JP3494928B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、電流瞬時値制御を
行うインバータ制御装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】ＰＷＭインバータには、電流制御を行わ
ない安価な汎用インバータも存在するが、高精度・高速
応答の制御を行おうとすると、電流瞬時値制御が必要と
なる。電流瞬時値制御装置は、その構成から、（１）電
流制御回路＋ＰＷＭ制御回路、（２）電流瞬時値制御型
のＰＷＭ制御回路、の二種類に大きく分けられる。 【０００３】ｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御の
組み合わせは、（１）の代表的な制御構成である。ｄｑ
軸電流制御は、制御ゲインを高くしなくても高周波電流
の定常偏差をゼロに制御できる優れた電流制御方式であ
る。一方、三角波比較ＰＷＭ制御は高調波低減性に優れ
ており、この組み合わせによる電流瞬時値制御は現在広
く用いられている。 【０００４】しかし、ｄｑ軸電流制御で高周波電流を制
御するためには電圧の余裕が必要である。電動機を高回
転数で効率良く運転しようとすると可能な範囲で高電圧
を印加することが望ましく、インバータ直流電圧をフル
に利用できる１パルスの方形波運転が理想である。しか
し、ｄｑ軸電流制御では電流制御器の飽和を避けるため
１パルス方形波電圧に比較してかなり低い値の電圧指令
値を用いて、全領域ＰＷＭ制御せねばならない。 【０００５】このため、１パルス方形波運転時に比較し
て高回転数域における効率が劣ると共に、電流応答速度
が三角波比較ＰＷＭ制御の三角波周波数によって制限さ
れるという問題もある。即ち、三角波の周波数は素子の
スイッチング損失を考慮して決定されるので、スイッチ
ング速度の遅い素子では三角波周波数が低くなり、電流
応答も低く押さえられてしまう。 【０００６】電流瞬時値制御型のＰＷＭ制御（２）の代
表的な方式は図５のヒステリシスコンパレータ方式であ
る。この方式は、ｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制
御の組み合わせでは不可能な１パルス方形波運転が可能
で、スイッチングの遅い素子でも高速の電流応答が得ら
れるという長所を持っている。 【０００７】ヒステリシスコンパレータ方式について図
５及び図６に基づいて説明する。図５は、ヒステリシス
コンパレータ方式を用いた電圧形インバータの電流制御
装置の構成図である。 【０００８】図５において、ヒステリシスコンパレータ
方式を用いた電圧形インバータの電流制御装置は、イン
バータ３に電力を供給する直流電源１と、高調波電流に
よる電圧変化を抑制するフィルタコンデンサ２と、直流
電圧Ｖｄｃを入力され、３相交流電圧を出力するインバ
ータ３とを有している。 【０００９】また、インバータ３は、ＩＧＢＴのような
自己消弧型のスイッチング素子及びそれと逆並列に接続
されたダイオードとから成るスイッチング素子Ｕ，Ｖ，
Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚから構成されている。インバータ３のＵ
相出力、Ｖ相出力、Ｗ相出力と直流電源のプラス側との
間に素子Ｕ，Ｖ，Ｗが、マイナス側との間に素子Ｘ，
Ｙ，Ｚが接続されている。そして、インバータ３からの
任意の周波数を有する交流電力は、交流電動機４に出力
される。 【００１０】更に、同装置は、インバータ３から交流電
動機４に流れる３相電流に比例した電流検出信号ｉＵ，
ｉＶ，ｉＷを出力する電流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗと、
この電流検出器５Ｕ，５Ｖ，５Ｗからの電流検出信号ｉ
Ｕ，ｉＶ，ｉＷと設定器（図示せず）で設定された３相
の電流基準信号ｉＵ^* ，ｉＶ^* ，ｉＷ^* との差をとって
電流偏差ΔｉＵ（＝ｉＵ^* −ｉＵ），ΔｉＶ（＝ｉＶ^*
−ｉＶ），ΔｉＷ（＝ｉＷ^* −ｉＷ）を出力する減算器
６Ｕ，６Ｖ，６Ｗと、この減算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗから
の電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷの値がそれぞれ所定
値Ｈ／２と−Ｈ／２との間にあれば出力中の論理信号を
維持し、Ｈ／２よりも大きければ論理信号１に出力を変
更し、所定値−Ｈ／２よりも小さければ論理信号０に出
力を変更するヒステリシスコンパレータ７Ｕ，７Ｖ，７
Ｗを有している。 【００１１】ヒステリシスコンパレータ７Ｕ，７Ｖ，７
Ｗの出力する論理信号（ＰＷＭ信号）は、そのままの極
性でインバータ３のプラス側の素子Ｕ，Ｖ，Ｗのスイッ
チング信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとして用いられる。また、
ヒステリシスコンパレータ７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの出力する
論理信号を否定論理回路８Ｕ，８Ｖ，８Ｗで極性反転し
た信号は、インバータ３のマイナス側の素子Ｘ，Ｙ，Ｚ
のスイッチング信号ＳＸ，ＳＹ，ＳＺとして用いられ
る。スイッチング信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ，
ＳＺは、デッドタイム処理回路、ゲートアンプ（共に図
示せず）等を介して、該当するスイッチング素子Ｕ，
Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに与えられる。 【００１２】次に、上述した電流制御装置の動作原理に
ついて、図６を用いて説明する。尚、図６では、インバ
ータ１相分（Ｕ相）だけについて説明する。図６におい
て、正弦波状に変化する電流基準ｉＵ^* は実線で描かれ
ている。その上下に、Ｈ／２を隔てて平行に描かれた破
線がＵ相電流ｉＵの許容誤差領域の境界線である。 【００１３】図６に示すように、タイミングｔ０の直前
では、ＰＷＭ信号ＳＵが０でＵ相電流ｉＵは減少してい
る。タイミングｔ０において、電流ｉＵが（ｉＵ^* −Ｈ
／２）のラインに到達すると、ヒステリシスコンパレー
タ７Ｕが動作して、ＳＵが１となる。これにより、電動
機のＵ相端子に直流電源１の正電圧が印加されるので、
電流ｉＵは増加し始める。電流ｉＵが電流基準ｉＵ^* を
越えても、ヒステリシスコンパレータ７Ｕは動作しな
い。タイミングｔ１で電流が、ヒステリシスコンパレー
タ７Ｕの動作レベル（ｉＵ^* ＋Ｈ／２）に達すると、Ｓ
Ｕがゼロとなる。電動機のＵ相端子に直流電源１の負電
圧が印加されるので、電流ｉＵは減少に移る。 【００１４】以後ｔ２，ｔ３のようにヒステリシスコン
パレータの動作レベルに達する毎に、ＰＷＭ信号が切り
替わり、電流の変化方向が変わる。結果として電流偏差
が±Ｈ／２以内に収まるように制御される。 【００１５】電動機巻線の中性点とインバータの直流電
源の中間部とが結ばれていれば以上の説明は正しいので
あるが、実際には電動機巻線の中性点とインバータとは
接続されていない。このため、他相のスイッチング状態
が電流変化に影響する。特にＳＵ＝ＳＶ＝ＳＷ＝１、或
いはＳＵ＝ＳＶ＝ＳＷ＝０の場合には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ
相の端子電圧がすべて同電位となってしまうので、電流
変化方向は電動機の内部誘起電圧によって定まる。電流
ｉＵは、内部誘起電圧の角度によってはＳＵが１であっ
ても減少するし、ＳＵが０であっても増加する。 【００１６】図７は、ヒステリシスコンパレータ方式に
よる電流制御のシミュレーション波形を示したものであ
る。図７において、最上段には電流基準ｉＵ^* を実線
で、その上下に点線で許容誤差領域を示している。許容
誤差領域に概ね収まり、増加／減少を繰り返しているの
がＵ相電流ｉＵである。その下には各相のＰＷＭ信号Ｓ
Ｕ，ＳＶ，ＳＷを示している。相電流ｉＵとＰＷＭ信号
ＳＵとの間の垂直に引かれた破線は、ＳＵ信号の変化タ
イミングである。 【００１７】図７に示すように、ＳＵ＝０でｉＵが（ｉ
Ｕ^* −Ｈ／２）を下回ろうとする時点、或いはＳＵ＝１
でｉＵが（ｉＵ^* ＋Ｈ／２）を上回ろうとする時点でＳ
Ｕは変化する。ＳＵが変化するとｉＵの変化方向が変わ
り、電流ｉＵを許容誤差領域内に収めるようなＰＷＭ信
号が出力される。時刻ｔ１までの間、Ｕ相電流ｉＵとＰ
ＷＭ信号ＳＵとは図６を用いて説明したように動作して
いる。ＳＵが０から１に変わった時刻ｔ１直後において
もｉＵは増加している。 【００１８】しかし、ＳＶ，ＳＷの双方が１となった時
刻ｔ２において、ＳＵが１であるにもかかわらずｉＵが
減少しはじめている。時刻ｔ３において、ｉＵは（ｉＵ
^* −Ｈ／２）を下回る。このときＳＵ＝０であればＳＵ
＝１に変化するのであるが、すでにＳＵ＝１である。相
電流ｉＵはそのまま減少を続け、時刻ｔ４におけるＳＶ
＝１からＳＶ＝０への変化によってはじめて増加に移っ
ている。 【００１９】このように電流偏差をヒステリシス幅±Ｈ
／２の間に収めることができないのはヒステリシスコン
パレータ方式の許容誤差領域の広さが変化するためであ
る。図８を用いてこれを詳しく説明する。 【００２０】図８において、Ｕ相軸と直行して描かれた
３本の直線のうち、実線で描かれているのが電流偏差Δ
ｉＵがゼロのラインで、その上下に、Ｈ／２を隔てて平
行に描かれた破線がＵ相の許容誤差領域の境界線であ
る。Ｖ相、Ｗ相も同様にそれぞれの軸に直行する３本の
平行線で、許容誤差領域を示している。図中に（Ｈ，−
Ｈ／２，Ｈ／２）のように記しているのは、ＵＶＷ座標
系におけるその点の座標である。 【００２１】図６を用いて説明したことが正しければ、
ヒステリシスコンパレータ方式では、ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ
のすべてが基準±Ｈ／２の間に収まるはずである。この
場合、電流偏差は図８において、ＵＶＷの各軸の許容誤
差領域（ヒステリシス幅）が交差してできる六角形、頂
点の座標としては（Ｈ／２，−Ｈ／２，０），（０，−
Ｈ／２，Ｈ／２），（Ｈ／２，０，Ｈ／２），（−Ｈ／
２，Ｈ／２，０），（０，Ｈ／２，−Ｈ／２），（Ｈ／
２，０，−Ｈ／２）を有する六角形の領域内に入ってい
ることになる。 【００２２】しかし、実際にはその外の小三角形領域ま
でが許容誤差領域に含まれる。しかも厄介なことに小三
角形領域は、スイッチング状態によって許容誤差領域に
含まれたり含まれなくなったりする。六角形とそれに外
接する六つの小三角形との双方を含む領域を以降「星形
六角形領域」と呼ぶ。 【００２３】インバータの出力電圧が作るベクトル状態
をゼロベクトルと非ゼロベクトルとに分類する。ゼロベ
クトルとは３相のＰＷＭ信号がすべて同じ値、すなわち
ＳＵ＝ＳＶ＝ＳＷ＝１、或いはＳＵ＝ＳＶ＝ＳＷ＝０の
場合であり、他の場合は非ゼロベクトルである。出力電
圧が非ゼロベクトルの場合には小三角形は許容誤差領域
に含まれない。 【００２４】ＰＷＭ信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷがすべて１で
あり、誘起電圧がＵ相電流偏差を増加させる角度にある
とする。この場合に、電流偏差が増加して（Ｈ／２，
Ｖ，Ｗ）のライン（ここでＶ，Ｗは任意の値）を越えよ
うとすると、ヒステリシスコンパレータ７Ｕが動作して
ＰＷＭ信号ＳＵは０に変化する。電動機にはＵ相のみ負
電圧、Ｖ相、Ｗ相には正電圧が印加されるから、相電流
ｉＵを減少させようとする方向の電圧状態となる。 【００２５】即ち、（Ｈ／２，Ｖ，Ｗ）のラインが許容
誤差領域の境界線として機能する。ところが、ＰＷＭ信
号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷがすべて０の場合、電流偏差が増加
して（Ｈ／２，Ｖ，Ｗ）のラインに達しても、ヒステリ
シスコンパレータ７Ｕは動作しない。 【００２６】従って、電流偏差はそのまま増加を続け
る。この場合には（Ｈ／２，Ｖ，Ｗ）のラインは許容誤
差領域の境界線として機能していない。電流偏差がさら
に増加して（Ｈ／２，−Ｈ／２，Ｗ）のラインを越えよ
うとすると、ＳＶが０から１に、（Ｈ／２，Ｖ，−Ｈ／
２）のラインを越えようとすると、ＳＷが０から１に変
化して、これによって電圧は電流偏差のＵ相軸成分を減
少させる方向になる。 【００２７】即ち、ＰＷＭ信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷがすべ
て０の場合には（Ｈ，−Ｈ／２，−Ｈ／２），（Ｈ／
２，−Ｈ／２，０），（Ｈ／２，０，−Ｈ／２）を頂点
とする小三角形領域が許容誤差領域に含まれるが、Ｓ
Ｕ，ＳＶ，ＳＷがすべて１の場合にはこの小三角形領域
は許容誤差領域に含まれない。即ち出力電圧がゼロベク
トルの場合にはスイッチング状態によって小三角形領域
が許容誤差領域に含まれる場合がある。同様なことは他
の５個の小三角形領域にもいえる。 【００２８】この結果は、図７のように電流リップル大
きくなったり小さくなったりする現象として現れる。し
かも、許容誤差領域の広さの変化には誘起電圧の角度が
関係するので、電流の基本周波数の６倍近傍、インバー
タ駆動の電動機でもっとも問題となる第５次、第７次高
調波の発生の原因となる。 【００２９】更に、図７から電流の変化速度が変わって
いることも見て取れる。ｔ２〜ｔ４のゼロベクトル期間
の電流変化はｔ０以前の電流変化より明らかに遅い。ゼ
ロベクトル期間の電流変化は誘起電圧のみによるから、
誘起電圧の低い電動機の低回転数域における電流変化速
度は極めて緩やかである。 【００３０】しかも先に述べたように許容誤差領域が広
くなるのはゼロベクトル期間である。許容誤差領域は電
流変化の緩やかなゼロベクトル期間に広くなり、電流変
化の急峻な非ゼロベクトル期間に狭くなる。結果として
スイッチング周波数の変動は非常に大きなものとなる。 【００３１】ヒステリシスコンパレータ方式が先に述べ
たような長所にもかかわらず現在ごくわずかの特定用途
以外には用いられていないのは、電流リップルを三角波
比較ＰＷＭと同程度に収めようとするとスイッチング周
波数が高くなってしまうこと、即ち高調波大であるこ
と、スイッチング周波数が急変して耳ざわりな騒音を発
生することなどの欠点のためである。スイッチング状態
による許容誤差領域の広さの変化がこれらの欠点の原因
のーつとなっていることは明らかである。 【００３２】ヒステリシスコンパレータ方式の長所を生
かしながら、高調波大、スイッチング周波数変動大とい
う欠点を除去しようという試みは数多くなされている。
これらの改良方式では、ヒステリシスコンパレータ方式
において渾然一体としていた許容誤差コンパレータ部と
電圧ベクトル選択論理部とを分離している。 【００３３】許容誤差コンパレータ部は、ヒステリシス
コンパレータ方式のヒステリシスに代わるものでスイッ
チング周波数を制限するために設けられる。許容誤差コ
ンパレータ部から電圧ベクトル選択論理部に対してスイ
ッチング要求が出されると、電圧ベクトル選択論理部が
スイッチング要求が与えられた時点で最適と思われる電
圧ベクトルを選択し出力する。 【００３４】「高調波抑制と高速電流応答を可能にした
電流制御形ＰＷＭインバータ」小笠原悟司、西村倫明、
赤木蓁文、難波江章（電気学会論文誌Ｂ、昭和６１年２
月号）は、「高調波抑制可能なスイッチング方式」と
「高速追従可能なスイッチング方式」との切換え方式に
ついて記載している。 【００３５】「高調波抑制可能なスイッチング方式」
は、電圧ベクトル選択に電流変化率の少ないベクトルを
選択するというロジックを用いて電流リップル低減とス
イッチング周波数急変防止を実現する。これは電流変化
のゆるやかなことが望ましい定常状態のためだけの制御
方式であり、急速な電流変化が必要な過渡状態の制御に
は適さない。このため許容誤差領域を二重にして電流偏
差が外部許容誤差よりも大きくなると、従来のヒステリ
シスコンパレータ方式相当の電圧ベクトル選択論理の
「高速追従可能なスイッチング方式」で動作させ、電流
偏差を内部許容誤差領域に引きもどす構成となってい
る。 【００３６】許容誤差判定回路は、３相分の合成ベクト
ルとして考慮するものとしてベクトルコンパレータと呼
んでいるが、ヒステリシスコンパレータ方式と等価な許
容誤差領域を得る回路である。 【００３７】但し、高調波抑制可能なスイッチング方式
で許容誤差領域を作るだけのためにベクトルコンパレー
タを用いる場合、高速追従可能なスイッチング方式の場
合よりもヒステリシス幅を狭くしているので、高調波抑
制可能なスイッチング方式における許容誤差領域の変動
は軽減されている。しかし、スイッチング方式によって
ヒステリシス幅を変化させていること自体、新たな高調
波発生原因となる。 【００３８】交流電流制御では、ｄｑ軸上での電流基準
が一定であっても、ＵＶＷ軸上の電流基準は正弦波状に
変化している。回転数が高くなると、ＵＶＷ軸上の電流
基準の変化が速くなる一方で、誘起電圧が高くなりイン
バータ出力電圧の非ゼロベクトルの大きさとの差が小さ
くなるので、非ゼロベクトルによる電流変化が遅くな
る。電流基準の変化が速くなり電流の変化が遅くなれば
追従は悪化し、電流偏差を小さく制御することがむずか
しくなる。回転数が上がるにつれて電流偏差は大きくな
ってゆく。 【００３９】この過程において、電流偏差は定常状態用
の内部許容誤差領域に収まらなくなり、定常状態におい
ても高速追従可能なスイッチング方式が必要とされるよ
うになる。高速追従可能なスイッチング方式と高調波抑
制可能なスイッチング方式とが混在する回転数領域では
スイッチング方式によるヒステリシス幅の違いが高調波
の源因となってしまう。 【００４０】更に回転数が上昇すると、高速追従可能な
スイッチング方式のみで制御されるようになる。先に述
べたｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御の場合、定
常偏差をゼロにできなくなるとＰＩ制御器が飽和してし
まい電流制御回路が機能しなくなる。このような状態で
は電流基準が変化して電流偏差が更に大きくなったとし
ても、すでにＰＩ制御器が飽和しているのでＰＷＭ基準
も変化しない。つまり、電流制御できないというだけで
なく、ＰＷＭ制御もできなくなってしまう。 【００４１】ところが、高速追従可能なスイッチング方
式（ヒステリシスコンパレータ方式と等価な方式）の場
合には、電流制御というには電流偏差が大きくなりすぎ
るような回転数領域でも、電流偏差に応じてＰＷＭ制御
波形はそれなりに変化する。これにより１パルス方形波
運転まで電流波形を制御しつつＰＷＭ制御を行うことが
できる。 【００４２】許容誤差領域の変動を完全になくすために
は、ヒステリシスコンパレータでなく単純なコンパレー
タを用いて、図８の六角形領域を、或いは円形領域を作
ればよい。円形領域のほうが電流偏差ベクトルの長さが
完全に一定に制御されるので、高調波面からより好まし
い。 【００４３】特開平１−２５９７６１号公報「電圧形イ
ンバータの電流制御方法」における定常状態のための制
御では、六角形または円形の許容誤差領域となるような
判定が採用されている。この許容誤差判定法によって、
電動機回転数が低く誘起電圧が小さい範囲では許容誤差
領域の変動に起因する低次高調波の発生を解決できる。
この方式も定常状態において電流変化率の少ない電圧ベ
クトルを選択することを基本にしている点では前記改良
方式と同じで、過渡状態では別の制御方式に切換える。 【００４４】但し、許容誤差領域はひとつだけで、電流
偏差が許容誤差領域外の所定レベルに達すると、電圧ベ
クトル選択論理を過渡状態用に切換えている。この方式
の場合、許容誤差領域の変動とは別の問題が生じる。高
回転では電流偏差が増加するので、過渡状態のための制
御方式が定常的に動作するようになる。この方式の過渡
状態での電圧選択は電流偏差の角度のみに基づいて行わ
れ、ヒステリシスコンパレータ方式からヒステリシス幅
をなくしたものといってよい。しかも、許容誤差領域を
単なる円形としているので、高回転で電流偏差が許容誤
差領域に収まらなければ、選択された電圧べクトルは直
ちにインバータ出力電圧に反映される。この結果、非常
に高周波のスイッチングが行われる。この例を図９に示
す。 【００４５】図９において、ｔ１〜ｔ２間ではＰＷＭ信
号ＳＵのみが高速に変化し、ｉＵがｉＵ^* に等しく制御
されている。しかし、この間ｉＶ，ｉＷがそれらの基準
に等しく制御されているわけではないことは、図９にお
いて、ｔ１以前、ｔ２以後のＵ相電流の偏差が大きいこ
とからあきらかである。電流偏差が小さいのはスイッチ
ングしている相だけである。ＳＵ＝１，ＳＶ＝０，ＳＷ
＝１の状態とＳＵ＝０，ＳＶ＝０，ＳＷ＝１の状態とが
交互に現れているがどちらの状態でも許容誤差領域外あ
る。 【００４６】許容誤差領域は、スイッチング周波数を制
限するためにヒステリシスコンパレータ方式のヒステリ
シスに代わるものとして設けられた筈であるが、この場
合にはその役目を果たしていない。しかも電流偏差べク
トルとしては許容誤差円外にあるのだからあまり意味の
ない高周波スイッチングである。過渡現象で電流偏差が
一時的に増加したのなら、高周波スイッチングも一時的
であるが、高回転数で定常的に電流偏差が大きくなれば
高周波スイッチングが継続し、スイッチング損失を急激
に増大させる。 【００４７】ヒステリシスコンパレータ方式であれば、
ヒステリシス幅でスイッチング周波数が制限されるので
このような事態は生じない。ヒステリシスコンパレータ
方式の許容誤差領域はもともと各相のコンパレータが持
つヒステリシスにあり、前記六角形領域、それに外接す
る小三角形領域等は、３相電圧形インバータの全体動作
で現れる結果としての許容誤差領域である。高回転数に
なって、これらの領域内に電流偏差を収めることができ
なくなっても、各相毎に有するヒステリシスでスイッチ
ング周波数を制限する。 【００４８】即ち、ｉＵ＞ｉＵ^* ＋Ｈ／２でＳＵが一旦
０になると、次にＳＵが１になるのはｉＵ＜ｉＵ^* −Ｈ
／２となったときのみである。従って、ｉＵがＨ／２だ
け変化するのにかかる時間だけはスイッチングが禁止さ
れ、スイッチング周波数の上限が定められる。 【００４９】 【発明が解決しようとする課題】ヒステリシスコンパレ
ータ方式のもつヒステリシスは低回転数域では許容誤差
領域変動により電流リップルの大きさを変化させてしま
うという弊害をもつが、高回転数域ではスイッチング周
波数を制限するという本来の役目を果たす。 【００５０】単なる円形の許容誤差領域では高回転域で
電流偏差が完全に領域外に出てしまうような場合には、
スイッチング周波数を制限する機能を失ってしまう。そ
こで、本発明は、電動機の低回転数時のように、ＰＷＭ
制御によって電流偏差を許容誤差領域内に収めるように
制御できる場合には、許容誤差領域の大きさが変化する
ことがなく、電動機の高回転数時のように、電流偏差を
許容誤差領域内に収めるように制御できない場合には素
子のスイッチング周波数を制限し、電動機の運転周波数
全域に亘り安定した制御を実現できるインバータ制御装
置を得ることを目的とする。 【００５１】 【課題を解決するための手段】従って、上記目的を達成
するために、本発明は、多相交流電流の電流偏差が所定
条件を満たしていなければスイッチング要求を出力する
許容誤差判定手段と、スイッチング要求が与えられるご
とに電流偏差を減少させるべく出力電圧ベクトルを選択
して相当するＰＷＭ信号を出力する電圧ベクトル選択手
段とを有し、上記電圧ベクトル選択手段の出力するＰＷ
Ｍ信号に基づいてインバータを制御するインバータ制御
装置において、各相毎に電流偏差が所定値以内であれば
許容し、所定値外であっても該相のＰＷＭ信号によって
は許容するヒステリシスを有する帯状の許容誤差領域と
相数だけ存在する上記帯状の許容誤差領域とが交差して
形成される星形多角形領域を少なくとも含むだけの半径
の円或いは径の多角形領域をも許容誤差領域とし、電流
偏差が許容誤差領域に含まれていることを上記所定条件
とする許容誤差判定手段とを備えたことを特徴とする。 【００５２】このように構成された本発明においては、
半径Ｈの円或いは径Ｓの多角形領域に電流偏差が収まっ
ていれば、星形六角形領域の外部であっても許容誤差領
域とみなすので、電動機の低回転数時のように、電流制
御可能な運転領域では電流偏差のベクトルとしての大き
さの最大値が、半径Ｈ或いは径Ｓ以下になるように制御
される。電流リップルのベクトルとしての大きさが均一
に制御されるようになる。 【００５３】電動機の高回転数時のように電流偏差を許
容誤差円内に収めることができなくなった場合には、各
相毎に半径Ｈ或いは径Ｓの幅で持たせた許容誤差領域に
よって、素子のスイッチング周波数が制限される。 【００５４】 【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形
態のインバータ制御装置の構成を示している。図１にお
いて、１〜６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ及び８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは図
５と同一構成要素である。 【００５５】図１に示すように、本発明の実施の形態の
インバータ制御装置は、減算器６Ｕ，６Ｖ，６Ｗが出力
する電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷから、電流偏差が
所定許容誤差の範囲内であるか否かを判定し、その結果
をスイッチング要求（電圧ベクトルの更新要求）として
電圧ベクトル選択回路１１に対して出力する許容誤差コ
ンパレータ１０を有している。 【００５６】電圧ベクトル選択回路１１には、許容誤差
判定回路１０の出力のほかに電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，
ΔｉＷも与えられている。電圧ベクトル選択回路１１で
は、選択回路１１内に保持する出力中の電圧ベクトル或
いは以前に出力した電圧ベクトルの情報と電流偏差とに
基づいて、電流偏差を許容範囲内とすべく電圧ベクトル
を選択している。 【００５７】但し、許容誤差判定回路１０からのスイッ
チング要求が電圧ベクトル選択回路１１の選択動作の制
御信号として働き、スイッチング要求のない場合には、
選択動作を行わないか、選択しても結果の更新を行わな
い、などにより無駄なスイッチングを行わないＰＷＭ制
御装置とする。 【００５８】図２は、本実施の形態の許容誤差コンパレ
ータ１０の詳細図である。図２において、２０は許容誤
差の設定値Ｈ、２１は入力値の１／２を出力する倍率器
である。２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ，２２Ｘ，２２Ｙ，２
２Ｚはコンパレータであり、倍率器２１の出力が一方の
入力に、電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷのいずれかが
他方の入力に与えられている。コンパレータ２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗは、一方の入力として与えられる電流偏差
が他方入力として与えられる許容誤差設定Ｈ／２より大
きければ、論理値１を、さもなくば論理値０を出力す
る。 【００５９】コンパレータ２２Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚは、
一方の入力として与えられる電流偏差の値が負で、その
絶対値が、他方入力として与えられる許容誤差設定値Ｈ
／２よりも大きければ、論理値１を、さもなくば論理値
０を出力する。 【００６０】２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ，２３Ｘ，２３
Ｙ，２３Ｚはアンド回路であり、それぞれの一方の入力
としてはコンパレータ２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ，２２
Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚのうち対応するコンパレータの出力
信号が、他方の入力としては出力中のスイッチング信号
ＳＵ，ＳＶ，ＳＷがアンド回路２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚ
にはそのまま、アンド回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗには
それぞれ否定論理回路２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗにて極性
反転した信号が与えられる。 【００６１】アンド回路２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ，２３
Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚの出力はオア回路２５に入力され、
すべての論理和を取られる。以上の構成要素２０〜２５
によって、従来のヒステリシスコンパレータ方式と等価
な許容誤差領域即ち図８の許容誤差領域を有する許容誤
差判定回路が構成される。 【００６２】２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗは乗算器であり、
それぞれの二つの入力端子には電流偏差ΔｉＵ，Δｉ
Ｖ，ΔｉＷのうち、対応する相の電流偏差がどちらにも
与えられるのでその出力は電流偏差の二乗値となる。乗
算器２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗの出力は加算器２７にて３
相分が加算され、コンパレータ２８の一方の入力として
与えられる。コンパレータ２８の他方入力としては許容
誤差設定値Ｈを乗算器29にて二乗を取った値が与えられ
る。コンパレータ２８は ΔｉＵ² ＋ΔｉＶ² ＋ΔｉＷ² ＞Ｈ² のとき論理値１を、さもなくば論理値０を出力する。上
式の両辺の平方根をとれば、 ＳＱＲＴ（ΔｉＵ² ＋ΔｉＶ² ＋ΔｉＷ² ）＞Ｈ であり、コンパレータ２８でおこなっているのは、電流
偏差ベクトルの大きさが半径Ｈの円形領域に収まるか否
かの判定である。コンパレータ２５，２８の出力はアン
ド回路３０にてアンドをとられ最終的な許容誤差判定信
号として出力される。 【００６３】図３は、本実施の形態の電圧ベクトル選択
回路１１の一例である。電圧ベクトル選択回路１１は、
電流偏差の状態に基づいて電圧ベクトルを選択して出力
する回路であって、従来例として示した改良方式の該当
部分のように、誘起電圧、出力中の電圧ベクトル、更に
は電圧ベクトルの出力履歴などを選択のために補助的に
用いてもよい。 【００６４】図３は、最も簡単な電圧ベクトル選択回路
の例で、ヒステリシスコンパレータ方式のように電流偏
差のみから電圧ベクトルを選択する。図３において、４
０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗはゼロコンパレータであり、それ
ぞれの入力信号ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷをゼロ電圧と比
較し、ゼロよりも大きければ１、さもなくば０を出力す
る。４１Ｕ，４１Ｖ，４１ＷはＤラッチ回路であり、ゼ
ロコンパレータ４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗの出力がデータ
入力としてＤ入力端子に与えられる。 【００６５】許容誤差判定回路１０の出力信号ＣＴＬ
が、Ｄラッチ回路４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗの制御入力端
子Ｇに与えられ、Ｄラッチ回路の動作を制御する。出力
信号ＣＴＬが１であれば、Ｄラッチ回路はデータ入力を
そのまま出力端子Ｑに出力する。出力信号ＣＴＬが１か
ら０に変化すると、Ｄラッチ回路は出力信号ＣＴＬの１
から０への変化時点におけるＱ端子出力信号を保持す
る。Ｄラッチ回路４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗの出力がＰＷ
Ｍ信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷとして出力される。 【００６６】図３の電圧ベクトル選択回路のゼロコンパ
レータ４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗが出力する電圧ベクトル
は、電流偏差ΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷの状態を時間遅れ
なしに反映しているという点で、ヒステリシスコンパレ
ータ方式と異なっている。 【００６７】次に、図１のＰＷＭ制御装置の動作を図
２、図３及び図４の許容誤差領域の図形に基づいて説明
する。図２の許容誤差判定回路が持つヒステリシスはヒ
ステリシスコンパレータ方式のヒステリシスを参考とし
て作られている。 【００６８】ヒステリシスコンパレータ方式の構成を示
す図５において、ヒステリシスコンパレータ７Ｕは、電
流偏差ΔｉＵについて、−Ｈ／２＜ΔｉＵ＜Ｈ／２の範
囲をヒステリシス幅として持ち、電流偏差ΔｉＵがこの
範囲を外れたときに動作する。 【００６９】従って、ヒステリシスコンパレータ７Ｕの
出力ＳＵが０であるときに、電流偏差ΔｉＵがＨ／２よ
り大きくなると出力ＳＵは１に変化する。しかし、一度
ＳＵ＝１となった後にΔｉＵが減少して−Ｈ／２＜Δｉ
Ｕ＜Ｈ／２の範囲にもどり、その後再度Ｈ／２より大き
くなった場合には、ヒステリシスコンパレータ７Ｕの出
力は、すでにＳＵ＝１であるから、不変である。 【００７０】図２のアンド回路２３Ｕの出力が１になる
のは、このヒステリシスコンパレータ７Ｕが動作して出
力が変化する場合に相当する電流偏差とＰＷＭ信号の組
み合わせ条件が成立するとき、即ちΔｉＵ（＝ｉＵ^* −
ｉＵ）がＨ／２より大きくてコンパレータ２２Ｕが１を
出力しているときにＰＷＭ信号ＳＵも０であるときのみ
である。ＰＷＭ信号ＳＵが１であればコンパレータ２２
Ｕが１を出力してもアンド回路２３Ｕの出力は１にはな
らない。 【００７１】同様に、アンド回路２３Ｘの出力が１にな
るのはΔｉＵ（＝ｉＵ^* −ｉＵ）が−Ｈ／２より小さく
てコンパレータ２２Ｘが１を出力しているときにＰＷＭ
信号ＳＵが１の時のみである。これにより、電流偏差Δ
ｉＵに関してオア回路２５の出力が１になるのは、図５
のヒステリシスコンパレータ７Ｕの出力が変化する場合
と同じスイッチング状態と電流偏差状態との組み合わせ
が成立するときとなり、ヒステリシスコンパレータ方式
と同様なヒステリシスを持つことになる。Ｖ相、Ｗ相に
ついても同様である。 【００７２】更に、乗算器２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗ、加
算器２７、乗算器２８、コンパレータ２９によって電流
偏差のΔｉＵ，ΔｉＶ，ΔｉＷの合成ベクトルの長さが
半径Ｈを上回らなければ、アンド回路３０の出力即ち許
容誤差コンパレータの出力は１とならないようにしてい
る。 【００７３】図４のＡ点に電流偏差ベクトルがあるとす
る。Ａ点は、−Ｈ／２＜ΔｉＷ＜Ｈ／２であるから、ア
ンド回路２３Ｗ、２３Ｚの出力はいずれもゼロである。
しかしｉＵ＞ｉＵ^* ＋Ｈ／２、つまりΔｉＵ＜−Ｈ／２
なのでＳＵ＝１であればアンド回路２３Ｘの出力は１に
なる。 【００７４】また、ｉＶ＜ｉＶ^* −Ｈ／２、つまりΔｉ
Ｖ＞Ｈ／２なのでコンパレータ２２Ｖの出力も１であ
り、ＳＶ＝０であればアンド回路２３Ｖの出力が１にな
る。電流偏差が星形六角形より大きくなっているのが、
インバータ出力電圧がゼロベクトルであるためだとする
と、ＳＵ＝ＳＶ＝ＳＷだから、アンド回路２３Ｘ，２３
Ｖのどちらか一方は１である。 【００７５】従って、オア回路２５の出力は１となる。
従来のヒステリシスコンパレータ方式相当の許容誤差判
定であれば許容誤差領域外となり、電圧ベクトル選択回
路に対してスイッチング要求が与えられる電流偏差量で
ある。本発明ではコンパレータ２９により、電流偏差ベ
クトルの長さがＨより大きいかどうか、即ち図４の半径
Ｈの円内に入るか否かを判定している。Ａ点は円内にあ
るからコンパレータ２９の出力は０で、オア回路２５が
１を出力してもアンド回路３０の出力信号は０である。 【００７６】従って、ＰＷＭ信号は不変で、電流はそれ
までと同様な変化を続ける。電流偏差が半径Ｈの円の境
界上の点Ａ´に達すると、コンパレータ２９の出力が１
に変化して、アンド回路３０からスイッチング要求が出
力される。 【００７７】図３の電圧ベクトル選択回路のコンパレー
タ出力について考えると、電流ベクトルがＡ点、Ａ´点
のどちらであってもｉＵ＞ｉＵ^* 、つまりΔｉＵ＜０な
ので４０Ｕが０，ｉＶ＜ｉＶ^* 、つまりΔｉＶ＞０なの
で４０Ｖが１，ｉＷ＞ｉＷ^*、つまりΔｉＷ＜０なので
４０Ｗが０である。従って、スイッチング要求が与えら
れると、Ｄラッチ回路４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗが動作し
てＳＵ＝０，ＳＶ＝１，ＳＷ＝０となる。 【００７８】これにより、インバータを運転するとＶ相
のみ正電圧、Ｕ相、Ｗ相には負電圧が印加されるので、
Ｖ相電流を正方向に変化させる電圧ベクトルとなり、電
流は基準（座標の原点）方向へ変化してゆくことにな
る。 【００７９】ヒステリシスコンパレータ方式相当の従来
方式であれば、Ａ点は許容誤差領域外なので電圧ベクト
ル選択回路１１に対してスイッチング要求が出されてい
たが、図２の判定回路ではＡは許容誤差領域に含まれる
ので、スイッチング要求は電流偏差が半径Ｈの円上のＡ
´点に達するまで延期される。半径Ｈの円は従来のヒス
テリシスコンパレータ方式の星形六角形領域を含んでい
るので、ヒステリシスコンパレータ方式で星形六角形領
域に電流偏差を収めることができていたのであれば、本
方式により電流偏差を半径Ｈの円に収めることができ
る。電流リップルの３相の合成べクトルの長さがＨに制
御されることになり、図７の従来例のように電流リップ
ルの大きさが変化することがなくなる。スイッチング周
波数の変動もヒステリシスコンパレータ方式より小さく
なる。 【００８０】電圧ベクトル選択回路にヒステリシスを持
たせると、電流偏差の過去の状態に基づいて電圧ベクト
ルが選択されることになり、現在の電流偏差状態に基づ
いた場合とは異なるべクトルが選択される。これはヒス
テリシスコンパレータ方式のスイッチング周波数の割に
は電流リップルを小さくできないという欠点のーつの原
因でもあった。 【００８１】本実施の形態では、電圧ベクトル選択回路
にはヒステリシスを持たせず、図２の許容誤差判定回路
の側にスイッチング条件を加味することによってヒステ
リシスを持たせている。 【００８２】図３の回路は、コンパレータ４０Ｕ，４０
Ｖ，４０Ｗの出力が変化しても許容誤差判定回路からス
イッチング要求が与えられないと、ＰＷＭ信号ＳＵ，Ｓ
Ｖ，ＳＷは変化しない。 【００８３】図２の許容誤差判定回路からは、一旦、電
流偏差がｉＵ＞ｉＵ^* ＋Ｈ／２となってＳＵ＝０となる
と、ｉＵ＜ｉＵ^* −Ｈ／２となるまではＵ相電流偏差に
よるスイッチング要求は出力されない。従って、図９の
ように、高回転域でスイッチング周波数が異常に上昇す
るのを避けることができる。しかも、電圧ベクトル選択
回路の方にはヒステリシスを持たせていないので、電圧
ベクトル選択は、許容誤差判定回路からスイッチング要
求が出された時点の電流偏差の最新の状態に基づいて行
われる。 【００８４】このように構成された本実施の形態によれ
ば、許容誤差領域の変動がないので電流リップルの最大
値を一定値に制御でき、同時にスイッチング周波数の急
速な変動を軽減できる。これらにより、電動機のトルク
リップル・振動・騒音等が改善される。許容誤差領域の
広さの設定も容易になる。 【００８５】また、スイッチング状態を加味して許容誤
差の判定にヒステリシスを持たせているので、スイッチ
ング周波数が制限され、異常な損失増大を避けることが
できる。 【００８６】更に、円形の許容誤差領域とヒステリシス
幅による許容誤差領域との意図的な切換えは不要であ
り、電流偏差の大きさにより動作態様が自動的に切り替
わるので、電動機の広い運転周波数範囲全域にわたり使
用できる許容誤差判定回路を得ることができる。尚、本
実施の形態では、電動機の電流制御を例として説明して
きたが、本発明は電流瞬時値制御をおこなう電圧形ＰＷ
Ｍインバータ全般に適用可能である。 【００８７】 【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、電
動機の低回転数時のように、ＰＷＭ制御によって電流偏
差を許容誤差領域内に収めるように制御できる場合に
は、許容誤差領域の大きさが変化することがなく、電動
機の高回転数時のように、電流偏差を許容誤差領域内に
収めるように制御できない場合には素子のスイッチング
周波数を制限し、電動機の運転周波数全域に亘り安定し
た制御を実現できるインバータ制御装置を得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】 【図１】 本発明の実施の形態を示す概要構成図。 【図２】 図１に示した実施の形態の許容誤差コンパ
レータを示す詳細構成図。 【図３】 図１に示した実施の形態の電圧ベクトル選
択回路を示す詳細構成図。 【図４】 図２に示した許容誤差コンパレータによる
許容誤差領域を説明する図。 【図５】 ヒステリシスコンパレータ方式の制御回路
を示す概要構成図。 【図６】 ヒステリシスコンパレータ方式の動作原理
を説明する図。 【図７】 ヒステリシスコンパレータ方式による電流
制御のシミュレーション波形を示す図。 【図８】 ヒステリシスコンパレータ方式の許容誤差
領域を説明する図。 【図９】 ヒステリシスなしの場合の高周波スイッチ
ング現象を説明する図。 【符号の説明】 １…直流電源、２…フィルタコンデンサ、３…インバー
タ、Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ…スイッチング素子、４…
交流電動機、５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ…電流検出器、６Ｕ，６
Ｖ，６Ｗ…減算器、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ…ヒステリシスコ
ンパレータ、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ…否定論理回路、１０…
許容誤差コンパレータ、１１…電圧ベクトル選択回路、
２０…許容誤差の設定値Ｈ、２１…倍率器、２２Ｕ，２
２Ｖ，２２Ｗ，２２Ｘ，２２Ｙ，２２Ｚ…コンパレー
タ、２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗ，２３Ｘ，２３Ｙ，２３Ｚ
…アンド回路、２４Ｕ，２４Ｖ，２４Ｗ…否定論理回
路、２５…オア回路、２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗ…乗算
器、２７…加算器、２８…コンパレータ、２９…乗算
器、３０…アンド回路、４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗ…ゼロ
コンパレータ、４１Ｕ，４１Ｖ，４１Ｗ…Ｄラッチ回路

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 多相交流電流の電流偏差が所定条件を
   満たしていなければスイッチング要求を出力する許容誤
   差判定手段と、スイッチング要求が与えられるごとに電
   流偏差を減少させるべく出力電圧ベクトルを選択して相
   当するＰＷＭ信号を出力する電圧ベクトル選択手段とを
   有し、前記電圧ベクトル選択手段の出力するＰＷＭ信号
   に基づいてインバータを制御するインバータ制御装置に
   おいて、各相毎に電流偏差が所定値以内であれば許容
   し、所定値外であっても該相のＰＷＭ信号によっては許
   容するヒステリシスを有する帯状の許容誤差領域と相数
   だけ存在する前記帯状の許容誤差領域とが交差して形成
   される星形多角形領域を少なくとも含むだけの半径の円
   或いは径の多角形領域をも許容誤差領域とし、電流偏差
   が許容誤差領域に含まれていることを前記所定条件とす
   る許容誤差判定手段とを具備したことを特徴とするイン
   バータ制御装置。