JP3424155B2 - モータの駆動装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は電圧型インバータ
を用いたモータの駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１３は例えば特開平６−２５３５８４
に示された従来のモータの駆動装置のモータの相電圧、
およびその相のモータの誘起電圧の波形である。図では
電気角で３０゜毎に縦線が記されており、通電周期の一
周期が１２ステージの通電区間で区切ることができる。
そして、誘起電圧のゼロクロス点である３０゜毎でモー
タへの通電を停止し、モータ端子にあらわれる誘起電圧
の位相情報に基づいて、モータの回転に同期した電圧を
与えモータの回転を行っていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】前記のようモータおよ
びモータの駆動装置では、各相順次通電停止区間を持つ
ため、相の印加電圧パターンの切替時に急激な電圧変動
が発生し、それに対し相電流の遅れによるトルクリプル
が発生し、騒音、振動が発生するという問題があった。
また、通電停止時にモータに、インダクタンス成分があ
るため、しばらく環流電流が主回路を流れその間相電圧
からの誘起電圧情報の検出は不能となる。このため高負
荷時すなわち相電流の大きな時に誘起電圧の位相情報の
検出が不能となり、運転範囲に制約ができたり、負荷変
動に対する裕度が減少し、脱調等の問題が発生してい
た。

【０００４】この発明は、かかる問題点を解決するため
になされたもので、高出力化が可能で、低騒音で、低振
動で、信頼性の高いモータの駆動装置を提供することを
目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明に係わるモータ
の駆動装置は、直流電圧を交流電圧に変換し、モータに
電圧を供給する電圧型インバータと、前記インバータの
同一相の上下のスイッチング素子を同時にｏｆｆさせる
停止信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、前
記停止信号が出力されたとき、前記インバータに生じる
環流電流の極性を含んだ相電圧情報に基づいて生成さ
れ、前記モータに流れる相電流の電流位相情報に基づい
て前記インバータを制御するものである。

【０００６】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を予測される電流ゼロクロスのあらかじめ定めら
れた範囲のみ同時ｏｆｆにするものである。

【０００７】また、制御部はモータの誘起電圧情報を電
流位相情報に加え制御するものである。

【０００８】また、制御部は電流と電圧の位相差が一定
になるように制御するものである。

【０００９】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を同時にｏｆｆにさせる信号を不定期に発生する
ものである。

【００１０】また、インバータをＰＷＭインバータと
し、制御部は同一相の上下スイッチング素子を同時にｏ
ｆｆさせるタイミングを上下アーム短絡防止時間とする
ものである。

【００１１】また、制御部はＰＷＭの変調方式を鋸波変
調とするものである。

【００１２】また、制御部は同一相の上下スイッチング
素子を同時にｏｆｆする周波数を非可聴周波数とするも
のである。

【００１３】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を同時にｏｆｆにする時間を０を越え、１０μｓ
ｅｃ以下ものである。

【００１４】また、モータを誘導電動機とし、制御部は
環流中の相電圧情報から得られる電流位相情報に基づい
て上下アーム短絡防止時間の補正をするものである。

【００１５】

【発明の実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の
一実施の形態であるモータの駆動装置の全体構成、図２
は駆動部である電圧型インバータの回路図、図３は環流
電流の説明図、図４は動作原理を示す波形図、図５はモ
ータの相電流および電流ゼロクロス検出部の出力波形
図、図６はｕ相の各段階の波形図である。

【００１６】図１において、１は三相モータ２を駆動さ
せる駆動部、３は電流ゼロクロス検出部、４はゼロクロ
ス検出部３の出力により駆動部１を制御する制御部、５
は直流電源である。

【００１７】図２は図１の１の駆動部の回路図で、１０
〜１５はスイッチング素子でこれらを切り替えモータの
各相に電圧を与える。また１６〜２１は環流用のダイオ
ードで、スイッチング素子がｏｆｆ時にモータの電流を
環流させ相電圧の上昇を抑える。

【００１８】次に動作の概要及び原理を図１〜図５によ
り説明する。まず、直流電圧５を駆動部１のスイッチン
グ素子１０〜１５をｏｎ／ｏｆｆすることにより、モー
タ２の各相に順次電圧を加えモータ２を回転させる。そ
して、モータ２に電流が流れているときに各相の二つの
スイッチング素子の双方をｏｆｆとすると、二つのダイ
オードのいずれかがｏｎし、環流電流が流れる。この環
流電流が流れている間は相電圧がＰまたはＮのいずれか
に固定される。このときの電位は相電流の方向に対応し
ている。例えば、図３に示すように、Ｕ相についてみる
と、スイッチング素子１１、１３がｏｎからスイッチン
グ素子１３がＯｆｆし、上下のスイッチング素子１０、
１３が同時にｏｆｆとなったときに、電流は点線から実
線方向に流れる。すなわち、スイッチング素子１０、１
３がｏｆｆの直後は巻線に流れている電流が環流ダイオ
ード１６を通し環流し、さらに、ｏｆｆ状態が場合は減
衰し、電流が切れた場合は環流ダイオード１６、１９も
ｏｆｆとなり、その場合、ｕ相の相電圧Ｖｕはモータ２
が直流モータの場合は、モータ２の誘起電圧となる。

【００１９】一方、モータ運転中に制御部４から、相電
圧を一定の周期で微小時間停止させる情報Ｔｏｆｆをゼ
ロクロス検出部３に出力する。この場合の動作を図４に
より説明する。図（ａ）はスイッチング素子１０に印加
されるｕ相の電圧の波形、図４（ｂ）は相電圧を一定の
周期で全ての相の出力停止をするタイミングを示す情報
Ｔｏｆｆの波形図、図４（ｃ）はモータ２のｕ相に印加
される印加電圧の波形図である。

【００２０】モータ２のｕ相に印加される印加電圧は、
図４（ｂ）の情報Ｔｏｆｆにより、通常はＬとなるが、
環流電流が生じ、その電圧極性がＰのときは図４（ｃ）
のａ領域に示すようにＶｕはＨのまま保持される。そし
て環流電流が終了した後はｂ領域のモータ２に生じる誘
起電圧となる。領域ａではＶｕの極性が電流の極性の情
報を含んでおり、領域ｂではＶｕはその値によりロータ
の回転数、位置の情報を含んでいる。

【００２１】この発明では領域ａの電圧情報を検出し、
その電圧情報から得られる電流情報に基づいてモータを
駆動するものである。従来の方式ではｂ領域の情報を主
情報として駆動していたので、停止時間を多くとらなけ
ればならないが、この発明では領域ａの情報を駆動情報
とするため、停止時間が少なくてすみ、そのため回転む
らを少なくすることができる。

【００２２】相電圧の極性Ｐ、Ｎの極性情報は情報ｔｏ
ｆｆのタイミングに応じてサンプリングされ、電流ゼロ
クロス検出部３の記憶手段に記憶される。そして、電圧
極性情報に基づいて生成された電流位相情報である電流
波形ｐｈＩｕ、ｐｈＩｖ、ｐｈＩｗが制御部４に出力さ
れる。

【００２３】相電圧の極性はモータに流れる電流の極性
ともほぼ同じであり、電圧の極性に基づいて各相の電流
位相情報ｐｈＩｕ、ｐｈＩｖ、ｐｈＩｗを生成する状況
を示したものが図５であり、図５（ａ）のモータに流れ
る相電流Ｉｕに着目すると、Ｉｕが正方向のときは、図
５（ｂ）に示すように電流ゼロクロス検出部３の出力Ｐ
ｈＩｕはＨとなり、Ｉｕが負方向ときはＬとなる。この
ＨがＬ、又はＬがＨとなるポイントが電流ゼロクロスポ
イントであり、このタイミングを制御部４のタイマーに
より計測することにより、各相の電流の位相情報が得ら
れ、この各相の電流の位相情報を含んだ電流位相情報ｐ
ｈＩｕ、ｐｈＩｖ、ｐｈを制御部４に出力する。この電
流の位相情報に基づいて、駆動信号を生成し、駆動部１
に出力する。

【００２４】駆動部１は制御部から出力された電流の位
相情報ｐｈＩｕ、ｐｈＩｖ、ｐｈＩｗに基づいて各相に
対応するスイッチング素子１０〜１５をｏｎ／ｏｆｆす
ることにより、モータ２を駆動させる。

【００２５】動作の概要は以上のとおりであるが、ｕ相
の電流ゼロクロスの検出動作について、図６により詳細
に説明する。図６（ａ）は制御部４で駆動目標に応じ決
定されるｕ相の出力電圧指令値Ｖｕｏｒｇの波形図であ
る。図６（ｂ）はスイッチング素子１０、１３がＯｆｆ
しない場合のモータ２のｕ相に流れる電流の波形図、
図６（ｃ）はスイッチング素子１０に印加されるｕ相の
電圧の波形、図６（ｄ）は相電圧を一定の周期（ｔ１、
ｔ２、ｔ３）で全スイッチング素子をｏｆｆとし、全て
の相の出力停止をするタイミングを示す情報Ｔｏｆｆの
波形図、図６（ｅ）はモータ２のｕ相に印加される印加
電圧の波形図、図６（ｆ）は電流ゼロクロス検出部３か
ら出力されるｕ相の電流位相情報ＰｈＩｕの波形図であ
る

【００２６】電流ゼロクロスの検出動作は、まず、図６
（ａ）に示された出力電圧指令値Ｖｕｏｒｇをもとに図
６（ｃ）に示すようにｕ相の上下のスイッチのｏｎ／ｏ
ｆｆ信号Ｐｕ、Ｎｕが決定される。 電圧型ＰＷＭイン
バータである駆動部１ではこの出力電圧指令値Ｖｕｏｒ
ｇに基づきパルス幅を決定し、モータ２に印可する電圧
を出力するが、さらに、図６（ｄ）に示す情報Ｔｏｆｆ
により、ｕ相の二つのスイッチング素子１０、１３がｏ
ｆｆとなり、環流電流が流れて生じた相電圧ＰまたはＮ
との理論和がとられ、その結果図（ｅ）の相電圧Ｖｕと
なる。相電圧Ｖｕはｔ１、ｔ２では相電圧がＰなので相
電圧波形はＨとなり、ｔ３では相電圧がＮであり電圧波
形はＬとなる。

【００２７】この相電圧波形の極性Ｐ、Ｎを情報ｔｏｆ
ｆのタイミング（ｔ１、ｔ２ｔ３）に応じて極性情報を
サンプリングし（ｔ１ａ〜ｔ１ｂ、ｔ２ａ〜ｔ２ｂ、ｔ
３ａ〜ｔ３ｂ）、この極性情報に基づいて図６（ｆ）に
示す電流位相情報ｐｈＩｕを制御部４に出力する。電流
波形ｐｈＩｕは相電圧の極性がＰならばＨ、極性がＮな
らばＬの電流位相情報ＰｈＩｕとなり、極性の変わる点
ｔ３ａが電流のゼロクロス点とする。実際の電流のゼロ
クロス点は図（ｂ）のＩｕ０の所である。

【００２８】出力電圧指令値Ｖｕｏｒｇは制御部で生成
され、その結果とモータの運転状況に応じて図６（ｂ）
に示す相電流Ｉｕが流れるが、運転状況に応じＶｕｏｒ
ｇとＩｕの位相差も変化する。すなわち、この位相差は
モータの運転情報を含んでおり、これをフイードバック
してモータ２を駆動させる。

【００２９】以上のように、モータの運転状況を特殊な
センサ等を用いず検出かつフィードバックすることがで
き、モータ出力の高出力化、安定化をはかることができ
る。また本実施例に用いた電流位相検出を用いて制御し
た場合、従来の様な誘起電圧検出を用いて制御した場合
に比べ通電停止時間が数μｓｅｃ程度と二桁以上少なく
でき、停止によるトルクリプルを低減し低騒音、低振動
化が可能となる。

【００３０】なお、図６（ｄ）に示すように、スイッチ
ング素子を停止する周期は一定であるが、ランダム周期
発生アルゴリズムか、もしくは記憶装置に乱数テーブル
を備え、それを読出してランダム周期としてもよい。こ
の場合、出力停止によるトルクリプルの周波数が拡散さ
れ、センサレス運転でかつ低騒音のモータの駆動装置が
得られる。

【００３１】また、出力停止の周波数を非可聴周波数２
０ｋＨｚとするか、聴感度の低下する周波数とする。

【００３２】この場合、通電停止によるトルクリプルの
周波数が可聴周波数以上となり、センサレス運転でかつ
無騒音のモータの駆動装置が得られる。

【００３３】さらに、スイッチング素子の全停止時間に
ついては、送風機、冷蔵庫などのモータの場合、スイッ
チング周期が５０μｓｅｃ時であり、２０ＫＨz （非可
聴域）とすると、出力を確保するためには１μｓｅｃ程
度の全停止しか許されないので、スイッチング素子の全
停止時間を１μｓｅｃとすれば、検出のためのトルクリ
プルを小さくすることができる。また、エアコンの圧縮
機の場合は、スイッチング周期が３ＫＨｚ（３３μｓｅ
ｃ）であり、出力を確保するためには１０μｓｅｃ位許
されるので、スイッチング素子の全停止時間を０を越
え、１０μｓｅｃ以下とすれば、検出のためのトルクリ
プルを小さくすることができる。従って、検出のための
トルクリプルを小さくするには、全停止時間を１０μｓ
ｅｃ以下とするのがよく、さらに０を越え、１μｓｅｃ
以下とするのが望ましい。

【００３４】さらにまた、電流のゼロクロスが予想され
るあらかじめ定められた範囲のみ電流検出のためのスイ
ッチング素子の停止を行うようにしてもよい。電流ゼロ
クロスのあらかじめ定められた範囲については、電圧、
電流位相は、ほぼ同相に近い運転の場合、電圧ゼロ近傍
とする。

【００３５】この場合、スイッチングによる出力低下、
トルクリプルを小さくできる。

【００３６】実施の形態２．本実施の形態２は実施の形
態１のモータをＤＣブラシレスモータ、駆動部のスイッ
チング素子をＩＧＢＴ（ハイポーラ型ＭＯＳ ＦＥＴ）
のブリッジとし、電流ゼロクロス検出部と制御部を分圧
回路とマイクロプロセッサとし、さらに、プリドライブ
ＩＣを、駆動部と制御部の間に設け、さらに具体的な構
成としたものである。図７はこの発明の実施の形態２で
あるモータの駆動装置の全体構成、図８はプリドライブ
の回路図、図９は電流ゼロクロス検出のフローチャート
である。

【００３７】図７において４０〜４５はスイッチ素子で
あるＩＧＢＴ、１６〜２１はダイオ−ド、４６はＤＣブ
ラシレスモ−タ、４７〜５２はＤＣブラシレスモ−タ４
６に印加される相電圧を分圧する分圧回路を構成する抵
抗、５３はＩＧＢＴ４０〜４５を駆動させるプリドライ
ブＩＣ、５４は抵抗４７〜５２で分圧された相電圧の分
圧値に基づいて電流極性を判別し、ＰＷＭ出力によりプ
リドライブＩＣ５３を制御する制御部であるマイクロプ
ロセッサである。図８は三相のうちｕ相のプリドライブ
を示しており、図において、６１はマイクロプロセッサ
５４からのロジックレベルの制御信号をシフトするレベ
ルシフト回路、６２〜６５はレベルシフト回路からの信
号によりＩＧＢＴ４０、４１のゲ−トをドライブするド
ライブ信号を出力するドライブ回路を構成するトランジ
スタである。

【００３８】次に動作を図７〜９により説明する。三相
のうちｕ相の各部の波形は実施の形態１の図６に示した
ものと同じである。まず、図９のステップＳ１でマイク
ロプロセッサ５４のカウンタをインクリメントする。次
に、ステップＳ２でカウントアップされるとき、ステッ
プＳ３に進む。ステップ３では相電圧はＰＷＭ制御で電
圧を印加しモータを駆動するが、一定周期毎にＩＧＢＴ
４０〜４５を停止する信号をマイクロプロセッサ５４か
らプリドライブＩＣ５３に出力する。スイッチング素子
であるＩＧＢＴ４０〜４５はマイクロプロセッサ５４か
らの信号により停止され、環流電流が流れる。ステップ
４では、ＩＧＢＴ４０〜４５が停止されたとき、抵抗４
７〜５２で分圧された相電圧の分圧値をマイクロプロセ
ッサ５４のポートに読み込み記憶手段に記憶する。その
あとステップ５で通常のＰＷＭ出力を再開し、ステップ
６でカウンタをクリアする。このようにして三相分の電
流の位相情報を検出し、検出された相電圧の電流位相情
報ｐｈＩｕ、ｐｈＩｖ、ｐｈＩｗに基づいて、スイッチ
ング素子をｏｎ／ｏｆｆする信号Ｐｕ、Ｎｕ等をプリド
ライブＩＣ５３に出力し、プリドライブＩＣ５３を制御
する。プリドライブＩＣ５３はマイクロプロセッサ５４
のｏｎ／ｏｆｆ信号に基づいてＩＧＢＴ４０〜４５を駆
動することによりＤＣブラシレスモ−タ４６を駆動す
る。

【００３９】なお、この発明のモータの駆動装置を負荷
特性、モータ定数が既知のシステムであるエアコンのフ
ァンモータに組み込んだ場合、電流位相情報が得られれ
ばその情報と、同期運転中は印加電圧、回転速度からロ
ータ位置が類推できブラシレスモータのセンサレス運転
が可能となる。

【００４０】以上のような構成にしたことにより、微小
な通電停止でブラシレスモータのセンサレス運転が行
え、トルクむらが少なく、低騒音、低振動のモータの駆
動装置が得られる。またモータにロータ位置検出のため
のセンサが必要なく安価にシステムを構成できる。

【００４１】なお、上記の制御では、電流と電圧の位相
差があったが、起動時は非同期で電圧を印加しながら電
流位相を検出し、電流と電圧の位相差が大きいときは小
さくなるように電圧を調整し、徐々に電圧位相を電流位
相に同期させ同期運転に移行してもよい。電圧を印加し
ながら電流位相を検出するのは、非回転時、低速時は位
相差検出が難しいので、ある程度回転数を上げてから検
出する。

【００４２】この場合、モータに対し複雑な制御が必要
なく同期させることができる。

【００４３】さらに、上記ｎ制御では電流のゼロクロス
に基づいて制御したが、電流ゼロクロス近傍の誘起電圧
電圧も合わせて検出し運転情報としてもよい。

【００４４】この場合、環流時間が短く短時間の出力停
止で誘起電圧が検出でき、運転情報が増すためシステム
の信頼性が向上する。

【００４５】また、モータがインダクションモータの
時、電圧、電流位相差があるときは、トリクルプルを生
じるので、電流位相情報を用い上下アーム短絡防止時間
の補正をしてもよい。

【００４６】この場合、電流検出用のＣＴが不要となり
安価にシステムが構成できる。

【００４７】実施の形態３．実施の形態１、２では周期
的に出力の全スイッチング素子のｏｆｆを行いそのとき
の相電圧から電流位相情報を得たが、本実施の形態はＰ
ＷＭ中の駆動部の上下アーム短絡防止時間中に相電圧を
サンプリングするものである。

【００４８】本実施の形態の構成は実施の形態２と同じ
であり、図１０に示すモータの駆動装置の各部の出力波
形図により説明する。図１０（ａ）は図１のスイッチン
グ素子１０に印加されるｕ相の電圧の波形、図１０
（ｂ）はスイッチング素子１３に印加されるｕ相の電圧
の波形、図１０（ｃ）はスイッチング素子１０に印加さ
れるｕ相の電圧波形図、図１０（ｄ）は全スイッチング
素子をｏｆｆとし、全ての相の出力停止をするタイミン
グを示す情報Ｔｏｆｆの波形図、図１０（ｅ）はスイッ
チング素子１０、１３がＯｆｆしない場合のモータ２の
ｕ相に流れる電流の波形図、図１０（ｆ）は電流ゼロク
ロス検出部３から出力されるｕ相の電流位相情報ＰｈＩ
ｕの波形図である。

【００４９】図２の駆動部１に示す上下のスイッチング
素子１０、１３が同時にｏｎすることがないように、図
１０（ｄ）に示すようにスイッチング素子１０、１３両
方がｏｆｆする時間を設ける。この時間がアーム短絡防
止時間である。このアーム短絡防止時間に、相電圧をサ
ンプリングすると、図１０（ｅ）に示すＩｕに対し図１
０（ｆ）のような電流極性ＰｈＩｕが得られる。

【００５０】このようにすることで、上下アーム短絡防
止時間の機器もあるので、従来のＰＷＭインバータの上
下アーム短絡防止時間のタイミングさえあれば特にアル
ゴリズムの大きな変更は必要とせず、小さな変更で行う
ことができる。

【００５１】実施の形態４．本実施の形態は、実施の形
態３のＰＷＭの変調方式を鋸波変調としたものである。
本実施の形態の構成は実施の形態２と同じであり、図１
１に示すＰＷＭの鋸波変調の波形図により説明する。図
１１（ａ）は図７のマイクロプロセッサ５４にから出力
された鋸波信号波形とＵ、Ｖ、Ｗ相に対応したパルス幅
制御信号である。図１１（ｂ）は鋸波信号波形とパルス
幅制御信号を比較し、生成されたＵ、Ｖ、Ｗ相の各々の
切り欠き信号、図１１（ｃ）は切り欠き信号に対応した
タイミングを示す波形図である。

【００５２】図１１（ｃ）に示されるように図１１
（ａ）の鋸波の立ち下がりではＵ、Ｖ、Ｗの各相が同期
しており、ここでスイッチング素子をｏｆｆとし、全て
の相の出力停止をする。

【００５３】このようにすることで、上下アーム短絡防
止時間による出力停止が各相同時に発生するため、電流
検出の処理が少なくなり、マイクロプロセッサのＣＰＵ
占有率の低下がはかれる。

【００５４】実施の形態５．実施の形態２では電流ゼロ
クロス検出部を分圧抵抗とマイクロプロセッサで実現し
たが、本実施の形態はアンドロジックとＤラッチ回路で
構成したものである。図１２はこの発明の実施の形態５
であるモータの駆動装置の全体構成である。なお、図に
おいて実施の形態２で示した図７と同一または相当部分
には、同じ符号を付し、説明を省略する。８１、８２、
８３はアンドロジック、８４、８５、８６はＤラッチ回
路でＭＯＳゲートの標準ロジックで構成される。８７は
駆動信号を発生するマイクロプロセッサである。

【００５５】同相の上下のスイッチング素子が同時ｏｆ
ｆ時にアンドロジック８１、８２、８３からその情報が
クロックとしてＤラッチ回路８４、８５、８６に入りそ
のときの相電圧の分圧値がラッチされ電流位相情報とし
て８７のマイクロプロセッサに出力される。

【００５６】このような構成としたので、高速の処理を
安価なＨ／Ｗで実現できマイクロプロセッサのＣＰＵの
処理負荷が低減できる。

【００５７】なお、実施の形態１〜５までは三相モータ
を例に取ったがこの発明はその他の相数のモータにも適
用できることは言うまでもない。

【００５８】

【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に示すような効果を奏する。

【００５９】直流電圧を交流電圧に変換し、モータに電
圧を供給する電圧型インバータと、前記インバータの同
一相の上下のスイッチング素子を同時にｏｆｆさせる停
止信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記
停止信号が出力されたとき、前記インバータに生じる環
流電流の極性を含んだ相電圧情報に基づいて生成され、
前記モータに流れる相電流の電流位相情報に基づいて前
記インバータを制御するので、トルクむらが少なく、低
騒音、低振動で、信頼性を高くすることができ、またモ
ータにロータ位置検出のためのセンサが必要なく安価に
システムを構成できる。

【００６０】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を予測される電流ゼロクロスのあらかじめ定めら
れた範囲のみ同時ｏｆｆにするので、スイッチングによ
る出力低下、トルクリプルを小さくすることができる。

【００６１】また、制御部はモータの誘起電圧情報を電
流位相情報に加え制御するので、環流時間が短く短時間
の出力停止で誘起電圧が検出でき、運転情報が増すため
システムの信頼性が向上する。

【００６２】また、制御部は電流と電圧の位相差が一定
になるように制御するので、モータに対し複雑な制御が
必要なく同期させることができる。

【００６３】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を同時にｏｆｆにさせる信号を不定期に発生する
ので、より低騒音にすることができる。

【００６４】また、インバータをＰＷＭインバータと
し、制御部は同一相の上下スイッチング素子を同時にｏ
ｆｆさせるタイミングを上下アーム短絡防止時間とする
ので、アルゴリズムの大きな変更は必要とせずに小さな
変更で行うことができる。

【００６５】また、制御部はＰＷＭの変調方式を鋸波変
調とするので、電流検出の処理が少なくなり、マイクロ
プロセッサのＣＰＵ占有率の低下がはかれる。

【００６６】また、制御部は同一相の上下スイッチング
素子を同時にｏｆｆする周波数を非可聴周波数とするの
で、無騒音とすることができる。

【００６７】また、制御部は同一相の上下のスイッチン
グ素子を同時にｏｆｆにする時間を０を越え、１０μｓ
ｅｃ以下ので、ゼロクロス検出によるトリクルプルを小
さくすることができる。

【００６８】また、モータを誘導電動機とし、制御部は
環流中の相電圧情報から得られる電流位相情報に基づい
て上下アーム短絡防止時間の補正をするので、電流検出
用のＣＴが不要となり安価にシステムが構成できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示すモータの駆動
装置の構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態１のモータの駆動装置
の駆動部の回路図である。

【図３】 この発明の実施の形態１のモータの駆動装置
の環流電流の説明図である。

【図４】 この発明の実施の形態１のモータの駆動装置
の動作原理を示す波形図である。

【図５】 この発明の実施の形態１のモータの相電流と
ゼロクロス検出部の出力波形図である。

【図６】 この発明の実施の形態１であるモータの駆動
装置の各部の波形図である。

【図７】 この発明の実施の形態２であるモータの駆動
装置の構成および回路図である。

【図８】 この発明の実施の形態２のモータの駆動装置
のプリドライブ回路図である。

【図９】 この発明の実施の形態２であるモータの駆動
装置のマイクロプロセッサのアルゴリズムのフローチャ
ートである。

【図１０】 この発明の実施の形態３であるモータの駆
動装置の各部の波形図である。

【図１１】 この発明の実施の形態４であるモータの駆
動装置のＰＷＭの変調の波形図である。

【図１２】 この発明の実施の形態５であるモータの駆
動装置の回路および構成図である。

【図１３】 従来のモータの駆動装置の相電圧および誘
起電圧の波形図である。

【符号の説明】

１ 駆動部、２ モータ、３ 電流ゼロクロス検出部、
４ 制御部、５ 直流電源、１０、１１、１２、１３、
１４、１５、スイッチング素子。

Claims (10)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧を交流電圧に変換し、モータに
   電圧を供給する電圧型インバータと、 前記インバータの同一相の上下のスイッチング素子を同
   時にｏｆｆさせる停止信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は 、前記停止信号が出力されたとき、前記イ
   ンバータに生じる環流電流の極性を含んだ相電圧情報に
   基づいて生成され、前記モータに流れる相電流の電流位
   相情報に基づいて前記インバータを制御することを特徴
   とするモータの駆動装置。
2. 【請求項２】 制御部は同一相の上下のスイッチング素
   子を予測される電流ゼロクロスのあらかじめ定められた
   範囲のみ同時ｏｆｆにすることを特徴とする請求項１に
   記載のモータの駆動装置。
3. 【請求項３】 制御部はモータの誘起電圧情報を電流位
   相情報に加え制御することを特徴とする請求項１に記載
   のモータの駆動装置。
4. 【請求項４】 制御部は電流と電圧の位相差が一定とな
   るように制御することを特徴とする請求項１記載のモー
   タの駆動装置。
5. 【請求項５】 制御部は同一相の上下のスイッチング素
   子を同時にｏｆｆにさせる信号を不定期に発生すること
   を特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
   モータの駆動装置。
6. 【請求項６】 インバータをＰＷＭインバータとし、制
   御部は同一相の上下スイッチング素子を同時にｏｆｆさ
   せるタイミングを上下アーム短絡防止時間とすることを
   特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のモ
   ータの駆動装置。
7. 【請求項７】 制御部はＰＷＭの変調方式を鋸波変調と
   することを特徴とする請求項６に記載のモータの駆動装
   置。
8. 【請求項８】 制御部は同一相の上下スイッチング素子
   を同時にｏｆｆする周波数を非可聴周波数とすることを
   特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれかに記載のモ
   ータの駆動装置。
9. 【請求項９】 制御部は同一相の上下のスイッチング素
   子を同時にｏｆｆにする時間を０を越え、１０μｓｅｃ
   以下にすることを特徴とする請求項１乃至請求項８のい
   ずれかに記載のモータの駆動装置。
10. 【請求項１０】 モータを誘導電動機とし、制御部は環
    流中の相電圧情報から得られる電流位相情報に基づいて
    上下アーム短絡防止時間の補正をすることを特徴とする
    請求項１乃至請求項９のいずれかに記載のモータの駆動
    装置。