の位相にホ
ールドされ，周波数追従のみが実行できる。
８の出力からタイミング抽出しているから，この引込み
時のタイミング位相をホールドして，位相補正する必要
があり，このため位相回転部６で引込み時のタイミング
位相ｅｊθをホールドし，その複素共役ｅ−ｊθを得，
タイミング抽出部４の抽出タイミング成分を位相回転す
る。従ってＰＬＬ部７の入力は常に引込み時の位相にホ
ールドされ，周波数追従のみが実行できる。
このようにして，トレーニング信号により，ＣＤ検出，
ＡＧＣ調整，タイミング引込み，等化調整の一連のトレ
ーニングが行なわれ且つシーケンサ１８はＣＤ検出の立
上りを基点とするトレーニング期間（ＲＳ−ＣＳ時間）
を再生インパルスＰＪの時間差によって得られ，トレー
ニングの終了を決定でき，円滑なデータ受信動作に移行
しうる。
ＡＧＣ調整，タイミング引込み，等化調整の一連のトレ
ーニングが行なわれ且つシーケンサ１８はＣＤ検出の立
上りを基点とするトレーニング期間（ＲＳ−ＣＳ時間）
を再生インパルスＰＪの時間差によって得られ，トレー
ニングの終了を決定でき，円滑なデータ受信動作に移行
しうる。
又，前述の如く，タイミング引込み，等化調整に要する
時間も短縮されるから，一層トレーニング信号は短くて
済み，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が大幅に実現できる。
時間も短縮されるから，一層トレーニング信号は短くて
済み，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が大幅に実現できる。
一方，通常のデータ受信動作は次のように行なわれる。
トレーニング信号に引続くデータ信号は同様にバンドパ
スフィルタ１，Ａ／Ｄ部２，復調部３，ロールオフフィ
ルタ部５及びＡＧＣ部８で復調され，タイミング抽出部
４及び第１の等化部１３に入力される。第１の等化部１
３ではセットされたタップ係数ＣＪで固定等化し，その
等化出力ＥＤ１は第２の等化部１４に入力され自動等化
され，等化出力ＥＤ２は判定部１５で判定され，出力デ
ータを発し，誤差Ｅｒにより第２の等化部１４のタップ
係数を補正する。この出力データは符号変換部１６でデ
スクランブルされ，受信データとして装置側へ出力され
る。
スフィルタ１，Ａ／Ｄ部２，復調部３，ロールオフフィ
ルタ部５及びＡＧＣ部８で復調され，タイミング抽出部
４及び第１の等化部１３に入力される。第１の等化部１
３ではセットされたタップ係数ＣＪで固定等化し，その
等化出力ＥＤ１は第２の等化部１４に入力され自動等化
され，等化出力ＥＤ２は判定部１５で判定され，出力デ
ータを発し，誤差Ｅｒにより第２の等化部１４のタップ
係数を補正する。この出力データは符号変換部１６でデ
スクランブルされ，受信データとして装置側へ出力され
る。
一方，タイミング抽出部４は，復調信号からタイミング
成分を抽出し，位相回転部６で引込み位相分位相回転
し，ＰＬＬ部７を制御する。従って，ＰＬＬ部７は位相
ジッタ（周波数ずれ）分の周波数制御され，Ａ／Ｄ部２
へのサンプリングクロックを追従制御するとともに受信
タイミング信号ＲＴを発する。
成分を抽出し，位相回転部６で引込み位相分位相回転
し，ＰＬＬ部７を制御する。従って，ＰＬＬ部７は位相
ジッタ（周波数ずれ）分の周波数制御され，Ａ／Ｄ部２
へのサンプリングクロックを追従制御するとともに受信
タイミング信号ＲＴを発する。
このようにして，送信データに対する受信動作が行なわ
れる。
れる。
尚、データ品質検出部１７は、特公昭５８−５４６８６
号公報（特願昭５５−１８３６１０号明細書、特開昭５
７−１０７６４６号公報、特許第１２１８４２９号）に
見られるように、誤差Ｅｒを積分し、積分値が所定値に
達すると，品質劣化信号ＳＱＤを装置側へ発し，対処せ
しめる。
号公報（特願昭５５−１８３６１０号明細書、特開昭５
７−１０７６４６号公報、特許第１２１８４２９号）に
見られるように、誤差Ｅｒを積分し、積分値が所定値に
達すると，品質劣化信号ＳＱＤを装置側へ発し，対処せ
しめる。
(c)モデム受信部の要部構成の詳細な説明 第１０図は第６図の構成のタイミング抽出部の詳細等化
回路図である。
回路図である。
図中，第６図で示したものと同一のものは同一の記号で
示してあり，４１，４２はタイミング抽出フィルタ（12
00Hz帯域フィルタ）であり，各々ＡＧＣ部８からの実
部，虚部であるＡＸ，ＡＹ成分の内タイミング信号の帯
域のタイミング成分を抽出するもの，４３，４４は二乗
回路であり，各フィルタ４１，４２の出力を二乗するも
の，４５は加算器であり，各二乗回路４３，４４の出力
を加算して，タイミング成分のバワーを得るもの，４６
はローパスフィルタ（2400Hz帯域フィルタ）であり，交
流成分を除去してタイミング成分ＴＸを出力するもの，
４７は９０°成分検出部であり，ローパスフィルタ４６
のＸタイミング成分ＴＸから９０°回転したＹタイミン
グ成分ＴＹを出力するものである。
示してあり，４１，４２はタイミング抽出フィルタ（12
00Hz帯域フィルタ）であり，各々ＡＧＣ部８からの実
部，虚部であるＡＸ，ＡＹ成分の内タイミング信号の帯
域のタイミング成分を抽出するもの，４３，４４は二乗
回路であり，各フィルタ４１，４２の出力を二乗するも
の，４５は加算器であり，各二乗回路４３，４４の出力
を加算して，タイミング成分のバワーを得るもの，４６
はローパスフィルタ（2400Hz帯域フィルタ）であり，交
流成分を除去してタイミング成分ＴＸを出力するもの，
４７は９０°成分検出部であり，ローパスフィルタ４６
のＸタイミング成分ＴＸから９０°回転したＹタイミン
グ成分ＴＹを出力するものである。
９は位相ホールド部であり，タイミング抽出部４でタイ
ミング抽出されたタイミング成分ＴＸ，ＴＹと所定のス
レッシュホールドＴＨと比較し，タイミング成分がスレ
ッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成分を保持
（ホールド）し，スレッシュホールドＴＨ以下なら保持
したタイミング成分をタイミング情報ＴＸ′，ＴＹ′と
して出力するものである。
ミング抽出されたタイミング成分ＴＸ，ＴＹと所定のス
レッシュホールドＴＨと比較し，タイミング成分がスレ
ッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成分を保持
（ホールド）し，スレッシュホールドＴＨ以下なら保持
したタイミング成分をタイミング情報ＴＸ′，ＴＹ′と
して出力するものである。
９ａはタイミング位相ホールド回路であり，タイミング
抽出部４のタイミング成分ＴＸ，ＴＹのベクトル成分と
スレッシュホールドＴＨとを比較し，ベクトル成分がス
レッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成分ＴＸ，
ＴＹをホールドして且つ出力し，スレッシュホールドＴ
Ｈ以上ならホールドしたタイミング成分ＴＸ，ＴＹを出
力するものであり，ベクトル判定部９０とホールド部９
１とを有するもの，９ｂは振幅正規化回路であり，タイ
ミング位相ホールド回路９ａの出力ＴＸ，ＴＹを半径１
の円の振幅に正規化するものであり，ベクトル成分演算
部９２と正規化部９３とを有するものである。
抽出部４のタイミング成分ＴＸ，ＴＹのベクトル成分と
スレッシュホールドＴＨとを比較し，ベクトル成分がス
レッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成分ＴＸ，
ＴＹをホールドして且つ出力し，スレッシュホールドＴ
Ｈ以上ならホールドしたタイミング成分ＴＸ，ＴＹを出
力するものであり，ベクトル判定部９０とホールド部９
１とを有するもの，９ｂは振幅正規化回路であり，タイ
ミング位相ホールド回路９ａの出力ＴＸ，ＴＹを半径１
の円の振幅に正規化するものであり，ベクトル成分演算
部９２と正規化部９３とを有するものである。
901,902は各々演算器であり，各々タイミング成分Ｔ
Ｘ，ＴＹを２乗するもの，903は加算器であり，各乗算
器の出力ＴX2，ＴY2を加算して，タイミング成分のベク
トル成分（ＴX2＋ＴY2）を得るもの，904は加算器であ
り，ベクトル成分と所定のスレッシュホールドＴＨを減
算するもの，905は極性判定器であり，加算器904の出力
｛（ＴX2＋ＴY2）−ＴＨ｝の極性を判定し，極性が正
（ＴX2＋ＴY2）≧ＴＨなら，制御出力ＡＴＬを“１”，
ＢＴＬを“０”，極性が負（ＴX2＋ＴY2）＜ＴＨなら，
制御出力ＡＴＬを“０”，ＢＴＬを“１”とするもの，
911,912は各々第１の乗算器であり，各々タイミング成
分ＴＸ，ＴＹと制御出力ＡＴＬとの乗算を行なうもの，
913,914は各々加算器であり，乗算器911,912と後述する
第２の乗算器の出力との加算を行ない，出力ＸＴＭＲ，
ＸＴＭＩを発生するもの，95,916は各々第２の乗算器で
あり，各々後述するタップの出力と制御出力ＢＴＬとを
乗算し，加算器913,914へ出力するもの，517,518は各々
タップであり，各々加算器913,914の出力ＸＴＭＲ，Ｙ
ＴＭＩをホールドして，第２の乗算器915,916に出力す
るものである。
Ｘ，ＴＹを２乗するもの，903は加算器であり，各乗算
器の出力ＴX2，ＴY2を加算して，タイミング成分のベク
トル成分（ＴX2＋ＴY2）を得るもの，904は加算器であ
り，ベクトル成分と所定のスレッシュホールドＴＨを減
算するもの，905は極性判定器であり，加算器904の出力
｛（ＴX2＋ＴY2）−ＴＨ｝の極性を判定し，極性が正
（ＴX2＋ＴY2）≧ＴＨなら，制御出力ＡＴＬを“１”，
ＢＴＬを“０”，極性が負（ＴX2＋ＴY2）＜ＴＨなら，
制御出力ＡＴＬを“０”，ＢＴＬを“１”とするもの，
911,912は各々第１の乗算器であり，各々タイミング成
分ＴＸ，ＴＹと制御出力ＡＴＬとの乗算を行なうもの，
913,914は各々加算器であり，乗算器911,912と後述する
第２の乗算器の出力との加算を行ない，出力ＸＴＭＲ，
ＸＴＭＩを発生するもの，95,916は各々第２の乗算器で
あり，各々後述するタップの出力と制御出力ＢＴＬとを
乗算し，加算器913,914へ出力するもの，517,518は各々
タップであり，各々加算器913,914の出力ＸＴＭＲ，Ｙ
ＴＭＩをホールドして，第２の乗算器915,916に出力す
るものである。
921,922は各々乗算器であり，出力ＸＴＭＲ，ＸＴＭＩ
に を乗算するもの，923,924は各々乗算器であり，各々乗
算器921,922の出力を２乗するもの，925は加算器であ
り，乗算器923,924の出力を加算してベクトル成分（Ｘ
ＴＭＲ2＋ＹＴＭＩ2）／２を得るもの，931はインバー
タＲＯＭ（リードオンリーメモリー）であり，ベクトル
成分の逆数を格納し，ベクトル成分の値に応じてその逆
数を出力するもの，932,933は各々乗算器であり，イン
バータＲＯＭ931の出力と出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩとを
乗算し，正規化タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′を出力す
るものである。
に を乗算するもの，923,924は各々乗算器であり，各々乗
算器921,922の出力を２乗するもの，925は加算器であ
り，乗算器923,924の出力を加算してベクトル成分（Ｘ
ＴＭＲ2＋ＹＴＭＩ2）／２を得るもの，931はインバー
タＲＯＭ（リードオンリーメモリー）であり，ベクトル
成分の逆数を格納し，ベクトル成分の値に応じてその逆
数を出力するもの，932,933は各々乗算器であり，イン
バータＲＯＭ931の出力と出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩとを
乗算し，正規化タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′を出力す
るものである。
尚，位相ホールド部９は，タイミング成分の振幅の小さ
い信号を時間的に前のタイミング成分の振幅の大きい信
号に置き代えて，係る小さな信号による周波数調整によ
る位相ジッタの増加を防止するために設けられたもので
ある。
い信号を時間的に前のタイミング成分の振幅の大きい信
号に置き代えて，係る小さな信号による周波数調整によ
る位相ジッタの増加を防止するために設けられたもので
ある。
第１１図は第６図構成の位相回転部６の詳細等化回路図
である。
である。
図中，６０は複素共役演算部であり，タイミング抽出部
（位相ホールド部９）からの正規化タイミング成分Ｔ
Ｘ′，ＴＹ′の複素共役をトレーニング時に演算するも
の，６１，６２は各々レジスタであり，演算部６０の演
算結果である複素共役値 及び（１／ＴＹ′）を格納しておくもの，６３，６４は
各々乗算器であり，各々正規化タイミング成分ＴＸ′，
ＴＹ′とレジスタ６１，６２の複素共役値とを乗算して
位相回転させるものである。
（位相ホールド部９）からの正規化タイミング成分Ｔ
Ｘ′，ＴＹ′の複素共役をトレーニング時に演算するも
の，６１，６２は各々レジスタであり，演算部６０の演
算結果である複素共役値 及び（１／ＴＹ′）を格納しておくもの，６３，６４は
各々乗算器であり，各々正規化タイミング成分ＴＸ′，
ＴＹ′とレジスタ６１，６２の複素共役値とを乗算して
位相回転させるものである。
第１２図は第６図構成のインパルス再生部１２，第１の
等化部１３，第２の等化部１４及び判定部１５の詳細等
化構成図である。
等化部１３，第２の等化部１４及び判定部１５の詳細等
化構成図である。
インパルス再生部（単一パルス抽出部）１２は，トレー
ニング信号中から単一パルス信号に対応するデータ系列
ＰＪを抽出する抽出回路（ＲＥＰ）121，抽出されたデ
ータ系列を正規化する正規化回路（ＮＲ）122，正規化
されたデータ系列ＸＪを複素共役化する複素共役化回路
（ＣＮ）123を有する。第１等化部（ＥＱＬ１）１３
は，ＡＧＣ部８からの受信データＲＤが第１のタップデ
ータとして書き込まれ，第１のタップデータＲＤと第１
のタップ係数ＣＪから第１の等化出力ＥＤ１を演算する
第１の等化出力回路（ＯＰＵ１）131，複素共役化回路1
23の出力データにより第１のタップ係数ＣＪが初期設定
される第１のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ１）132，正
規化回路122からのデータ系列ＸＪが第２のタップデー
タとして書き込まれ，単一パルス信号の自己相関系列Ａ
ｍを演算するための第１の演算制御回路（ＣＮＴ１）13
3を有する。
ニング信号中から単一パルス信号に対応するデータ系列
ＰＪを抽出する抽出回路（ＲＥＰ）121，抽出されたデ
ータ系列を正規化する正規化回路（ＮＲ）122，正規化
されたデータ系列ＸＪを複素共役化する複素共役化回路
（ＣＮ）123を有する。第１等化部（ＥＱＬ１）１３
は，ＡＧＣ部８からの受信データＲＤが第１のタップデ
ータとして書き込まれ，第１のタップデータＲＤと第１
のタップ係数ＣＪから第１の等化出力ＥＤ１を演算する
第１の等化出力回路（ＯＰＵ１）131，複素共役化回路1
23の出力データにより第１のタップ係数ＣＪが初期設定
される第１のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ１）132，正
規化回路122からのデータ系列ＸＪが第２のタップデー
タとして書き込まれ，単一パルス信号の自己相関系列Ａ
ｍを演算するための第１の演算制御回路（ＣＮＴ１）13
3を有する。
一方，第２等化部（ＥＱＬ２）１４は，第１の等化出力
データＥＤ１が第３のタップデータとして書き込まれ，
第３のタップデータＥＤ１と第２のタップ係数ＢＪから
第２の等化出力ＥＤ２を演算する第２の等化出力部（Ｏ
ＰＵ２）１４１，第２のタップ係数ＢＪを格納しておく
第２図のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ２）143，第１の
演算制御回路133より単一パルスの自己相関系列Ａｍが
書き込まれ，自己相関系列Ａｍから逆行列のｎ次近似を
求め，単一パルスの自己相関系列Ａｍと第２のタップ系
数ＢＪから等化出力を演算して基準出力Refとの誤差に
もとづいて第２のタップ係数ＢＪを補正する第２の演算
制御回路（ＣＮＴ２）143を有する。データ判定部１５
は，キャリア自動位相制御回路（ＣＡＰＣ）151，判定
回路152，誤差計算回路（ＥＲＲ１）153を有する。デー
タ判定部１５の各回路については，例えば，日本国特許
1,041,066号に開示されており，その説明を省略する。
データＥＤ１が第３のタップデータとして書き込まれ，
第３のタップデータＥＤ１と第２のタップ係数ＢＪから
第２の等化出力ＥＤ２を演算する第２の等化出力部（Ｏ
ＰＵ２）１４１，第２のタップ係数ＢＪを格納しておく
第２図のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ２）143，第１の
演算制御回路133より単一パルスの自己相関系列Ａｍが
書き込まれ，自己相関系列Ａｍから逆行列のｎ次近似を
求め，単一パルスの自己相関系列Ａｍと第２のタップ系
数ＢＪから等化出力を演算して基準出力Refとの誤差に
もとづいて第２のタップ係数ＢＪを補正する第２の演算
制御回路（ＣＮＴ２）143を有する。データ判定部１５
は，キャリア自動位相制御回路（ＣＡＰＣ）151，判定
回路152，誤差計算回路（ＥＲＲ１）153を有する。デー
タ判定部１５の各回路については，例えば，日本国特許
1,041,066号に開示されており，その説明を省略する。
(d)モデム受信部の要部構成の動作の説明 第１３図は再生インパルスの波形図，第１４図は初期設
定動作フロー図，第１５図は位相ホールドの説明図であ
る。
定動作フロー図，第１５図は位相ホールドの説明図であ
る。
先づ，第１，第２の等化部１３，１４の初期設定につい
て第１３図及び第１４図により説明する。
て第１３図及び第１４図により説明する。
復調部３，ロールオフフィルタ部５，ＡＧＣ部８にお
いて復調されたトレーニング信号に対応する受信データ
系列（複素数表示）が単一パルス抽出回路（ＲＥＰ）12
1に供給され，第４図で示した構成（アルゴリズム）に
よって第１３図に示すインパルス系列PJが再生される。
いて復調されたトレーニング信号に対応する受信データ
系列（複素数表示）が単一パルス抽出回路（ＲＥＰ）12
1に供給され，第４図で示した構成（アルゴリズム）に
よって第１３図に示すインパルス系列PJが再生される。
このインパルス系列PJ（Ｊ＝０，±１…±ｎ）は回線に
よって図の如く歪んだものとなり，回線のインパルス応
答を示している。
よって図の如く歪んだものとなり，回線のインパルス応
答を示している。
この再生インパルス系列PJはシーケンサ１８（第６図）
に送られ，前述のＲＳ−ＣＳ時間情報として利用され
る。
に送られ，前述のＲＳ−ＣＳ時間情報として利用され
る。
このようにして抽出された単一パルスに対応するデー
タ系列PJは，正規化回路（ＮＲ）122に供給され，ＮＲ
において正規化される。正規化回路（ＮＲ）122は，ま
ずデータ系列PJの大きさすなわち，０次相関P2を次式に
より計算する。
タ系列PJは，正規化回路（ＮＲ）122に供給され，ＮＲ
において正規化される。正規化回路（ＮＲ）122は，ま
ずデータ系列PJの大きさすなわち，０次相関P2を次式に
より計算する。
P2＝Pn・Pn *+Pn-1・Pn-1 *+…+P0・P0 *+…+P-n・Pn * すなわち， （＊は複素共役をあらわす） 次にデータ系列PJをＰで割ることにより単一パルスが正
規化される。正規化されたデータ系列をXJとするとXJ＝
PJ/Pである。
規化される。正規化されたデータ系列をXJとするとXJ＝
PJ/Pである。
次に，正規化されたデータ系列XJが複素共役化回路
（ＣＮ）123に供給される。複素共役化されたデータ系
列CJは第１等化部（ＥＱＬ１）１３のタップ係数CJとし
て第１タップ係数レジスタＴＰＲ232に初期設定され
る。
（ＣＮ）123に供給される。複素共役化されたデータ系
列CJは第１等化部（ＥＱＬ１）１３のタップ係数CJとし
て第１タップ係数レジスタＴＰＲ232に初期設定され
る。
ここでCJ＝XJ *＝PJ */Pである。
この場合，２つの再生インパルス系列PJが得られるの
で，これを平均化した正規化データ系列XJを求めること
によりＳ／Ｎ比の向上が得られる。
で，これを平均化した正規化データ系列XJを求めること
によりＳ／Ｎ比の向上が得られる。
更に，正規化データ系列XJおよびその複素共役化デー
タCJが第１等化部１３の演算回路（ＣＮＴ１）133に供
給され，自己相関系列Ａｍが計算される。自己相関系列
Ａｍの計算は次のようにして行われる。まず，０次相関
A0については， なお，（実部，虚部）により複素数を表わすものとす
る。それ以外のＡｍについては， ここでA-m＝Am *であることがわかる。すなわち，自己相
関系列Ａｍは対称である。この自己相関系列Ａｍは，伝
送路（回線）Ｌと第１等化部（ＥＱＬ１）１３とにより
単一パルスが変形された結果であると見なすことができ
る。従って，第２等化部（ＥＱＬ２）１４においては，
対称なインパルス特性の逆特性を与えることが要求され
る。
タCJが第１等化部１３の演算回路（ＣＮＴ１）133に供
給され，自己相関系列Ａｍが計算される。自己相関系列
Ａｍの計算は次のようにして行われる。まず，０次相関
A0については， なお，（実部，虚部）により複素数を表わすものとす
る。それ以外のＡｍについては， ここでA-m＝Am *であることがわかる。すなわち，自己相
関系列Ａｍは対称である。この自己相関系列Ａｍは，伝
送路（回線）Ｌと第１等化部（ＥＱＬ１）１３とにより
単一パルスが変形された結果であると見なすことができ
る。従って，第２等化部（ＥＱＬ２）１４においては，
対称なインパルス特性の逆特性を与えることが要求され
る。
次に，自己相関系列Ａｍが第２等化部（ＥＱＬ２）１
４の演算回路（ＣＮＴ２）143に供給され，逆特性行列
の一次近似である系列BJ (1)が次のようにして求められ
る。
４の演算回路（ＣＮＴ２）143に供給され，逆特性行列
の一次近似である系列BJ (1)が次のようにして求められ
る。
BJ (1)＝-A-J＝-AJ * （Ｊ≠０） B0 (1)＝A0＝（１，０） このようにして求められた系列BJ (1)は，逆行列を求め
るためと初期値として用いられる。
るためと初期値として用いられる。
更に第２の等化部１４のタップ係数BJとして第５ステ
ップにおいて得られたデータ系列BJ (1)を用いて，自
己相関系列Ａｍをタップデータとして等化出力Ｓを計算
し，Ｓを基準出力系列Refと比較して，誤差をゼロに近
づけるようにBJを逐次補正する。
ップにおいて得られたデータ系列BJ (1)を用いて，自
己相関系列Ａｍをタップデータとして等化出力Ｓを計算
し，Ｓを基準出力系列Refと比較して，誤差をゼロに近
づけるようにBJを逐次補正する。
等化出力Ｓは， で与えられるデータ系列SLである。
タップ係数BJの補正は次のような逐次近似を用いて行わ
れる。
れる。
B0 (n+1)＝B0 (n)+E・A0 * ＝B0 (n)+(Ref-S)・1 ＝B0 (n)+Er （ErはＥの実部） この他のＢＪについては， BJ (n+1)＝BJ (n)+E・A0 * ＝BJ (n)＋Ｅ ＝BJ (n)＋（Rer−Ｓ） ＝BJ (n)-SJ なお，ＢＪの補正は中心タップが支配的であるために下
記のような順番で行う。
記のような順番で行う。
B0→B±1→B±2→…→B±n→B0→B±1→… このようにして求められるデータ系列ＢＪは，入力系列
Ａｍが対称であることから対称である。すなわち，BJ＝
B-J *である。このようにして，第２等化部１４のタップ
係数BJが初期設定されタップ係数レジスタ（ＴＰＲ２）
242に設定される。
Ａｍが対称であることから対称である。すなわち，BJ＝
B-J *である。このようにして，第２等化部１４のタップ
係数BJが初期設定されタップ係数レジスタ（ＴＰＲ２）
242に設定される。
以上のステップにより自動等化器のタップ係数CJ,BJの
初期設定が終了する。即ち，第１等化部１３に回線のイ
ンパルス応答の複素共役をタップ係数CJとしてセットし
て，第２等化部１４を対称行列を内容とする対称等化器
としている。
初期設定が終了する。即ち，第１等化部１３に回線のイ
ンパルス応答の複素共役をタップ係数CJとしてセットし
て，第２等化部１４を対称行列を内容とする対称等化器
としている。
又，インパルス応答の複素共役が第１の等化部１３にタ
ップ係数としてセットされるので，自己相関特性を示
し，従ってタイミング位相に無関係な出力が得られ，タ
イミング引込みが瞬時に行なわれたことになる。即ち，
第１の等化部１３の出力はタイミング位相補正が行なわ
れたものとなる。
ップ係数としてセットされるので，自己相関特性を示
し，従ってタイミング位相に無関係な出力が得られ，タ
イミング引込みが瞬時に行なわれたことになる。即ち，
第１の等化部１３の出力はタイミング位相補正が行なわ
れたものとなる。
次に，タイミング再生の初期設定について第１５図を用
いて説明する。
いて説明する。
前述のステップのトレーニング信号の受信データ系列
がタイミング抽出部４に入力される。
がタイミング抽出部４に入力される。
タイミング抽出部４では，タイミング抽出フィルタ４
１，４２でタイミング成分が抽出された後，各々二乗回
路４３，４４で二乗され，更に加算器４５で加算されて
パワーを求め，これをローパスフィルタ４６で交流成分
をカットし，タイミングＸ成分ＴＹを得る。又，９０°
成分検出部４７によってタイミングＸ成分ＴＸからタイ
ミングＹ成分ＴＹが作成される。
１，４２でタイミング成分が抽出された後，各々二乗回
路４３，４４で二乗され，更に加算器４５で加算されて
パワーを求め，これをローパスフィルタ４６で交流成分
をカットし，タイミングＸ成分ＴＹを得る。又，９０°
成分検出部４７によってタイミングＸ成分ＴＸからタイ
ミングＹ成分ＴＹが作成される。
タイミング抽出部４からタイミング位相ホールド回路９
ａにタイミング成分ＴＸ，ＴＹが与えられると，ベクト
ル判定部９０の各乗算器901,902でタイミング成分Ｔ
Ｘ，ＴＹが２乗され，これらが加算器903で加算され，
ベクトル成分（ＴＸ2＋ＴＹ2）が得られる。このベクト
ル成分は，加算器904でスレッシュホールドＴＨが減算
され，極性判定器905に入力する。極性判定器905は加算
器904の出力が正，ベクトル成分≧ＴＨなら，制御出力
ＡＴＬを“１”，制御出力ＢＴＬを“０”とし，ベクト
ル成分＜ＴＨなら制御出力ＡＴＬを“０”，制御出力Ｂ
ＴＬを“１”とする。
ａにタイミング成分ＴＸ，ＴＹが与えられると，ベクト
ル判定部９０の各乗算器901,902でタイミング成分Ｔ
Ｘ，ＴＹが２乗され，これらが加算器903で加算され，
ベクトル成分（ＴＸ2＋ＴＹ2）が得られる。このベクト
ル成分は，加算器904でスレッシュホールドＴＨが減算
され，極性判定器905に入力する。極性判定器905は加算
器904の出力が正，ベクトル成分≧ＴＨなら，制御出力
ＡＴＬを“１”，制御出力ＢＴＬを“０”とし，ベクト
ル成分＜ＴＨなら制御出力ＡＴＬを“０”，制御出力Ｂ
ＴＬを“１”とする。
従って，ベクトル成分≧ＴＨなら，第１の乗算器911,91
2よりタイミング成分ＴＸ，ＴＹがそのまま加算器913,9
14に出力される。
2よりタイミング成分ＴＸ，ＴＹがそのまま加算器913,9
14に出力される。
一方，制御出力ＢＴＬは“０”であるから，第２の乗算
器915,916から加算器913,914へは出力が発せられないか
ら，加算器913,914からタイミング成分ＴＸ，ＴＹが出
力ＸＴＭＲ，ＸＴＭＩとして出力され，タップ917,918
にホールドされる。
器915,916から加算器913,914へは出力が発せられないか
ら，加算器913,914からタイミング成分ＴＸ，ＴＹが出
力ＸＴＭＲ，ＸＴＭＩとして出力され，タップ917,918
にホールドされる。
逆に，ベクトル成分＜ＴＨなら，制御出力ＡＴＬは
“０”となるから，第１の乗算器911,912の出力は零と
なり，一方，制御出力ＢＴＬは“１”であるから，タッ
プ917,918のホールド値が加算器913,914に入力され，加
算器913,914の出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩとしてタップ91
7,918のホールド値が出力される。
“０”となるから，第１の乗算器911,912の出力は零と
なり，一方，制御出力ＢＴＬは“１”であるから，タッ
プ917,918のホールド値が加算器913,914に入力され，加
算器913,914の出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩとしてタップ91
7,918のホールド値が出力される。
従って，第１２図に示す如くタイミング成分のベクトル
成分がスレッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成
分ＴＸ，ＴＹが出力され且つホールドされ，逆にタイミ
ング成分のベクトル成分がスレッシュホールド以下な
ら，ホールドされた前のタイミング成分が出力されるこ
とになる。
成分がスレッシュホールドＴＨ以上なら，タイミング成
分ＴＸ，ＴＹが出力され且つホールドされ，逆にタイミ
ング成分のベクトル成分がスレッシュホールド以下な
ら，ホールドされた前のタイミング成分が出力されるこ
とになる。
この出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩは，振幅正規化回路９ｂに
入力し，ベクトル成分演算部９２の各乗算器921,922で 倍され，更に各乗算器923,924で２乗され，加算器925で
加算され，ベクトル成分（ＸＴＭＲ2＋ＹＴＭＩ2）／２
が得られる。
入力し，ベクトル成分演算部９２の各乗算器921,922で 倍され，更に各乗算器923,924で２乗され，加算器925で
加算され，ベクトル成分（ＸＴＭＲ2＋ＹＴＭＩ2）／２
が得られる。
インバータＲＯＭ931はこのベクトル成分の逆数を出力
し，各乗算器932,933で出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩと逆数
を乗算し，半径１の第８図で示すタイミング情報Ｔ
Ｘ′，ＴＹ′が得られる。
し，各乗算器932,933で出力ＸＴＭＲ，ＹＴＭＩと逆数
を乗算し，半径１の第８図で示すタイミング情報Ｔ
Ｘ′，ＴＹ′が得られる。
従って，第１５図(A)の時刻t1から時刻t2の間のスレッ
シュホールド以下の部分は時刻t1のスレッシュホールド
以上のタイミング成分によって第１５図(B)の如く置き
代えられる。
シュホールド以下の部分は時刻t1のスレッシュホールド
以上のタイミング成分によって第１５図(B)の如く置き
代えられる。
換言すれば，スレッシュホールド以下の部分は，直前の
タイミング成分の位相がホールド出力されるのである。
タイミング成分の位相がホールド出力されるのである。
従って，この間のタイミング位相は，実際にタイミング
位相が変っても同一となり，この間同期ずれが位相ジッ
タが増加するが，係るタイミング成分小の期間が長く続
くわけでなく，しかもこの間の位相変動は小さいから実
質的には位相ジッタを最小としうる。尚，タイミング成
分小のもので同期動作しても，同期不能か誤った同期動
作しかできず，位相ジッタは大となる。
位相が変っても同一となり，この間同期ずれが位相ジッ
タが増加するが，係るタイミング成分小の期間が長く続
くわけでなく，しかもこの間の位相変動は小さいから実
質的には位相ジッタを最小としうる。尚，タイミング成
分小のもので同期動作しても，同期不能か誤った同期動
作しかできず，位相ジッタは大となる。
このタイミング情報ＴＸ′，ＴＹ′は位相回転部６に入
力され，前述の如く，トレーニング中に複素共役演算部
６０がタイミング情報ＴＸ′，ＴＹ′の複素共役値が演
算され，レジスタ６１，６２にセットされる。
力され，前述の如く，トレーニング中に複素共役演算部
６０がタイミング情報ＴＸ′，ＴＹ′の複素共役値が演
算され，レジスタ６１，６２にセットされる。
このようにして，受信器における初期設定が終了するの
を見込んで，送信器ＭＤ１は送信データの伝送を開始す
る。受信器においては，受信されたデータ信号は，復調
部においてデータ系列ＲＤに復調され，第１の等化部１
３に供給される。第１の等化部１３においては，受信デ
ータ系列ＲＤは第１の等化出力回路（ＯＰＵ１）131に
より第１のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ１）132のタッ
プ係数CJを用いて第１の等化出力ＥＤ１が演算される。
第１の等化部１３から等化出力データ系列ＥＤ１は第２
の等化部１４の等化出力回路（ＯＰＵ２）141に供給さ
れ，第２のタップ係数BJを用いて最終的な等化出力デー
タＥＤ２が計算される。
を見込んで，送信器ＭＤ１は送信データの伝送を開始す
る。受信器においては，受信されたデータ信号は，復調
部においてデータ系列ＲＤに復調され，第１の等化部１
３に供給される。第１の等化部１３においては，受信デ
ータ系列ＲＤは第１の等化出力回路（ＯＰＵ１）131に
より第１のタップ係数レジスタ（ＴＰＲ１）132のタッ
プ係数CJを用いて第１の等化出力ＥＤ１が演算される。
第１の等化部１３から等化出力データ系列ＥＤ１は第２
の等化部１４の等化出力回路（ＯＰＵ２）141に供給さ
れ，第２のタップ係数BJを用いて最終的な等化出力デー
タＥＤ２が計算される。
更に，等化された出力ＥＤ２は，データ判定部１５にお
いてデータ判定され出力データとして出力され，更に出
力データと等化出力ＥＤ２の誤差Erによって第２の等化
出力回路141を介し第２のタップ係数レジスタ142の各第
２のタップ係数BJが補正される。
いてデータ判定され出力データとして出力され，更に出
力データと等化出力ＥＤ２の誤差Erによって第２の等化
出力回路141を介し第２のタップ係数レジスタ142の各第
２のタップ係数BJが補正される。
又，前述の復調されたデータ系列ＲＤはタイミング抽出
部４に入力され，タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′が抽出
され，位相ホールド部９で振幅補正され，更に正規化さ
れ，位相回転部６に入力する。位相回転部６では，正規
化タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′が乗算器６３，６４で
レジスタ６１，６２の複素共役値と乗算され，位相回転
が行なわれ，ＰＬＬ部７を制御する。
部４に入力され，タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′が抽出
され，位相ホールド部９で振幅補正され，更に正規化さ
れ，位相回転部６に入力する。位相回転部６では，正規
化タイミング成分ＴＸ′，ＴＹ′が乗算器６３，６４で
レジスタ６１，６２の複素共役値と乗算され，位相回転
が行なわれ，ＰＬＬ部７を制御する。
従ってＰＬＬ部７では，位相ジッタ分の調整が行なわれ
る。
る。
(e)第１の発明の他の実施例の説明 第１６図は第１の発明の他の実施例構成図である。
図中，第６図の構成で示したものと同一のものは同一の
記号で示してある。
記号で示してある。
又，タイミング抽出部４も第１０図と同一であり，イン
パルス再生部１２，第１の等化部１３，第２の等化部１
４及び判定部１５も第１２図と同一である。
パルス再生部１２，第１の等化部１３，第２の等化部１
４及び判定部１５も第１２図と同一である。
この構成では，位相回転部６が設けられておらず，タイ
ミング抽出部４は第１の等化部１３の等化出力ＥＤ１よ
りタイミング再生を行なうようにしている。
ミング抽出部４は第１の等化部１３の等化出力ＥＤ１よ
りタイミング再生を行なうようにしている。
この実施例の初期設定は，第１の等化部１３と第２の等
化部１４の前述の初期設定のみでよく，これによってタ
イミング引込み，等化引込みのトレーニングが実行され
る。
化部１４の前述の初期設定のみでよく，これによってタ
イミング引込み，等化引込みのトレーニングが実行され
る。
そして，タイミング抽出部４は，データ受信中，位相成
分の消去された等化出力ＥＤ１からタイミング再生して
いるから，位相回転は必要ない。
分の消去された等化出力ＥＤ１からタイミング再生して
いるから，位相回転は必要ない。
従って，タイミング抽出部４の出力でＰＬＬ部７が位相
ジッタ分調整される。
ジッタ分調整される。
この他の実施例では，前述の一実施例に比し，位相回転
分初期設定及び回転動作が不要となる利点がある。但
し，第１の等化部１３は，9600ボーの伝送速度では9.6K
Hzで処理する必要があり，第６図の構成に比し高速処理
が求められる。又，第１の等化部１３による遅延の影響
が生じる場合がある。
分初期設定及び回転動作が不要となる利点がある。但
し，第１の等化部１３は，9600ボーの伝送速度では9.6K
Hzで処理する必要があり，第６図の構成に比し高速処理
が求められる。又，第１の等化部１３による遅延の影響
が生じる場合がある。
尚，この他の実施例でも，デジタルシグナルプロセッサ
ＤＳＰ及びマイクロプロセッサＭＰＵの処理を等化ブロ
ックとして示したものである。
ＤＳＰ及びマイクロプロセッサＭＰＵの処理を等化ブロ
ックとして示したものである。
(f)第２の発明の一実施例の説明 第１７図は第２の発明の一実施例説明図である。
第２の発明では，第１８図(C)で説明した従来のトレー
ニング信号ＴＲにおいて，第３のパターンＴＰ３として
第３図及び第５図で説明したトレーニングパターンを設
けたものである。
ニング信号ＴＲにおいて，第３のパターンＴＰ３として
第３図及び第５図で説明したトレーニングパターンを設
けたものである。
このような第２の発明では，第１のパターンＴＰ１によ
ってＣＤ検出，ＡＧＣ調整，第２のパターンＴＰ２によ
ってタイミング引込みが行なわれ，第３のパターンＴＰ
３で自動等化調整（初期設定）のトレーニングが行なわ
れるとともに２つの再生インパルスによってＲＳ−ＣＳ
時間情報が得られる。
ってＣＤ検出，ＡＧＣ調整，第２のパターンＴＰ２によ
ってタイミング引込みが行なわれ，第３のパターンＴＰ
３で自動等化調整（初期設定）のトレーニングが行なわ
れるとともに２つの再生インパルスによってＲＳ−ＣＳ
時間情報が得られる。
従って，第３のパターンＴＰ３としては，必ずしもタイ
ミング成分を含むものであり且つＣＤ検出が容易なもの
でなくてもよく，時間的にずれた２つの再生インパルス
を得られるものであればよい。
ミング成分を含むものであり且つＣＤ検出が容易なもの
でなくてもよく，時間的にずれた２つの再生インパルス
を得られるものであればよい。
この場合でも，第３のパターンＴＰ３は再生インパルス
の時間差でＲＳ−ＣＳ時間を示しているので，従来の第
３のパターンＴＰ３に比し，インパルスの時間差が認識
できる最小値でよいから，余分な長さとする必要がなく
トレーニング期間，即ちＲＳ−ＣＳ時間の短縮が実現で
き，又，再生インパルスの平均で自動等化調整できるか
ら，Ｓ／Ｎ比の向上も得られる。
の時間差でＲＳ−ＣＳ時間を示しているので，従来の第
３のパターンＴＰ３に比し，インパルスの時間差が認識
できる最小値でよいから，余分な長さとする必要がなく
トレーニング期間，即ちＲＳ−ＣＳ時間の短縮が実現で
き，又，再生インパルスの平均で自動等化調整できるか
ら，Ｓ／Ｎ比の向上も得られる。
又，第１の発明に比し，従来のトレーニングアルゴリズ
ムを用いることができ，トレーニングパターンを代える
だけで容易に従来のモデム受信部に適用できるというメ
リットがある。
ムを用いることができ，トレーニングパターンを代える
だけで容易に従来のモデム受信部に適用できるというメ
リットがある。
第２の発明のモデム送信部，受信部は第２図のものと同
一であり，又，インパルス再生アルゴリズムも第４図の
ものと同一である。
一であり，又，インパルス再生アルゴリズムも第４図の
ものと同一である。
更に，第６図の構成において位相回転部６を除き，代り
に位相判定部を設け，第２のパターンＴＰ２によって位
相判定部によってＰＬＬ部７を位相ジャンプさせてタイ
ミング引込みを行なわせれば，第２の発明を第６図の構
成によって実現できる。この時のシーケンサ１８の動作
及び等化部１３，１４の初期設定は第６図及び第１４図
のものと同一である。
に位相判定部を設け，第２のパターンＴＰ２によって位
相判定部によってＰＬＬ部７を位相ジャンプさせてタイ
ミング引込みを行なわせれば，第２の発明を第６図の構
成によって実現できる。この時のシーケンサ１８の動作
及び等化部１３，１４の初期設定は第６図及び第１４図
のものと同一である。
以上本発明を実施例により説明したが，本発明は本発明
の主旨に従い種々の変形が可能であり，本発明からこれ
らを排除するものではない。
の主旨に従い種々の変形が可能であり，本発明からこれ
らを排除するものではない。
以上説明した様に，本発明によれば，２つの再生インパ
ルスの相対時間差によってＲＳ−ＣＳ時間等の所定の情
報を示すようにしているから，ＣＤ検出のバラツキの影
響を受けないため，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が実現でき
るという効果を奏する他に２つのインパルス再生ができ
るため，等化引込みをその平均値で行なえ，最適な等化
引込み（トレーニング）が実現できるという効果も奏す
る。
ルスの相対時間差によってＲＳ−ＣＳ時間等の所定の情
報を示すようにしているから，ＣＤ検出のバラツキの影
響を受けないため，ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化が実現でき
るという効果を奏する他に２つのインパルス再生ができ
るため，等化引込みをその平均値で行なえ，最適な等化
引込み（トレーニング）が実現できるという効果も奏す
る。
又，第１の発明では，特別のＡＧＣ調整パターン及びタ
イミング引込みパターンを設けなくてもよいから大幅な
ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化がえられるという効果を奏し，
特にファーストポーリングモデムの回線効率を大幅に向
上できる。
イミング引込みパターンを設けなくてもよいから大幅な
ＲＳ−ＣＳ時間の短縮化がえられるという効果を奏し，
特にファーストポーリングモデムの回線効率を大幅に向
上できる。
更に，第２の発明では，従来の構成及びトレーニングア
ルゴリズムを変えることなく導入することができるとい
う効果を奏し，容易に実現できる。
ルゴリズムを変えることなく導入することができるとい
う効果を奏し，容易に実現できる。
第１図は本発明の原理説明図， 第２図は第１の発明の一実施例構成図， 第３図はトレーニングパターンの説明図， 第４図はインパルス再生の説明図， 第５図は第１の発明のＲＳ−ＣＳ時間混在の説明図， 第６図はモデム受信部の一実施例構成図， 第７図は第１の発明の一実施例動作説明図， 第８図は第６図構成の位相回転の説明図， 第９図は第６図構成の最適引込みの説明図， 第１０図は第６図構成のタイミング抽出部分の詳細等化
回路図， 第１１図は第６図構成の位相回転部の詳細等化回路図， 第１２図は第６図構成のインパルス再生部，等化部及び
判定部の詳細等化構成図， 第１３図は再生インパルスの波形図， 第１４図は第１２図構成の初期設定動作フロー図， 第１５図は第１１図構成の位相ホールド動作説明図， 第１６図は第１の発明の他の実施例構成図， 第１７図は第２の発明の一実施例説明図， 第１８図はマルチポイント通信システムの説明図であ
る。 図中，ＴＲ……トレーニング信号， ＭＤ１……モデム送信器， ＴＲＧ……トレーニング信号発生器， ＭＤ２……モデム受信器， ＩＭＰ……インパルス再生部。
回路図， 第１１図は第６図構成の位相回転部の詳細等化回路図， 第１２図は第６図構成のインパルス再生部，等化部及び
判定部の詳細等化構成図， 第１３図は再生インパルスの波形図， 第１４図は第１２図構成の初期設定動作フロー図， 第１５図は第１１図構成の位相ホールド動作説明図， 第１６図は第１の発明の他の実施例構成図， 第１７図は第２の発明の一実施例説明図， 第１８図はマルチポイント通信システムの説明図であ
る。 図中，ＴＲ……トレーニング信号， ＭＤ１……モデム送信器， ＴＲＧ……トレーニング信号発生器， ＭＤ２……モデム受信器， ＩＭＰ……インパルス再生部。
Claims (2)
- 【請求項１】複数の一のモデムが他のモデムに接続さ
れ、該各一のモデムが、データの送信に先立って、該他
のモデムとの通信距離に応じた時間長であって、トレー
ニング信号の時間長を識別しうるトレーニング信号を該
他のモデムに送信して、該他のモデムをトレーニングす
るとともに、該他のモデムに該時間長を識別させるモデ
ムのトレーニング方法において、 該一のモデムから時間的にずれた２つのインパルスが再
生可能で且つタイミング成分を含むトレーニング信号を
該他のモデムに送信し、 該他のモデムにおいて、該受信したトレーニング信号か
ら該２つのインパルスを再生し、該２つのインパルスの
時間差を算出して、該時間長を認識するとともに、該２
つのインパルス信号による等化引き込みを含むトレーニ
ングを行うことを 特徴とするモデムのトレーニング方法。 - 【請求項２】複数の一のモデムが他のモデムに接続さ
れ、該各一のモデムが、データ送信に先立って、該他の
モデムとの通信距離に応じた時間長であって、トレーニ
ング信号の時間長を識別しうるトレーニング信号を該他
のモデムに送信して、該他のモデムをトレーニングする
とともに、該他のモデムに時間長を識別させるモデムの
トレーニング方法において、 該一のモデムから時間的にずれた２つのインパルスが再
生可能なトレーニングパターンを含むトレーニング信号
を該他のモデムに送信し、 該他のモデムにおいて、該受信したトレーニング信号か
ら該２つのインパルスを再生し、該２つのインパルスの
時間差を算出して、該時間長を認識するとともに、該２
つのインパルス信号による等化引き込みを含むトレーニ
ングを行うことを 特徴とするモデムのトレーニング方法。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60120840A JPH0614627B2 (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | モデムのトレーニング方法 |
| AU58248/86A AU567637B2 (en) | 1985-06-04 | 1986-06-02 | Initialising a demodulator system |
| DE86107506T DE3689292T2 (de) | 1985-06-04 | 1986-06-03 | Modem-Übertragungssystem und Verfahren mit Trainingsmitteln. |
| EP86107506A EP0204308B1 (en) | 1985-06-04 | 1986-06-03 | Modem communication system having training means and method for training same |
| CA000510739A CA1246260A (en) | 1985-06-04 | 1986-06-03 | Modem communication system having training means and method for training same |
| US06/870,499 US4868850A (en) | 1985-06-04 | 1986-06-04 | MODEM communication system having training means and method for training same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60120840A JPH0614627B2 (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | モデムのトレーニング方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61278219A JPS61278219A (ja) | 1986-12-09 |
| JPH0614627B2 true JPH0614627B2 (ja) | 1994-02-23 |
Family
ID=14796260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60120840A Expired - Fee Related JPH0614627B2 (ja) | 1985-06-04 | 1985-06-04 | モデムのトレーニング方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4868850A (ja) |
| EP (1) | EP0204308B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0614627B2 (ja) |
| AU (1) | AU567637B2 (ja) |
| CA (1) | CA1246260A (ja) |
| DE (1) | DE3689292T2 (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2209648B (en) * | 1987-09-10 | 1991-10-23 | Ncr Co | Modem communication system having main and secondary channels |
| GB2212699B (en) * | 1987-11-16 | 1992-01-08 | Ncr Co | Multipoint data modem communication system |
| GB8800739D0 (en) * | 1988-01-13 | 1988-02-10 | Ncr Co | Multipoint modem system having fast synchronization |
| GB8800740D0 (en) * | 1988-01-13 | 1988-02-10 | Ncr Co | Data modem receiver |
| GB8805767D0 (en) * | 1988-03-10 | 1988-04-07 | Ncr Co | Phase perturbation compensation system |
| DE69220683T2 (de) * | 1991-01-23 | 1997-11-06 | Fujitsu Ltd | Adaptive Entzerrer |
| US5222081A (en) * | 1991-06-28 | 1993-06-22 | Universal Data Systems, Inc. | Method of performing an autobaud function using a state flow machine |
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| US5394437A (en) * | 1992-10-20 | 1995-02-28 | At&T Corp. | High-speed modem synchronized to a remote CODEC |
| GB2305337B (en) * | 1993-02-18 | 1997-08-20 | Fujitsu Ltd | Modulator apparatus |
| JPH06244878A (ja) * | 1993-02-18 | 1994-09-02 | Fujitsu Ltd | 変復調装置 |
| JP2826031B2 (ja) * | 1993-02-18 | 1998-11-18 | 富士通株式会社 | 変復調方式 |
| JPH06244879A (ja) * | 1993-02-19 | 1994-09-02 | Fujitsu Ltd | 特殊トレーニングパターンを用いた変復調方式 |
| FI97836C (fi) * | 1994-10-31 | 1997-02-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä tietoliikenneyhteyden muodostamiseksi |
| JP3266432B2 (ja) * | 1994-12-20 | 2002-03-18 | 富士通株式会社 | 非ナイキスト伝送方式でのトレーニング方法及び非ナイキスト伝送方式のトレーニングデータ送信装置 |
| US5828696A (en) * | 1995-03-30 | 1998-10-27 | Lucent Technologies Inc. | Timing recovery in a network-synchronized modem |
| US5757849A (en) * | 1995-03-30 | 1998-05-26 | Lucent Technologies Inc. | Timing recovery in a network-synchronized modem |
| US5682341A (en) * | 1995-04-19 | 1997-10-28 | Korea Advanced Institute Of Science And Technology | Adaptive signal processor using Newton/LMS algorithm |
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| AU711253B2 (en) * | 1996-11-13 | 1999-10-07 | Nokia Telecommunications Oy | Method, transmitter and receiver for transmitting training signals in a TDMA transmission system |
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| EP0887974A1 (en) * | 1997-06-23 | 1998-12-30 | Interuniversitair Micro-Elektronica Centrum Vzw | Head end receiver for a tree network |
| US6584147B1 (en) | 1997-05-23 | 2003-06-24 | Imec | High speed modem for a communication network |
| US6243428B1 (en) * | 1997-06-11 | 2001-06-05 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for band-adaptive demodulation |
| US6185251B1 (en) | 1998-03-27 | 2001-02-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Equalizer for use in multi-carrier modulation systems |
| JP2000032069A (ja) * | 1998-07-08 | 2000-01-28 | Nec Corp | パケット構成方法及びパケット受信器 |
| JP2000069114A (ja) * | 1998-08-20 | 2000-03-03 | Fujitsu Ltd | 瞬断対策方法及びデータ伝送装置 |
| EP0998083A1 (de) * | 1998-10-30 | 2000-05-03 | Ascom Systec AG | Verfahren zum Entzerren, insbesondere für Offset-Modulationsarten |
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|---|---|---|---|---|
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