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JP3454186B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JP3454186B2
JP3454186B2 JP13372799A JP13372799A JP3454186B2 JP 3454186 B2 JP3454186 B2 JP 3454186B2 JP 13372799 A JP13372799 A JP 13372799A JP 13372799 A JP13372799 A JP 13372799A JP 3454186 B2 JP3454186 B2 JP 3454186B2
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terminal
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新 木村
森　　睦宏
仲田　　清
照沼　　睦弘
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Hitachi Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチン素子を
用いた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力変換装置では、各部の電流を測定す
ることが広く行われている。
【０００３】例えば、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipola
r Transistor）やＭＯＳＦＥＴなどで素子が短絡して過
電流が流れていることの判定にも電流の測定結果が利用
されている。ＩＧＢＴなどの素子は、出力電流がゲート
電圧によって制限をされる電流飽和特性を有するため、
電源が素子に直接印加される短絡状態が発生しても、数
十μｓの間に遮断すれば破壊することなく電流を遮断す
ることが可能である。そこで、何らかの短絡状態を判断
する手段を設け、短絡と判断した場合には、素子を自己
遮断する短絡保護装置を内蔵することが一般的となりつ
つある。
【０００４】短絡状態の判断方法としては、素子を流れ
る電流を測定し電流が規定を超えたら短絡状態と判断す
る手法が一般的に行われており、いくつかの電流検出方
法が知られている。例えば、特開平5−267580 号公報に
記載の技術の様に、素子と並列に電流を測定することを
目的とした補助素子を設け、補助素子に直列に接続した
抵抗に発生する電圧で電流を測定する方法がある。この
方式は、主素子の電流の一部が補助素子には流れるよう
に作られているため、大電流の測定が可能であるという
特徴を有する。尚、補助素子は主素子とともに一つのチ
ップ内に作り込まれることが多い。
【０００５】素子を流れる電流を測定する他の方法とし
ては、補助素子でなく主素子に直列に抵抗を接続して測
定する方法、カレントトランスを主素子の配線に設置し
て測定する方法などがある。これらの方法は、素子に流
れる電流を直接読み取るため、高精度に電流を読み取れ
るという特徴を持つ。
【０００６】近年の電力変換装置では、先に説明した保
護機能の付加だけではなくＰＷＭ制御の高性能化も進め
られている。その一例として、誘導電動機のベクトル制
御がある。誘導電動機は、回転子の構造が簡単で堅ろ
う、かつ安価という特徴があるため幅広く使用されてい
るが、安定に駆動するためには、ベクトル制御技術を用
いることが必須となっている。
【０００７】ベクトル制御も短絡保護と同様に、電流を
高精度に測定することが必須である。ベクトル制御では
電動機の電流を制御情報として読み取ることが必要で、
通常は、インバータと電動機の配線の間に抵抗を挿入
し、抵抗の両端に発生する電圧、あるいは配線に取り付
けられたカレントトランスなどの電流測定器で測定され
ている。
【０００８】このように現在の電力変換装置では、スイ
ッチング素子や電動機の電流を高精度に測定することが
必須で、先に説明したように、補助素子，抵抗、または
カレントトランスなどを用いて測定されていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来から行わ
れていた電流の測定方法は、以下のような問題点があ
る。
【００１０】補助素子を用いた電流の測定方法では、補
助素子と抵抗の直列回路を主素子と並列に接続し、抵抗
に発生する電圧で電流を読み取る。主素子の端子間に印
加される電圧は、補助素子側では補助素子と抵抗で分割
されるため、主素子と補助素子では、各素子の主端子間
に印加される電圧が異なる。また、抵抗に発生する電圧
は電流値に比例して増えるため、電流によって主素子と
補助素子に印加される電圧の比率も異なる。このため、
補助素子を用いた方法では、主素子と補助素子を流れる
電流の比率が電流値によって異なるために、電流を高精
度に測定することが困難である。
【００１１】また、主素子に抵抗を直列接続して測定す
る方法には、主回路の電流が全て抵抗を流れるため、高
精度な測定は可能だが、抵抗で大きな損失が発生する。
このため、数十Ａ以上の測定は困難である。
【００１２】さらに、カレントトランスを用いた方法
は、高精度な測定が可能であるが、カレントトランスの
サイズが大きくまた高価であるために、システムの小型
化，低コスト化が困難である。
【００１３】本発明は、以上の課題を考慮してなされた
ものであり、高精度の電流検出手段を備える電力変換装
置を提供する。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明による電力変換装
置は、スイッチング素子と、スイッチン素子の主端子に
接続されるインダクタンスと、インダクタンスの両端に
発生する電圧を積分する積分器を有する。
【００１５】スイッチング素子に流れる電流をオン・オ
フさせると、インダクタンスの両端には電流の時間微分
に比例した電圧が発生する。インダクタンスに発生した
電圧は積分器で積分される。積分器の出力にはスイッチ
ング素子を流れる電流に比例した電圧が発生する。
【００１６】本発明による電力変換装置の具体的構成は
次のようになっている。スイッチング素子と逆並列に接
続されるダイオードとからなる並列回路に、実質的に配
線で実現可能なほど小さなインダクタンスが直列に接続
された回路で、三相インバータを構成する。各スイッチ
ング素子のゲートには駆動回路が、またインダクタンス
の端子間には積分回路が接続される。駆動回路と積分器
は通信インターフェースを通して上位制御装置に接続さ
れる。電動機には回転位置と回転速度を検出するための
検出器が取り付けられている。上位制御装置では、スイ
ッチング素子のオン・オフ時の瞬時電流から求めた相電
流、および回転位置と速度検出器の情報をもとに、イン
バータの各相のスイッチングタイミングを調整する。こ
れにより、高精度な電動機制御が行われる。
【００１７】本発明の他の特徴については、以下の説明
の中で明らかになるであろう。
【００１８】
【発明の実施の形態】図１，図２、および図３は、スイ
ッチング素子の電流を測定する回路の一例である。ま
た、図４は電流の測定結果と測定回路である。スイッチ
ング素子はIGBTに限定する必要はないが、以後、ＩＧＢ
Ｔで説明する。
【００１９】図１の構成は次のようになっている。ＩＧ
ＢＴのエミッタ端子ＥにはインダクタンスＬが直列に接
続されている。ＩＧＢＴのゲート端子Ｇには駆動回路１
１が接続されている。インダクタンスの一方の端子Ｅｍ
は積分回路１０に接続されている。エミッタ端子Ｅは、
駆動回路１１と積分回路１０のグランドに接続されてい
る。積分回路１０は、インダクタンスＬに発生する電圧
を積分して、インダクタンスＬに流れる電流を出力す
る。制御回路１２は、積分回路１０からの電流の情報を
もとに、駆動回路１１の制御条件を決める。端子ＣとＥ
ｍの間にはインダクタンスＬＭとダイオードＤからなる
並列回路と電源Ｖccが直列に接続されている。ＩＧＢＴ
は駆動回路１１の信号によりオン・オフすることで、イ
ンダクタンスＬＭに電流を供給する。尚、図１の回路図
は、図１０あるいは図１２に示すような電力変換器の一
構成部分である。
【００２０】図２は他の実施例で、ＩＧＢＴのコレクタ
端子ＣにはインダクタンスＬが直列に接続されている。
ＩＧＢＴのゲート端子Ｇには駆動回路１１が接続されて
いる。インダクタンスの一方の端子Ｃｍは積分回路１０
に接続されている。コレクタ端子Ｃは、積分回路１０の
グランドに、またエミッタ端子Ｅは駆動回路１１のグラ
ンドに接続されている。積分回路１０は、インダクタン
スＬに発生する電圧を積分して、インダクタンスＬに流
れる電流を出力する。制御回路１２は、積分回路１０か
らの電流の情報をもとに、駆動回路１１の制御条件を決
める。尚、積分回路１０と駆動回路１１は、積分回路１
０と制御回路１２、または駆動回路１１と制御回路１２
の間で絶縁されている。
【００２１】図３はＩＧＢＴモジュールの概観図と、そ
の等価回路である。金属製のヒートシンク板２１１の上
には絶縁板２９が設けられ、さらにその上には金属板２
５が設けられる。金属板２５の上には、ＩＧＢＴチップ
およびダイオードチップＤＦが配置される。ＩＧＢＴチ
ップのコレクタ電極とダイオードチップＤＦのカソード
電極は、共に金属板２５を介してコレクタ端子Ｃに接続
される。また、配線２８によりＩＧＢＴチップのエミッ
タ電極とダイオードチップＤＦのアノード電極は共にエ
ミッタ電極板２４を通してエミッタ端子Ｅｍに接続され
ている。センス用のエミッタ端子Ｅｓはエミッタ端子板
に接続されている。エミッタ端子Ｅｍは主電流を通電す
るための端子である。一方、センス用のエミッタ端子Ｅ
ｓは、ＩＧＢＴのゲートを制御する電流を通電するため
に使用する端子で、通常は主電流を通電しない。ゲート
端子Ｇはゲート電極板２１０を通してＩＧＢＴチップの
ゲート電極に接続される。以上の構成がプラスチックパ
ッケージ２１２に内蔵され、各端子はプラスチックパッ
ケージ２１２の外部に取り出されている。
【００２２】コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅｍの間に
は、インダクタンスＬＭとダイオードＤからなる並列回
路と直流電源Ｖccが直列に接続された主回路が接続され
ている。エミッタ端子Ｅｍとセンス用のエミッタ端子Ｅ
ｓの間には積分回路１０が、ゲート端子Ｇとセンス用の
エミッタ端子Ｅｍの間には駆動回路１１が接続される。
また、積分回路の出力は制御回路へ、制御回路の出力は
駆動回路へと伝達される。
【００２３】図３（Ｂ）はＩＧＢＴモジュールＭの等価
回路である。ＩＧＢＴとダイオードＤＦは逆並列に接続
されている。この逆並列回路には図３（Ａ）に示すエミ
ッタ電極板２４とエミッタ端子Ｅｍが有する寄生のイン
ダクタンスＬｅが直列に接続される。ゲート端子Ｇには
駆動回路１１が、エミッタ端子Ｅｍには積分回路１０が
接続される。センス用のエミッタ端子は、駆動回路１１
と積分回路１０のグランドに接続されている。尚、セン
ス用のエミッタ端子Ｅｓは必ずしも積分回路１０のグラ
ンド端子に接続される必要はなく、エミッタ端子Ｅｍを
積分回路１０のグランドに接続し、センス用のエミッタ
端子Ｅｓを信号として積分してもよい。ただしこの場
合、積分回路１０と駆動回路１１は絶縁する必要があ
る。
【００２４】図４は更に異なる他の実施例である。図４
（ａ）はモジュールＭのエミッタ側に積分回路接続用の
専用端子Ｅｍ２を設けたものである。一般に、主電流を
通電する端子Ｅｍは大きくかつ外部の主回路と大きなネ
ジで接続する必要がある。これに対し積分器への入力
は、微小な電流を流せばよいため、小さなネジで十分で
ある。したがって、一つのエミッタ端子へ主回路と積分
器への接続は困難である。図４（Ａ）はこの点を改良し
たもので、積分回路専用のエミッタ端子Ｅm2を設けてい
る。
【００２５】図４（Ｂ）は、インダクタンスを二つに分
け、その中間から積分回路専用の端子を設けている。電
流の検出に用いるインダクタンスとしては、モジュール
Ｍのエミッタ電極板２４とエミッタ端子Ｅｍが有する寄
生のインダクタンスを利用することが部品の増大がなく
望ましい。しかし、寄生のインダクタンスは、エミッタ
電極板２４とエミッタ端子板Ｅｍの構造に依存するた
め、モジュールの構造によってはその値が大きくなるこ
とがある。インダクタンスの両端に発生する電圧はイン
ダクタンスの値に比例するため、インダクタンスの値が
大きくなると、積分回路への入力電圧が増大する。積分
回路の電源電圧は、通常±２０Ｖ程度以下で構成される
ことが多く、積分回路への入力電圧が大きすぎると、積
分回路が高電圧により破壊されるといった問題が発生す
る。したがって、積分回路用の端子をエミッタ端子板２
４とエミッタ電極板Ｅｍの中間から取り出すようにすれ
ば、積分回路への入力電圧を小さくでき、前記の問題を
解決することができる。
【００２６】図５は評価に用いた回路と測定結果を示
す。図５（Ａ）の評価回路は、図３（Ｂ）で示した回路
を二つ直列に接続した構成となっており、さらに、直列
回路の主端子は直流電源端子Ｔ１とＴ２に接続される。
また、モジュールＭ１１の主端子間にはインダクタンス
ＬＭを接続する。演算増幅器すなわちオペアンプ３１と
オペアンプ３１に接続されている抵抗とコンデンサは積
分回路を構成している。その詳細は、図６で説明する。
尚、本回路は、図１０あるいは図１２に示す三相インバ
ータの一相分に相当する。
【００２７】図５（Ｂ）はモジュールＭ１２のＩＧＢＴ
12がターンオンしたときのモジュールＭ１２側の波形で
ある。ＶｅはインダクタンスＬｅに発生する電圧で、セ
ンス用のエミッタ端子Ｅｓを基準にしている。Ｖceはコ
レクタ端子の電圧である。また、電流は、カレントトラ
ンスで測定したエミッタ配線部を流れる電流とインダク
タンスＬｅに発生する電圧Ｖｅを積分した波形Ｉｅ* を
示している。両者は極めてよく一致しており、インダク
タンスＬｅに発生する電圧を積分することで電流を測定
できることがわかる。
【００２８】本測定は次のようにして行った。ＩＧＢＴ
12のゲートＧを高電位にしてIGBT12をオン状態にする。
すると、インダクタンスＬＭとＩＧＢＴ12とインダクタ
ンスＬｅを通して電流が流れる。インダクタンスＬＭの
値が大きいので、直流電圧はほとんどＬＭに印加され
る。そのため、電流は時間に比例して増加する。次に、
電流が２００Ａになった時点でＩＧＢＴ12のゲート信号
を低電圧にしてIGBT12をオフ状態にし、電流を遮断す
る。するとインダクタンスＬＭの電流は、ダイオードＤ
Ｆ11側に転流する。数十μｓ後ＩＧＢＴ12を再びターン
オンすると、インダクタンスＬＭの電流はダイオードＤ
Ｆ11からＩＧＢＴ12側に移るので、電流変化率に比例し
た電圧ＶｅがインダクタンスＬｅに発生する。図５
（Ｂ）の波形は、ＩＧＢＴ12のターンオンした時の波形
である。
【００２９】ターンオン時、インダクタンスＬＭに流れ
る電流より大きな電流が数百ｎｓの間流れている。これ
は次の理由による。ダイオードＤＦ11に順方向電流を通
電すると、ダイオードＤＦ11の内部にはキャリアが蓄積
するため、ＩＧＢＴ12をターンオンさせてダイオードＤ
Ｆ11に逆方向電圧を印加すると、ダイオードの内部に蓄
積したキャリアによりダイオードＤＦ11には逆方向に電
流が流れる。この電流をダイオードのリカバリー電流と
呼ぶ。ＩＧＢＴ12のターンオン時の電流は、ダイオード
ＤＦ11のリカバリー電流とインダクタンスＬＭの電流を
加算した電流となるため、ターンオンの初期には、イン
ダクタンスＬＭより大きな電流が流れる。したがって、
インダクタンスＬＭの電流を測定したい場合は、ダイオ
ードのリカバリー電流がなくなった後の電流値を読み取
る必要がある。尚、通常ダイオードのリカバリー電流が
流れる期間は、耐圧１００Ｖ以下で数十から数百ｎｓ程
度，１０００Ｖ以下で、１μｓ程度，数千Ｖで３〜４μ
ｓ程度である。
【００３０】図６は積分回路の他の構成例を示したもの
である。図６(Ａ)では、エミッタ端子Ｅｍとオペアンプ
４１の−側端子が抵抗Ｒ１を通して接続される。オペア
ンプ４１の＋端子はセンス用のエミッタ端子Ｅｓに接続
される。また、オペアンプ４１の−端子とオペアンプの
出力端子４２の間には、コンデンサＣｉと抵抗Ｒ２が接
続される。オペアンプ４１，抵抗Ｒ１、およびコンデン
サＣｉは、エミッタ端子からの出力電圧Ｖｅを積分する
積分回路を構成している。抵抗Ｒ２は、オペアンプ４１
の積分誤差を防止するための抵抗であって、通常１００
ｋΩから数ＭΩの抵抗が使われる。尚、誤差積分は、オ
ペアンプ３１の＋端子と−端子間に流れるバイアス電流
によって抵抗Ｒ１に発生する電圧を積分するために発生
する。
【００３１】抵抗Ｒ２を挿入する図６（Ａ）の構成は、
低い周波数の信号成分を通過しないハイパスフィルタと
して機能する。遮断周波数は１／（２πＣｉ・Ｒ２）
で、それ以下の信号は通過しない。したがって、低い周
波数の信号まで積分器として機能させるには、Ｃｉおよ
びＲ２を大きくする必要がある。
【００３２】図６（Ｂ）は低い周波数の信号まで積分器
として動作させる回路の一例で、図６（Ａ）の抵抗Ｒ２
をスイッチＳＷに置き換えている。スイッチＳＷとして
は、オン時の抵抗が小さく、かつオフ時の抵抗が大きな
アナログスイッチを使用することがよい。スイッチＳＷ
は、コンデンサＣｉを放電して、積分器をリセットする
ために使用する。ＩＧＢＴをスイッチングさせるオン・
オフパルスから幅の短いパルスを作成し、スイッチＳＷ
に入力してＳＷをオン状態にするとコンデンサＣｉの電
荷が放電するために、積分器の出力は０Ｖとなる。ＩＧ
ＢＴのゲート信号は、遅延回路で遅延させられるため
に、ＩＧＢＴは積分器のリセット時刻より遅れて、スイ
ッチング動作をする。ターンオンのときであれば、積分
器はIGBTに電流が流れる前にリセットされるので、出力
が０Ｖとなった状態で、ＩＧＢＴがターンオンする。こ
のため、ＩＧＢＴの電流を正確に測定できる。また、タ
ーンオフ時も同様で、ＩＧＢＴのターンオフに先立ち、
積分器の出力は０Ｖとなり、積分器からの電圧は反転す
るものの、正確な電流測定が可能である。尚、アナログ
スイッチは、ＭＯＳＦＥＴで作成され、通常オン時の抵
抗が数十Ωと小さく、オフ時の抵抗が数十ＭΩから百Ｍ
Ωと大きい。そのため、アナログスイッチがオフ時の積
分器の遮断周波数は、図６（Ａ）の方法より２から３桁
低くなり、低周波の電流の測定が可能となる。また、リ
セットする時間は、オペアンプのスルーレート（出力電
圧を変化できるスピード）とリセットする前の出力電圧
で決まる。汎用的に使用されているオペアンプの場合、
スルーレートは１０Ｖ／μｓ程度である。そのため、例
えば出力電圧が±１５Ｖ程度になるように設計した場
合、１.５μｓ 程度のリセット期間Ｔrsetを設ければよ
い。図６（Ｂ）中には、これらのパルスの時間関係も示
している。
【００３３】図６（Ｃ）は他の実施例で、積分回路をパ
ッシブな部品で構成した例である。Ｒ３とＣｉが積分回
路を構成している。本回路は、積分器がコンデンサと抵
抗だけで構成でき、部品点数が少なくできるメリットを
持っている。尚、図６（Ｂ）と同様に、Ｃｉに並列にＳ
Ｗを接続し、ＩＧＢＴのスイッチングに先立ち、ＳＷを
オンさせて積分器をリセットする構成としてもよい。
【００３４】図７（Ａ）は他の構成例で、デジタル的な
処理をした場合である。インダクタンスＬｅの電圧Ｖｅ
をＡ／Ｄ変換した後、これをデジタル的に積分して電流
値を求める。デジタル的な積分の手法は、公知技術を使
用することでよく、ここでは詳細な説明を省略する。
尚、デジタル型の積分でも、前述のように、ＩＧＢＴの
スイッチングに先立ち、積分値をゼロクリアして積分を
開始すれば、誤差の少ない測定が可能になる。
【００３５】図７（Ａ）の構成は、インダクタンスの電
圧を直ちにデジタル信号に変換して積分するので、誤差
の少ない積分が可能であるというメリットを持ってい
る。しかし、図５（Ｂ）の測定結果からも明らかなよう
に、通常インダクタンスに発生する電圧は数十ＭＨｚの
信号成分を持っており、これを積分するためには少なく
とも数十ＭＨｚでＡ／Ｄ変換器を動作させる必要があ
る。現状の技術で実現可能だが、駆動周波数を高速化す
るとＡ／Ｄ変換器が高価になりコストアップにつなが
る。図７（Ｂ）は、この点を改善したもので、アナログ
的に積分を実施した後に、Ａ／Ｄ変換する構成としてい
る。図５（Ｂ）で述べたように、ＩＧＢＴの電流を求め
る場合には、ＩＧＢＴがスイッチングしてから数μｓ後
の電流を読み取ればよい。通常ＩＧＢＴを利用した電力
変換器の場合、ＩＧＢＴのスイッチング周波数は数ｋＨ
ｚから数十ｋＨｚであり、Ａ／Ｄ変換器の動作周波数も
前記程度でよく、安価なＡ／Ｄ変換器を使用することが
可能となる。
【００３６】図８は短絡保護回路の構成図と具体的な回
路である。積分回路からの出力は比較回路により指令値
と比較される。指令値以上の電流になると、比較回路は
オフパルスを出力、切り替え回路は駆動回路にオフパル
スを出力する。駆動回路は、ＩＧＢＴのゲート電圧を低
下させてＩＧＢＴを遮断する。以上の経路で短絡保護が
行われる。次に図８（Ｂ）の具体的回路でＩＧＢＴに短
絡が発生したときの保護動作を説明する。
【００３７】オン・オフパルスを高電位にすると、トラ
ンジスタＱ２とＱ３のベース電圧ＶＢも高電位となるた
め、Ｑ２はオン、Ｑ３はオフとなる。そのため、ＩＧＢ
Ｔのゲート電圧が増加してＩＧＢＴはオン状態になり、
コレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅｍ間に電流が流れる。
ＩＧＢＴに電流が流れると、インダクタンスＬｅにＩＧ
ＢＴの電流の変化率ｄｉ／ｄｔに比例した電圧Ｖｅが発
生するので、オペアンプＩＣ２で構成される積分回路
は、ＩＧＢＴの電流を電圧Ｖｅ* として出力する。積分
で得られた電圧Ｖｅ* はコンパレータＩＣ１で構成され
る比較回路へ導かれ、電源電圧，抵抗Ｒ８、および抵抗
Ｒ９で決まる電圧指令値Ｖref と比較される。電流の積
分値Ｖｅ* が指令値Ｖref 以上になると、コンパレータ
ＩＣ１の出力は高電位状態となり、トランジスタＱ５が
オンする。すると、トランジスタＱ２とＱ３のベース電
圧ＶＢが低下するので、Ｑ２はオフ、Ｑ３はオン状態に
なり、ＩＧＢＴのゲート電圧ＶＧが低下し、ＩＧＢＴは
オフ状態に移行する。つまり、指令値電圧Ｖref 以上の
電流がＩＧＢＴに流れると、ＩＧＢＴはオン・オフパル
スの指令に関係なく遮断状態になる。
【００３８】短絡保護の場合、積分条件は次のように決
めるとよい。短絡が発生すると、ＩＧＢＴの電流は急激
に増加する。増加する割合は、電源電圧，主回路のイン
ダクタンス、およびＩＧＢＴのターンオン速度で決ま
る。尚、主回路のインダクタンスとは、例えば図１０の
回路のＵ相であれば、端子Ｔ１モジュールＭ１１，モジ
ュールＭ１２，端子Ｔ２、および電源で構成されるルー
プが有するインダクタンスである。ＩＧＢＴインバータ
の場合、主回路のインダクタンスは通常０.１μＨから
１μＨと小さいことから、短絡時の電流の増加速度ｄｉ
／ｄｔは数百Ａ／μｓから数千Ａ／μｓと高速である。
したがって、この時の周波数成分は、周百ｋＨｚから数
ＭＨｚと高周波である。これらの関係から、短絡時の電
流を積分して短絡保護する場合は、１桁程度の余裕を見
て積分器の遮断周波数を１０kＨzから１００ｋＨｚ程度
と高周波に設定することができる。
【００３９】また、図８では省略しているが、ＩＣ１の
出力をラッチ回路に入力して、オフ状態を保持してもよ
い。短絡の発生は、ノイズによる誤動作や制御の間違い
などいくつかの例が考えられる。前記の例であれば、連
続して発生することは考えられないことから、電流が既
定値以上になったときにＩＧＢＴをオフにし、電流が既
定値以下になったら保護を解除して、通常動作に戻して
よい。しかし、後者の場合は、短絡を発生させる要因が
長期間続くので、オフ状態を保持するとともに、上位の
制御装置に短絡状態であることを通信し、解除指令があ
るまで、オフ状態を保つことがよい。短絡時の処理方法
については、いくつか考えられ、システムの目的に応じ
た処理とすればよい。
【００４０】ところで、ＩＧＢＴはスイッチングが早い
ことから、急激な電圧変化（ｄｖ／ｄｔ）を発生する。
これが大きくなるとスイッチングノイズの発生だけでな
く、モータなどの端子間に過電圧が発生して、モータの
破壊を招く。そこで、例えば、特開平10−150764号のよ
うに、ｄｖ／ｄｔを低減することが行われている。図６
の実施例は、ｄｖ／ｄを抑制することを目的としてい
る。ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔを低減するとスイッチング損
失が増加する。これは、電圧の立上がり、立下りが緩慢
になり、電流と電圧の積が増加するからである。したが
って、ｄｖ／ｄｔを必要以上に小さくすることは望まし
くない。
【００４１】図９（Ａ）はＩＧＢＴのターンオン時のス
イッチング波形、（Ｂ）はターンオフ時のスイッチング
波形である。Ｉｇはゲート電流、Ｉｅはエミッタ電流、
Ｖｃはコレクタ電流、Ｖｄは相手側のダイオード（二直
列に接続されたＩＧＢＴモジュールの相手側のダイオー
ド)の電圧である。尚、測定には、耐圧３.３ｋＶ，電流
１２００ＡのＩＧＢＴモジュールを使用した。尚、ＩＧ
ＢＴのターンオン時に発生するｄｖ／ｄｔはダイオード
のリカバリーが発生するｄｖ／ｄｔの方がはるかに大き
いので、図９（Ｃ）の縦軸はリカバリーｄｖ／ｄｔとし
た。
【００４２】ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔは、電圧が変化して
いる期間に、ＩＧＢＴのゲート電流を少なくすることで
低減できることを見出した。電圧が変化している期間と
はターンオンであればＴｆで示した期間、ターンオンで
あればＴｒで示した期間である。また、ゲートの制御条
件を一定として、ｄｖ／ｄｔの電流依存性を調べた結
果、リカバリーｄｖ／ｄｔは電流の増加とともに低下す
ることを発見した。これに対し、ターンオフ時のｄｖ／
ｄｔは電流６００Ａ程度までは増加し、その後一定にな
ることを発見した。したがって、ターンオンであれば、
低電流のときはＩｇを小さくし、電流が大きいときはＩ
ｇを大きくして駆動すれば、大電流時のｄｖ／ｄｔを抑
制しすぎて、スイッチング損失が増大することを防止で
きることが分かる。また、ターンオフ時はこの逆であ
る。
【００４３】図９（Ｅ）はｄｖ／ｄｔを一定に制御する
ための回路構成を示し、三相インバータの一相分を抜き
出して記載している。インダクタンスＬｅの電圧Ｖｅを
積分し、リカバリー電流がなくなった後の電流を読み取
り、これを一時記憶する。そして、記憶値に応じて、駆
動回路からＩＧＢＴのゲートに加える電流Ｉｇを制御し
て、ｄｖ／ｄｔと損失を最小にする。ＩＧＢＴの電流値
に応じてｄｖ／ｄｔを一定に制御するためには、電流の
読み取りと同時にゲート電流Ｉｇを瞬時に制御すること
が最もよい。しかし、電流の読取値はＩＧＢＴのスイッ
チング後でしか測定できないので現実的には不可能であ
る。この問題は、電力変換装置の負荷電流の周波数より
スイッチングの周波数が１から３桁程度高いことを利用
して解決する。ターンオン時の制御であれば、その直前
のターンオフ時に測定した電流値でターンオン時のゲー
ト電流Ｉｇを決定する。尚、一回前のターンオン時に測
定した電流を利用しても大きな差はない。また、ターン
オフ時は、同様にその前のターンオン時に測定したデー
タを使用する。このようにすれば、高速な判定をするこ
となくｄｖ／ｄｔを一定に制御することができる。
【００４４】尚、スイッチング時のｄｉ／ｄｔもスイッ
チング時のゲート電流で制御することが可能で、この場
合も、ｄｖ／ｄｔと同様な方法で制御する。
【００４５】次に、相電流の求め方について説明する。
電力変換装置では、一般的に負荷電流の測定が行われて
いる。例えば、誘導モータを効率よく回転させるベクト
ル制御では、モータ電流の測定が不可欠である。
【００４６】図１０は、三相誘導電動機を制御する三相
インバータの構成図である。モジュールＭ１１のゲート
端子Ｇ，センス用のエミッタ端子Ｅｓおよびエミッタ端
子Ｅｍには制御回路が接続される。尚、ここで示す制御
回路とは、例えば図１であれば、積分回路１０，駆動回
路１１と制御回路１２から構成されている。モジュール
と制御回路からなる回路は二つ直列に接続され、三相イ
ンバータの一相を構成する。さらに三並列に接続され三
相インバータが構成される。尚、以後、モジュールＭ１
１，Ｍ２１，Ｍ３１を上アーム、Ｍ１２，Ｍ２２，Ｍ３
２を下アームのモジュールと呼ぶことにする。上アーム
モジュールのコレクタ端子は、直流電圧Ｖccの＋端子Ｔ
１に、下アームモジュールののエミッタ端子は、Ｖccの
−端子Ｔ２に接続される、上アームモジュールと下アー
ムモジュールの各接続点は三相誘導電動機に接続され
る。各制御回路はさらに、上位制御回路に接続され、三
相インバータのＰＷＭ制御が行われる。
【００４７】図１１は相電流の求め方を説明するための
図である。キャリア信号と各相の電圧指令値から、各相
のスイッチング指令を決定する。例えば、Ｕ相を例とし
て説明すると、Ｕ相の電圧がＶccのときは、ＩＧＢＴ11
がオン、ＩＧＢＴ12がオフ、０Ｖの時はその逆で、ＩＧ
ＢＴ11がオフ、ＩＧＢＴ12がオンである。尚、実際には
ＩＧＢＴ11とＩＧＢＴ12の切り替わり時には、両者をオ
フとする期間を設け、直流端子間が短絡するのを防いで
いる。
【００４８】相電圧がＶccの時は、負荷に流れる電流は
増加し、また０Ｖのときは減少する。誘導電動機のＵ相
電流が正の場合、ａで示すような波形がモジュールＭ１
１で観測される。また相電流が負の場合は、モジュール
Ｍ１２側でｂのような波形が観測される。図１１（Ｂ）
はこの一部を拡大したもので、ｄ点はＩＧＢＴ11がオン
した時間、ｃとｅはＩＧＢＴ11がオフした時間である。
点ｃからｄの期間はＩＧＢＴ11がオフ状態で、Ｕ相電流
はダイオードＤＦ12を流れる。この期間は、直流電源か
らの電流供給がないので電流は減少する。点ｄからｅの
期間はIGBT11がオン状態のときで、直流電源ＶccからＩ
ＧＢＴ11を通して電流が供給されるので電流が増加す
る。ＩＧＢＴ11の電流は、配線Ｗ１を通り、配線Ｗ２と
Ｗ３に流れる。したがって、ＩＧＢＴ22とＩＧＢＴ32の
一方がオンのときより、両方がオンの方が電流の変化率
が大きくなる。図１１（Ｂ）はこれを示し、両ＩＧＢＴ
がオンのときに電流増加の傾きが急になっている。尚、
ｆは電流の平均値を示す。電力変換器のスイッチング素
子は、スイッチング動作により電源から負荷に電流と電
圧を供給する。そして、スイッチング素子を流れる電流
はスイッチング時に急激な変化をするが、電動機のイン
ダクタンスは通常数ｍＨと大きいので、各スイッチング
間の電流の変化は小さい。通常、スイッチング時の電流
変化率ｄｉ／ｄｔが数百Ａ／μｓから数千Ａ／μｓであ
るのに対し、スイッチング間の電流変化率は数百ｍＡ／
μｓと約１／１００００である。インバータ装置では、
スイッチング時の過電圧を防止するために主回路配線中
のインダクタンスをできる限り小さくすることが望まれ
るため、エミッタ配線部のインダクタンスも通常数ｎＨ
と小さく作られる。したがって、各スイッチング間にエ
ミッタ配線のインダクタンスに発生する電圧は、数百μ
Ｖと極めて小さくなるために、低コストな積分回路で正
確に測定することは困難である。
【００４９】しかし、電動機は数ｍＨと大きなインダク
タンスなので、電動機を流れる電流が直線的に変化する
ことを利用して、各スイッチング間の電流を求めること
ができる。例えば、ＩＧＢＴのターンオンとターンオフ
直後に電流を測定し、その間を直線で結び、補間するこ
とによって電動機に流れる電流を求める。このようにし
ても、図１１（Ｂ）から明らかなように、誤差はほとん
どない。以上のように、エミッタインダクタンスに発生
する電圧を積分してその直後に電流を読取り、かつその
間を直線で結ぶことで、電動機に流れる相電流（電動機
の入力配線に流れる電流）を求めることができる。尚、
相電流が負になった場合は、ＩＧＢＴ12で同様な処理を
すればよいことは容易に分かるので、説明を省略する。
【００５０】ＩＧＢＴモジュールのエミッタインダクタ
ンスＬｅの値は、個々のモジュールによってやや異なる
とともに、実装してインバータを構成すると、各モジュ
ール間の配線部材による相互誘導を受け、インダクタン
スの値が個々のモジュールで変えることがある。一つの
解決方法は、例えば図１０の回路でスイッチング動作を
させ、エミッタインダクタンスに流れる電流をカレント
トランスで測定するとともに、両端に発生する電圧から
インダクタンス値を求め、個々の制御回路中の積分器の
積分定数を調整することである。しかし、この方法は手
間がかかり、現実的な方法でない。そこで、例えば、図
１０の制御回路部中にある積分器の積分定数を自動変更
できるようにするとともに、ＩＧＢＴに既知の電流を通
電させ、積分器の読取値が既知の値と等しくなるように
積分定数を自動的に変更することで解決できる。既知の
電流を流す方法としては、三相電動機の変わりに三相抵
抗負荷を接続してスイッチング動作することで実現でき
る。例えば、図１０のＩＢＧＴ22をオン状態にしＩＧＢ
Ｔ11をスイッチングすれば、ＩＧＢＴ11に流れる電流は
負荷抵抗と直流電源の電圧で決まるので、既知の電流を
通電することができる。また、積分定数を自動変更する
方法としては、例えば図１０の制御回路中の積分回路
が、図６，図７のような構成であれば、積分回路の出力
をＡ／Ｄ変換し、デジタル的な処理で補正を行うことで
実現できる。デジタル的な処理方法で、補正できること
は明らかなので、ここでは詳細な説明は省略する。
【００５１】また、既知の電流を通電する方法としては
三相誘導負荷を接続してもよい。この場合、電流は時間
に比例して増加するので、既知の電流は電源電圧、イン
ダクタンス値、および通電時間で決定できる。更に、負
荷の配線にカレントトランスなどを直接挿入し、この読
取値と、積分器の出力値を直接比較して両者が一致する
ように積分定数を自動調整してもよい。
【００５２】電動機のトルクを最適に制御して、起動や
停止をスムーズに行う電動機のベクトル制御では、電動
機に流れる電流の平均値を使用する。先に説明したよう
に、インバータで電動機を制御すると、電動機には、Ｉ
ＧＢＴのスイッチング動作に伴うリップル（電流の振
動）成分を持つ電流が流れる。そのため、一般的に、ベ
クトル制御では、キャリア信号のピーク部分で電流を読
み取ることが行われている。これは、キャリア信号のピ
ーク点は各スイッチングの中間時刻に当たり、また各ス
イッチングの中間時刻での電流値が電動機に流れる電流
の平均値になるからである。したがって、各スイッチン
グ時に電流を測定し、測定点の中間時刻の電流を計算す
れば、ベクトル制御に使用する平均電流を求めることが
できる。尚、全時刻に渡っての平均電流が必要な場合
は、各測定点を直線で結び、これを各時刻での電流値と
して、時間平均を求めればよい。
【００５３】図１２は、ベクトル制御機能を有するイン
バータの構成図である。各ＩＧＢＴのゲート端子Ｇ，セ
ンス用のエミッタ端子Ｅｓ、およびエミッタ端子Ｅｍに
は制御回路が接続される。各制御回路の上位には通信Ｉ
／Ｏが位置し通信Ｉ／Ｏからは各制御回路にはスイッチ
ング情報ＳＷ、各制御回路から通信Ｉ／Ｏには電流情報
Ｉがそれぞれ伝達される。各制御回路と通信Ｉ／Ｏは、
電気的な絶縁が施されている。通信Ｉ／Ｏの上位には、
電流制御器，速度制御器、更に位置制御器が配置され
る。電流制御器から通信Ｉ／ＯにはＰＷＭ指令，通信Ｉ
／Ｏから電流制御器へは電流値が送られる。三相電動機
には位置および速度の検出器が設置されており、電動機
の回転角度および回転速度が検出される。回転角度およ
び回転速度は、それぞれ位置制御器および速度制御器に
送られ、位置指令および速度指令と比較される。本構成
のベクトル制御機能を有するインバータでは、エミッタ
インダクタンスに発生する電流値を積分することによっ
て求めた電流値を使用して電動機の制御が行われる。従
来のベクトル制御インバータでは、電流は配線Ｗ１，Ｗ
２、およびＷ３にカレントトランスなどの電流センサを
挿入して測定されていた。しかし、本発明の構成では、
カレントトランスなどの電流センサを必要としないため
に、インバータシステムを小型，低コスト化することが
できる。
【００５４】図１２では、電動機の回転位置と回転速度
を検出して、電動機を制御するベクトル制御の例を示し
た。しかし、本発明は、回転位置と回転速度の検出をし
ないで電動機を制御するベクトル制御においても有効で
あることは明らかなので、詳細な説明は省略する。
【００５５】尚、本発明ではＩＧＢＴで説明してきた
が、例えばＭＯＳＦＥＴなどの他のスイッチング素子で
あってもよい。
【００５６】
【発明の効果】本発明によれば、電力変換装置の主回路
中のインダクタンスに発生する電圧を積分して電流を求
めるので、高精度に電流を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電流検出方法を示す回路図の一例。
【図２】ＩＧＢＴモジュールでの電流検出法を示す回路
図とモジュールの構造。
【図３】電流検出に用いた回路図と電流の実測結果。
【図４】他の電流検出方法を示す回路図の一例。
【図５】短絡保護回路の一実施例。
【図６】ＩＧＢＴのスイッチング時に発生する主端子間
の電圧変化率ｄｖ／ｄｔを一定に制御することの必要性
とそれを実現するための回路図の一実施例。
【図７】電動機を制御するインバータの一実施例。
【図８】本発明の電流検出方法で求めた電流の測定値か
ら、三相電動機の相電流を求める方法を説明するための
図。
【図９】電動機のベクトル制御機能を持つ本発明インバ
ータ装置の一実施例。
【図１０】三相インバータの構成図。
【図１１】相電流の求め方。
【図１２】ベクトル制御機能を有するインバータの構成
図。
【符号の説明】
１０…積分回路、１１…ゲート駆動回路、ＩＧＢＴ…絶
縁ゲート型バイポーラトランジスタ、Ｌ…インダクタン
ス、Ｌｅ…ＩＧＢＴモジュールのエミッタ側の主回路配
線が持つインダクタンス、Ｍ…ＩＧＢＴモジュール、Ｃ
…コレクタ端子、Ｅｓ…センス用エミッタ端子、Ｅｍ…
エミッタ端子、３１…オペアンプ、ＳＷ…アナログスイ
ッチ、Ｖｅ…ＥｓとＥｍ間（インダクタンスの両端）に
発生する電圧、Ｖｅ* …Ｖｅを積分した電圧、５１…ア
ナログスイッチ、ＤＦ11…フリーフォイールダイオー
ド、ｉｇ１１…ゲート電流。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 仲田 清 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 平11−55936（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−79758（ＪＰ，Ａ) 実開 平４−29879（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/00

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】制御端子と主端子とを有するスイッチング
    素子と、 前記制御端子に接続する駆動回路と、 前記スイッチング素子の主端子に直列接続されるインダ
    クタンスと、 該インダクタンスの両端に発生する電圧を入力し、該電
    圧を積分した電流信号を出力する積分器と、 該電流信号を入力し、該電流信号に基づいて前記駆動回
    路へ制御信号を出力する制御回路とを有し、 前記インダクタンスが、前記スイッチング素子を含むモ
    ジュールの、モジュール内部の前記スイッチング素子の
    配線の寄生インダクタンスである ことを特徴とする電力
    変換装置。
  2. 【請求項２】請求項１において、前記スイッチング素子
    のオンとオフのスイッチング時に読み取った電流値を補
    間することで、前記スイッチング素子の主電流を求める
    ことを特徴とする電力変換装置。
  3. 【請求項３】請求項１において、前記スイッチング素子
    のオンとオフのスイッチング時に読み取った電流値を補
    間することで、前記電力変換装置の出力電流を求めるこ
    とを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】制御端子であるゲート端子と主端子とを有
    するスイッチング素子と、 前記ゲート端子に接続して、前記スイッチング素子をオ
    ン・オフするゲート駆動回路と、 前記スイッチング素子の主端子に直列接続されるインダ
    クタンスと、 該インダクタンスの両端に発生する電圧を積分し電流信
    号とする積分器と、 該積分器の出力信号と指令値とを比較する比較回路と、 該比較回路からオフパルスが出力されたときに前記ゲー
    ト駆動回路への出力をオフパルスに切り替える切替回路
    とを有し、前記インダクタンスが、前記スイッチング素子を含むモ
    ジュールの、モジュール内部の前記スイッチング素子の
    配線の寄生インダクタンスであり、 前記積分の出力が前記指令値以上になったときに前記ス
    イッチング素子を遮断することを特徴とする電力変換装
    置。
  5. 【請求項５】制御端子であるゲート端子と主端子とを有
    するスイッチング素子と、 前記ゲート端子に接続し、前記スイッチング素子をオン
    ・オフするゲート駆動回路と、 前記スイッチング素子の主端子に直列接続されるインダ
    クタンスと、 該インダクタンスの両端に発生する電圧を積分する積分
    器と、該積分器の出力から電流値を読み取る電流読取回
    路と、該電流値を一時記憶する一時記憶回路とを有し、 該一時記憶回路に記憶された電流値に応じて、前記スイ
    ッチング素子の主端子間の電圧が変化しているときに、
    前記スイッチング素子のゲートに入力する電流の大きさ
    を可変することを特徴とする電力変換装置。
  6. 【請求項６】請求項５において、ターンオン時は、前記
    スイッチング素子の電流が増加し、スイッチング素子の
    主端子間の電圧が変化しているときに、前記スイッチン
    グ素子のゲート端子に入力する電流を増加させることを
    特徴とする電力変換装置。
  7. 【請求項７】請求項５において、ターンオフ時は、前記
    スイッチング素子の電流が増加し、スイッチング素子の
    主端子間の電圧が変化しているときに、前記スイッチン
    グ素子のゲート端子に入力する電流を減少させることを
    特徴とする電力変換装置。
  8. 【請求項８】請求項５乃至請求項７のいずれか１項にお
    いて、前記電力変換装置がスイッチング素子を含むモジ
    ュールを有し、スイッチング素子の主端子と直列に接続
    された前記インダクタンスが、前記モジュール内部のス
    イッチング素子の配線の寄生インダクタンスであること
    を特徴とする電力変換装置。
  9. 【請求項９】請求項１乃至請求項８のいずれか１項にお
    いて、前記積分器が演算増幅器とコンデンと抵抗とを備
    えていることを特徴とする電力変換装置。
  10. 【請求項１０】請求項１乃至請求項８のいずれか１項に
    おいて、前記スイッチング素子のスイッチングに先立っ
    て前記積分器の出力をリセットすることを特徴とする電
    力変換装置。
  11. 【請求項１１】請求項１０において、前記積分器が少な
    くとも一つのオペアンプと、該オペアンプのマイナス入
    力側に接続される抵抗と、該オペアンプの出力端子とマ
    イナス入力側端子との間に接続されるコンデンサと、該
    コンデンサの両端に並列に接続される別のスイッチング
    素子とからなり、前記スイッチング素子のスイッチング
    に先立って、前記別のスイッチング素子を導通させて、
    前記積分器の出力をリセットすることを特徴とする電力
    変換装置。
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