JP3278844B2 - ステップ型利得調整機能を有する受信機 - Google Patents
ステップ型利得調整機能を有する受信機Info
- Publication number
- JP3278844B2 JP3278844B2 JP8445790A JP8445790A JP3278844B2 JP 3278844 B2 JP3278844 B2 JP 3278844B2 JP 8445790 A JP8445790 A JP 8445790A JP 8445790 A JP8445790 A JP 8445790A JP 3278844 B2 JP3278844 B2 JP 3278844B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- receiver
- output
- comparator
- pass filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、信号をスロット単位で受信する無線通信機
に利用され、受信信号レベルに応じて利得を調整する受
信機の構成に関する。
に利用され、受信信号レベルに応じて利得を調整する受
信機の構成に関する。
［従来の技術］ 第２図には、従来の受信機の構成が示されており、ア
ンテナ１から受信した信号は、バンドパスフィルタ２を
介して高周波アンプ４に入力され、所定のレベルに増幅
される。この増幅された受信信号は、ミキサ5a〜5nでミ
ックスダウンされ、中間周波フィルタ７を通過して中間
周波信号100となる。この中間周波信号100は、中間周波
アンプ８で増幅され、さらにリミッタ９で振幅制限さ
れ、中間周波出力信号101として次段に出力される。
ンテナ１から受信した信号は、バンドパスフィルタ２を
介して高周波アンプ４に入力され、所定のレベルに増幅
される。この増幅された受信信号は、ミキサ5a〜5nでミ
ックスダウンされ、中間周波フィルタ７を通過して中間
周波信号100となる。この中間周波信号100は、中間周波
アンプ８で増幅され、さらにリミッタ９で振幅制限さ
れ、中間周波出力信号101として次段に出力される。
一方、中間周波フィルタ７から出力された中間周波信
号100は、検波回路10へ供給されて検波され、ローパス
フィルタ11で平滑されることにより、受信信号レベルに
応じた直流電圧信号102が得られる。そして、この直流
電圧信号102は上記高周波アンプ４に戻されており、こ
の高周波アンプ４では上記直流電圧がほぼ一定になるよ
うにゲインコントロールされ、受信機のダイナミックレ
ンジが確保される。
号100は、検波回路10へ供給されて検波され、ローパス
フィルタ11で平滑されることにより、受信信号レベルに
応じた直流電圧信号102が得られる。そして、この直流
電圧信号102は上記高周波アンプ４に戻されており、こ
の高周波アンプ４では上記直流電圧がほぼ一定になるよ
うにゲインコントロールされ、受信機のダイナミックレ
ンジが確保される。
このような回路はAGC回路であり、受信機のダイナミ
ックレンジをある程度は改善することができる。
ックレンジをある程度は改善することができる。
ところで、近年では無線通信機において、スロット単
位の信号を空間的に多重化するTDMA（Time Division Mu
ltiple Access）を用いたデジタル移動無線方式の実用
化が検討されており、この種の方式は、第一に、データ
の送受信がスロット単位で行われるという特徴と、第二
に、多重波伝搬により誤り率の固定劣化が著しく、しか
も時間的に伝搬環境が激しく変動するために、MLSE等の
適応自動等化器が必要であるという特徴がある。
位の信号を空間的に多重化するTDMA（Time Division Mu
ltiple Access）を用いたデジタル移動無線方式の実用
化が検討されており、この種の方式は、第一に、データ
の送受信がスロット単位で行われるという特徴と、第二
に、多重波伝搬により誤り率の固定劣化が著しく、しか
も時間的に伝搬環境が激しく変動するために、MLSE等の
適応自動等化器が必要であるという特徴がある。
そして、上記特徴から、信号をスロット単位で受信す
る受信機では、以下の特徴が要求される。
る受信機では、以下の特徴が要求される。
ａ）MLSE等の等化器では、等化を行うための情報として
受信レベルの時間的変動情報を必要としており、等化を
行うための振幅変動情報は100dB近くのかなりの入力レ
ベル範囲が必要となる。
受信レベルの時間的変動情報を必要としており、等化を
行うための振幅変動情報は100dB近くのかなりの入力レ
ベル範囲が必要となる。
ｂ）スロット毎に完璧な等化を行なうためには、少なく
とも１スロット期間の間は受信機の利得は一定であり、
振幅の相対的変動情報を得る必要がある。
とも１スロット期間の間は受信機の利得は一定であり、
振幅の相対的変動情報を得る必要がある。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、従来の受信機においては、最前段の高
周波アンプやミキサ等のダイナミックレンジは大きくな
く、約70dB程度であり、高レベルの信号を受信した場合
には飽和によって振幅変動情報が失われるため、上記
ａ）に示すような十分な振幅情報を得ることは困難であ
る。
周波アンプやミキサ等のダイナミックレンジは大きくな
く、約70dB程度であり、高レベルの信号を受信した場合
には飽和によって振幅変動情報が失われるため、上記
ａ）に示すような十分な振幅情報を得ることは困難であ
る。
すなわち、上記AGC回路では後段の等化器によるマル
チパス歪の等化が困難であり、多重化波の伝搬の等化を
行うための振幅変動に対して必要なダイナミックレンジ
を得られないという問題がある。
チパス歪の等化が困難であり、多重化波の伝搬の等化を
行うための振幅変動に対して必要なダイナミックレンジ
を得られないという問題がある。
そこで、従来からの連続的な利得制御方式の利用が考
えられるが、上述したデジタル移動無線機に利用される
受信機では、アナログ連続通信方式で用いられていた連
続的な利得制御方式が適用できないため、スロット毎の
制御ができず、スロットの変動がほとんど吸収されてし
まい、上記ｂ）のようなスロット毎の正確な振幅変動情
報を得ることができなかった。
えられるが、上述したデジタル移動無線機に利用される
受信機では、アナログ連続通信方式で用いられていた連
続的な利得制御方式が適用できないため、スロット毎の
制御ができず、スロットの変動がほとんど吸収されてし
まい、上記ｂ）のようなスロット毎の正確な振幅変動情
報を得ることができなかった。
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、受
信信号の振幅をスロット毎に制御し、十分なダイナミッ
クレンジを得ることができるステップ型利得調整機能を
有する受信機の提供を目的とする。
信信号の振幅をスロット毎に制御し、十分なダイナミッ
クレンジを得ることができるステップ型利得調整機能を
有する受信機の提供を目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、スロット単位
で受信を行なう受信機において、中間周波信号を検波し
て信号強度を検出する検出手段と、この検波手段の出力
を平滑するローパスフィルタと、このローパスフィルタ
の出力を所定値と比較し、信号振幅の大きさを示すデジ
タル信号に変換するコンパレータと、上記デジタル信号
を１スロット期間保持する記憶手段と、この記憶手段の
保持データに応じて、受信機最前段アンプの手前で受信
高周波信号を減衰させる可変減衰器とを有する構成とし
てある、好ましくは、上記コンパレータにヒステリシス
特性を持たせた構成としてある。
で受信を行なう受信機において、中間周波信号を検波し
て信号強度を検出する検出手段と、この検波手段の出力
を平滑するローパスフィルタと、このローパスフィルタ
の出力を所定値と比較し、信号振幅の大きさを示すデジ
タル信号に変換するコンパレータと、上記デジタル信号
を１スロット期間保持する記憶手段と、この記憶手段の
保持データに応じて、受信機最前段アンプの手前で受信
高周波信号を減衰させる可変減衰器とを有する構成とし
てある、好ましくは、上記コンパレータにヒステリシス
特性を持たせた構成としてある。
［作用］ 上記の構成によれば、中間周波信号は検波回路で検波
され、ローパスフィルタで平滑され、振幅の大きさに応
じた直流電圧に変換される。そして上記直流電圧は、コ
ンパレータで振幅の大きさを判定するための基準となる
所定値と比較され、振幅が大きいか否かのデジタル信号
を出力する。
され、ローパスフィルタで平滑され、振幅の大きさに応
じた直流電圧に変換される。そして上記直流電圧は、コ
ンパレータで振幅の大きさを判定するための基準となる
所定値と比較され、振幅が大きいか否かのデジタル信号
を出力する。
そうすると、上記デジタル信号に基づいて減衰器によ
り受信高周波信号が減衰されることになり、等化に必要
なダイナミックレンジに合った振幅の受信信号となる。
り受信高周波信号が減衰されることになり、等化に必要
なダイナミックレンジに合った振幅の受信信号となる。
また、ヒステリシスを持ったコンパレータによれば、
可変減衰器による減衰量を安定させることができる。
可変減衰器による減衰量を安定させることができる。
［実施例］ 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
詳細に説明する。
詳細に説明する。
第１図には、実施例に係るステップ型利得調整機能を
有する受信機の構成ブロック図が示されている。
有する受信機の構成ブロック図が示されている。
同図において、主な構成は第２図の従来回路と同様で
あるが、バンドパスフィルタ２と高周波アンプ４の間に
可変減衰器３を接続し、ローパスフィルタ11の後段にコ
ンパレータ12を設け、このコンパレータ12の出力の一部
は記憶手段であるＤ−フリップフロップ13を介して可変
減衰器３に出力されるように構成してある。
あるが、バンドパスフィルタ２と高周波アンプ４の間に
可変減衰器３を接続し、ローパスフィルタ11の後段にコ
ンパレータ12を設け、このコンパレータ12の出力の一部
は記憶手段であるＤ−フリップフロップ13を介して可変
減衰器３に出力されるように構成してある。
また、実施例では、上記コンパレータ12はヒステリシ
ス特性が持たされており、入力電圧が所定値Va以上にな
ると１を出力し、所定値Vb以下になると０を出力する。
ス特性が持たされており、入力電圧が所定値Va以上にな
ると１を出力し、所定値Vb以下になると０を出力する。
実施例は以上の構成からなり、以下にその作用を説明
する。
する。
アンテナ１から受信した高周波信号は、受信バンドパ
スフィルタ２を通って可変減衰器３に達するが、この可
変減衰器３は入力レベルが十分に小さい通常の状態で
は、信号の減衰は行われず、0dBに設定されている。こ
の可変減衰器３の出力高周波信号は、高周波アンプ４で
増幅された後、ミキサー5a〜5nにてローカル信号200a〜
200nにてミックスダウンされて中間周波信号100にな
る。この中間周波信号18は、中間周波フィルタ７、中間
周波アンプ８、リミッタ９を通り中間周波出力信号101
となって出力される。
スフィルタ２を通って可変減衰器３に達するが、この可
変減衰器３は入力レベルが十分に小さい通常の状態で
は、信号の減衰は行われず、0dBに設定されている。こ
の可変減衰器３の出力高周波信号は、高周波アンプ４で
増幅された後、ミキサー5a〜5nにてローカル信号200a〜
200nにてミックスダウンされて中間周波信号100にな
る。この中間周波信号18は、中間周波フィルタ７、中間
周波アンプ８、リミッタ９を通り中間周波出力信号101
となって出力される。
一方、上記中間周波信号100は検波回路10で検波され
た後、ローパスフィルタ11にて平滑され、振幅の大きさ
に応じた直流電圧（102）が出力される。そして、この
直流電圧はコンパレータ12へ供給され、このコンパレー
タ12でヒステリシスを持った所定の電圧Va,Vbと比較さ
れることになり、上記直流電圧が所定値Va以上となると
１のデジタル信号が出力され、また所定値Vb以下になる
と０のデジタル信号を出力される。
た後、ローパスフィルタ11にて平滑され、振幅の大きさ
に応じた直流電圧（102）が出力される。そして、この
直流電圧はコンパレータ12へ供給され、このコンパレー
タ12でヒステリシスを持った所定の電圧Va,Vbと比較さ
れることになり、上記直流電圧が所定値Va以上となると
１のデジタル信号が出力され、また所定値Vb以下になる
と０のデジタル信号を出力される。
このコンパレータ12から出力されたデジタル信号は、
スロットの立ち下がりに合せてＤ−フリップフロップ13
に記憶される。そして、このＤ−フリップフロップ13の
記憶値は、可変減衰器３に出力されており、上記記憶値
が“1"のときは高周波アンプ４から出力される信号レベ
ルが一定量だけ減衰され、“0"のときは減衰は行われな
い。
スロットの立ち下がりに合せてＤ−フリップフロップ13
に記憶される。そして、このＤ−フリップフロップ13の
記憶値は、可変減衰器３に出力されており、上記記憶値
が“1"のときは高周波アンプ４から出力される信号レベ
ルが一定量だけ減衰され、“0"のときは減衰は行われな
い。
このようにして、可変減衰器３によって一回前のスロ
ット受信レベルが所定のレベルより大きい場合に、自動
的にアッテネーションを行うことになり、これによって
受信機前段の高周波アンプ等の飽和を防止することがで
きる。
ット受信レベルが所定のレベルより大きい場合に、自動
的にアッテネーションを行うことになり、これによって
受信機前段の高周波アンプ等の飽和を防止することがで
きる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、検波回路、ロ
ーパスフィルタに加えて、コンパレータ、記憶手段、可
変減衰器を設け、受信信号レベルが過剰に高い場合には
自動的に入力高周波信号を一定量減衰させ、通常のレベ
ルでは減衰を行わないように、スロット毎に制御できる
ようにしたので、受信機前段の高周波アンプやミキサの
飽和が防止でき、等化に必要な振幅情報のダイナミック
レンジを十分に確保することが可能となる。
ーパスフィルタに加えて、コンパレータ、記憶手段、可
変減衰器を設け、受信信号レベルが過剰に高い場合には
自動的に入力高周波信号を一定量減衰させ、通常のレベ
ルでは減衰を行わないように、スロット毎に制御できる
ようにしたので、受信機前段の高周波アンプやミキサの
飽和が防止でき、等化に必要な振幅情報のダイナミック
レンジを十分に確保することが可能となる。
また、スロット内では受信機の振幅情報に対する利得
を一定に保てるので、等化器の良好な動作がさらに期待
できるという効果がある。
を一定に保てるので、等化器の良好な動作がさらに期待
できるという効果がある。
さらに、コンパレータにヒステリシス特性を持たせた
請求項２記載の発明によれば、比較動作が安定して行
え、減衰器の減衰動作を安定させることができ、上記効
果を確実にすることが可能となる。
請求項２記載の発明によれば、比較動作が安定して行
え、減衰器の減衰動作を安定させることができ、上記効
果を確実にすることが可能となる。
第１図は本発明の実施例に係るステップ型利得調整機能
を有する受信機の構成を示すブロック図、第２図は従来
の受信機の構成を示すブロック図である。 1:アンテナ 2:バンドパスフィルタ 3:可変減衰器 4:高周波アンプ 5:ミキサ 7:中間周波フィルタ 8:中間周波アンプ 10:検波回路 11:ローパスフィルタ 12:コンパレータ 13:D−フリップフロップ
を有する受信機の構成を示すブロック図、第２図は従来
の受信機の構成を示すブロック図である。 1:アンテナ 2:バンドパスフィルタ 3:可変減衰器 4:高周波アンプ 5:ミキサ 7:中間周波フィルタ 8:中間周波アンプ 10:検波回路 11:ローパスフィルタ 12:コンパレータ 13:D−フリップフロップ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 3/20 - 3/34 H04L 25/03 H04B 7/26
Claims (2)
- 【請求項１】スロット単位で受信を行なう受信機におい
て、 中間周波信号を検波して信号強度を検出する検出手段
と、 この検波手段の出力を平滑するローパスフィルタと、 このローパスフィルタの出力を所定値と比較し、信号振
幅の大きさを示すデジタル信号に変換するコンパレータ
と、 上記デジタル信号を１スロット期間保持する記憶手段
と、 この記憶手段の保持データに応じて、受信機最前段アン
プの手前で受信高周波信号を減衰させる可変減衰器 とを有することを特徴としたステップ型利得調整機能を
有する受信機。 - 【請求項２】上記コンパレータにヒステリシス特性を持
たせたことを特徴とした請求項１記載のステップ型利得
調整機能を有する受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8445790A JP3278844B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | ステップ型利得調整機能を有する受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8445790A JP3278844B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | ステップ型利得調整機能を有する受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03283908A JPH03283908A (ja) | 1991-12-13 |
| JP3278844B2 true JP3278844B2 (ja) | 2002-04-30 |
Family
ID=13831157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8445790A Expired - Lifetime JP3278844B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | ステップ型利得調整機能を有する受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3278844B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2730347B2 (ja) * | 1991-10-09 | 1998-03-25 | 松下電器産業株式会社 | 受信機の自動利得制御方法 |
-
1990
- 1990-03-30 JP JP8445790A patent/JP3278844B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03283908A (ja) | 1991-12-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3457325B2 (ja) | デジタル受信機における自動利得制御方法および装置 | |
| US5184349A (en) | Amplitude control of a burst signal in a receiver | |
| KR100329673B1 (ko) | 직각수신기에서dc오프세트소거및자동이득제어를위한방법및장치 | |
| US7515890B2 (en) | Radio receiver and radio receiving method | |
| US6285863B1 (en) | System and method for providing automatic gain control with high dynamic range | |
| JPH11136154A (ja) | 受信装置 | |
| JPH0812979B2 (ja) | 自動利得制御装置 | |
| US5450035A (en) | Automatic gain control apparatus | |
| US7110735B2 (en) | Automatic gain control system | |
| EP0701322A2 (en) | AM receiver | |
| JP3278844B2 (ja) | ステップ型利得調整機能を有する受信機 | |
| AU644274B2 (en) | Amplitude control of a burst signal in a receiver | |
| JPH05244025A (ja) | ディジタル移動無線受信機 | |
| US6628932B1 (en) | Radio receiver automatic gain control techniques | |
| US8433273B2 (en) | Increasing sensitivity of radio receiver | |
| JP3263017B2 (ja) | 検波回路およびそれを用いた送信装置ならびに受信装置 | |
| JP4148813B2 (ja) | 受信回路およびこれを用いた移動無線受信機 | |
| JPH08288881A (ja) | 自動利得制御方式 | |
| JP3005472B2 (ja) | 受信機 | |
| US20050031057A1 (en) | Method for automatic gain control, for instance in a telecommunication system, device and computer program product therefor | |
| KR100454962B1 (ko) | 이동통신시스템 수신기의 자동이득제어 장치 | |
| JPH05291986A (ja) | 自動利得制御回路 | |
| JPS6348022A (ja) | 自動振幅等化器 | |
| JP2855652B2 (ja) | 送信装置 | |
| JPH10117219A (ja) | ベースバンド信号の減衰のための方法および回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 6 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080222 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090222 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100222 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100222 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 9 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110222 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 9 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110222 |