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JP3240888B2 - モータ制御装置、モータ制御方法、およびそれを用いた電気車 - Google Patents

モータ制御装置、モータ制御方法、およびそれを用いた電気車

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JP3240888B2
JP3240888B2 JP22623895A JP22623895A JP3240888B2 JP 3240888 B2 JP3240888 B2 JP 3240888B2 JP 22623895 A JP22623895 A JP 22623895A JP 22623895 A JP22623895 A JP 22623895A JP 3240888 B2 JP3240888 B2 JP 3240888B2
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祐介 高本
泰三 宮崎
金子　　悟
三四郎 小原
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Hitachi Ltd
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Hitachi Ltd
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
    • B60L7/20—Braking by supplying regenerated power to the prime mover of vehicles comprising engine-driven generators
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
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    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

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  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電気車制御装置に係り、
特に電力の回生や省エネルギー運転を頻繁に行う自動車
用として好適な電気車制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】３相の交流電流を制御する電力制御装置
としては、静止座標系で電流をフィードバックする制御
方式と、交流モータの磁束と一致する回転座標系で電流
をフィードバック制御する制御方式とがある。電流制御
系について考えると、前者は座標変換等の複雑な演算を
必要としないため、一般的によく用いられてきた方法で
ある。例えば、特開平5−153705 号公報に記載されてい
る電気自動車の電流制御方法がこの方式である。それに
対して、後者は電流を直流量として取り扱えるため、サ
ンプリング時間の関係から応答性に限界があるディジタ
ル制御装置に適した方法である。特に、交流モータの１
次周波数が数１００Ｈｚ、あるいは、それ以上で、か
つ、ディジタル演算する場合には、後者が有利となる。
【０００３】電気自動車について考えると、小型軽量化
が重要な課題であり、制御装置はシングルチップマイコ
ン等による全ディジタル方式が有利である。また、モー
タを小型化する方法として、高速回転化が有効であり、
１次周波数の高周波化が必要になってくる。従って、今
後、後者の電流制御方式を採用することが一般的になる
と考えられる。
【０００４】交流モータの磁束と一致する回転座標系で
電流フィードバック制御する制御方式としては、例え
ば、第２の公知例として昭和５８年電気学会全国大会シ
ンポジウムＳ８−４「ベクトル制御における半導体変換
装置」のｓ.８−１３頁，図３に記載されている。交流
モータの１次電流を磁束と一致するｄ軸とそれに直交す
るｑ軸に分解して、それぞれの電流指令に対して、それ
ぞれの電流成分をフィードバックして比例，積分演算に
より電流制御を行っている。この方法は各軸の電流偏差
を０にすることを目的としている方法なのでわかりやす
く、一般的に行われている。
【０００５】また、第３の公知例として、特開昭59−16
9369号公報に記載の方法が提案されている。この方法に
よれば、ｄ軸電流偏差でｑ軸電圧を、ｑ軸電流偏差でｄ
軸電圧を、それぞれ座標変換に用いる角周波数ωに応じ
て積分させることで、第１の公知例よりも電流制御の安
定性を与えることができる。しかしながら、角周波数ω
が大幅に変化するため、積分ゲインの変化幅が大きくな
ってしまい、制御応答性が非常に変わってしまうという
問題点がある。例えば、１００００回転の高速領域から
急に１００回転の低速にモータ速度が変化した場合に
は、高速領域のとき演算された電圧積分値を補正するの
に１００００回転の場合に比べて１００倍の時間を要す
ることになる。
【０００６】このような事情から、通常の運転状態でま
ったく問題なく駆動することができる第２の公知例が、
一般的には多くの製品に採用されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電気自
動車では、通常のモータ制御装置と比較して次の点で独
特の使い方をする。（１）長時間の回生運転をすること
があること、（２）電気自動車では効率の向上を最重視
するため、駆動トルクが少ない場合には弱め界磁制御を
多用すること、などである。例えば、非常に長い下り坂
を走行する場合にこれらの条件で駆動することになる。
特に、高速で下り坂を運転している場合に第２の公知例
で示した電流制御方法では、制御系の安定性が低下する
ことがある。
【０００８】この理由は次の説明から裏付けられる。図
１５に回生運転状態で、弱め界磁制御を行い、かつ、高
速走行時の誘導モータの電圧，電流ベクトル図を示す。
積分動作に関してベクトル図を考えて見ると電流指令ベ
クトルｉ1*と電流ベクトルｉ1 の差、電流偏差ベクトル
Δｉ1*に対して同方向に積分補正電圧ベクトルＶ2*が追
加されて印加される。この場合には、印加される電圧ベ
クトルＶ* が初めの電圧指令ベクトルＶ1*よりも小さく
なるので、電流ベクトルｉ1 は電流指令ベクトルｉ1*に
近づくよりもむしろ、離れてしまう場合もある。特に、
電気自動車の走行条件によって高速，回生，弱め界磁制
御の３つの条件が重なる場合には、安定性が非常に低下
することもあることがわかった。
【０００９】本発明の目的は、負荷外乱に対しても安定
して電流制御し得るモータ制御装置を提供することであ
る。
【００１０】本発明の他の目的は、アクセルに対する加
速感がよい電気車を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成する本発
明は、交流モータと、該交流モータに供給する電力を発
生する電力変換装置と、前記交流モータが発生すべきト
ルク指令値と前記交流モータの速度から、前記交流モー
タの磁束を発生させるためのｄ軸電流指令値とそれに直
交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値発生装置
と、前記交流モータのｄ軸電流およびそれに直交するｑ
軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流と
のｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前記ｑ軸電流指
令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値
をそれぞれ算出することにより前記電力変換装置を制御
する電流制御装置とを有し、前記電流制御装置は、前記
交流モータの駆動状態に応じたベクトル位相により、前
記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差を回転座標変換して
得られる補正ｄ軸電圧と補正ｑ軸電圧を算出して、それ
ぞれ前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を補正す
る電圧ベクトル補正手段を有するモータ制御装置にあ
る。また、本発明は、交流モータが発生すべきトルク指
令値と前記交流モータの速度から、前記交流モータの磁
束を発生させるためのｄ軸電流指令値とそれに直交する
ｑ軸電流指令値を演算し、前記交流モータのｄ軸電流お
よびそれに直交するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指
令値と前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令
値を、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏
差からｑ軸電圧指令値をそれぞれ算出し、前記交流モー
タの駆動状態に応じたベクトル位相により、前記ｄ軸電
流偏差と前記ｑ軸電流偏差を回転座標変換して得られる
補正ｄ軸電圧と補正ｑ軸電圧を算出して、それぞれ前記
ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を補正するモータ
制御方法にある。また、本発明は、交流モータと、該交
流モータに供給する電力を発生する電力変換装置と、前
記交流モータが発生すべきトルク指令値と前記交流モー
タの速度から、前記交流モータの磁束を発生するための
ｄ軸電流指令値とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算
する電流指令値発生装置と、前記交流モータのｄ軸電流
とそれに直交するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令
値と前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値
を、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差
からｑ軸電圧指令値をそれぞれ算出することにより前記
電力変換装置を制御する電流制御装置とを有し、前記電
流制御装置は、前記交流モータの駆動状態により得られ
た補正ゲインを用いて、前記ｑ軸電流偏差と前記補正ゲ
インの積により補正ｄ軸電圧を算出して前記ｄ軸電圧指
令値を補正し、前記ｄ軸電流偏差と前記補正ゲインの積
により補正ｑ軸電圧を算出して前記ｑ軸電圧指令値を補
正する電圧ベクトル補正手段を有するモータ制御装置に
ある。また、本発明は、交流モータが発生すべきトルク
指令値と前記交流モータの速度から、前記交流モータの
磁束を発生するためのｄ軸電流指令値とそれに直交する
ｑ軸電流指令値を演算し、前記交流モータのｄ軸電流と
それに直交するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値
と前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値
を、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差
からｑ軸電圧指令値をそれぞれ算出し、前記交流モータ
の駆動状態により得られた補正ゲインを用いて、前記ｑ
軸電流偏差と前記補正ゲインの積により補正ｄ軸電圧を
算出して前記ｄ軸電圧指令値を補正し、前記ｄ軸電流偏
差と前記補正ゲインの積により補正ｑ軸電圧を算出して
前記ｑ軸電圧指令値を補正するモータ制御方法にある。
【００１２】さらに、本発明は、交流モータと、該交流
モータに供給する電力を発生する電力変換装置と、前記
交流モータが発生すべきトルク指令値と前記交流モータ
の速度から、前記交流モータの磁束を発生するためのｄ
軸電流指令値とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算す
る電流指令値発生装置と、前記交流モータのｄ軸電流と
それに直交するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値
と前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧を、前記
ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸
電圧をそれぞれ比例演算と積分演算により算出すること
により前記電力変換装置を制御する電流制御装置を有
し、前記電流制御装置は、前記交流モータが少なくとも
回生運転であることを満たす第１の状態を判断する判断
手段を備え、前記第１の状態ではないと判断されたとき
は、前記ｄ軸電流偏差を積分したｄ軸積分値を前記ｄ軸
電圧指令値に、前記ｑ軸電流差分を積分したｑ軸積分値
を前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ加算して補正し、前記
第１の状態であると判断されたときは、前記ｄ軸積分
値，前記ｑ軸積分値を加算して補正することをいずれも
停止するモータ制御装置にある。さらに、本発明は、交
流モータが発生すべきトルク指令値と前記交流モータの
速度から、前記交流モータの磁束を発生するためのｄ軸
電流指令値とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算し、
前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交するｑ軸電流を
検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流とのｄ軸電
流偏差からｄ軸電圧を、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電
流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧をそれぞれ比例演算と
積分演算により算出し、前記交流モータが少なくとも回
生運転であることを満たす第１の状態ではないと判断さ
れたときは、前記ｄ軸電流偏差を積分したｄ軸積分値を
前記ｄ軸電圧指令値に、前記ｑ軸電流差分を積分したｑ
軸積分値を前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ加算して補正
し、前記交流モータが少なくとも回生運転であることを
満たす第１の状態であると判断されたときは、前記ｄ軸
積分値，前記ｑ軸積分値を加算して補正することをいず
れも停止するモータ制御方法にある。さらに、本発明
は、車両を駆動する交流モータと、該交流モータに供給
する電力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが
発生すべきトルク指令値と前記 交流モータの速度から、
前記交流モータの磁束を発生するためのｄ軸電流指令値
とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値
発生装置と、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交す
るｑ軸電流をフィードバックし、前記ｄ軸電流指令値と
前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧を、前記ｑ
軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電
圧をそれぞれ比例演算と積分演算により算出することに
より前記電力変換装置を制御する電流制御装置を有し、
前記電流制御装置は、前記交流モータが少なくとも回生
運転であることを満たす第１の状態を判断する判断手段
を備え、前記第１の状態ではないと判断されたときは、
前記ｄ軸電流偏差を積分したｄ軸積分値を前記ｄ軸電圧
指令値に、前記ｑ軸電流差分を積分したｑ軸積分値を前
記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ加算して補正し、前記第１
の状態であると判断されたときは、前記ｄ軸積分値，前
記ｑ軸積分値を加算して補正することをいずれも停止す
る電気車にある。
【００１３】
【作用】制御装置において、トルク指令値から交流モー
タの磁束を発生するためのｄ軸電流指令値とそれに直交
するｑ軸電流指令値を演算し、交流モータのｄ軸電流と
それに直交するｑ軸電流をフィードバックし、それぞれ
の電流偏差からｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値を算出
する。これらの値により、電力変換装置を駆動して交流
モータの電流を制御する。ここで、交流モータの印加電
圧および１次電流から駆動状態を検出し、この駆動状態
を基にしたベクトル位相を演算する。このベクトル位相
は電流偏差に対して、電流偏差を安定に０にするための
補正電圧の位相である。そこで、ｄ軸電流偏差，ｑ軸電
流偏差に対して、得られたベクトル位相だけ進んだ方向
の補正電圧が発生するように、それぞれ補正ｄ軸電圧と
補正ｑ軸電圧を算出する。特に、印加電圧，１次電流の
位相差などのモータの駆動状態に応じて補正すべき電圧
の位相を変えることが重要である。これらの電圧をそれ
ぞれｄ軸電圧とｑ軸電圧に加算することにより印加電圧
を補正する。これにより、そのモータの駆動状態に適し
た方向に電圧を加算することになるので、回生，高速回
転，弱め界磁制御など、電気自動車の特殊な負荷条件の
下でも、電流偏差を安定に収束させることができ、定常
時に１次電流をその指令値に一致させられる。従って、
磁束座標系で行う電流制御特性をより安定にしたものに
することができる。
【００１４】また、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値を
用いて定常時の等価回路から演算される印加電圧をあら
かじめフィードフォワード信号として入力することによ
り、通常の電流制御演算および新たに加えた補正電圧演
算は電流偏差を補償するための電圧を発生し、応答性お
よび定常状態までの時間が短縮される。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１により説明す
る。図１が誘導モータ１を３相の電力変換回路２により
制御し、車体４を駆動する電気自動車である。電力変換
回路２は電源３のエネルギーを制御装置７により３相交
流電圧に変換して誘導モータ１を駆動している。これに
より、車軸５を介してタイヤ６ａ，６ｂにモータトルク
を伝達し、車体４を走行させることができる。運転者は
アクセル２１，ブレーキ２２，切替スイッチ２３を操作
する。アクセル２１の踏み込み量ｘa ，ブレーキ２２の
踏み込み量ｘb ，前進，後進，停止を指示する切替スイ
ッチ２３の切替信号ＳDR、および、速度検出器１３から
出力される誘導モータ１のモータ速度ωM を入力するト
ルク指令発生装置８では、これらの信号に基づき、誘導
モータ１が出力するトルク指令値τ* を演算している。
制御装置７では、トルク指令値τ* を電流指令発生回路
９に入力し、よく知られたベクトル制御方法により回転
座標系の誘導モータの磁束と一致したｄ軸電流指令値i
d* とそれに直交したｑ軸電流指令値iq* が算出され
る。このｄ軸電流指令値id* とｑ軸電流指令値iq* の積
がトルク指令値τ* に比例した値になる。また、ｄ軸電
流指令値id* とｑ軸電流指令値iq* から得られる誘導モ
ータ１のすべり角周波数指令値ωs*も電流指令発生回路
９から出力される。
【００１６】ｄ軸電流指令値ｉｄ* とｑ軸電流指令値ｉ
ｑ* は電流制御回路１０に入力され、後述する電流制御
演算によりｄ軸電圧指令値ｖｄ*とｑ軸電圧指令値ｖｑ*
を出力する。これらは回転座標系の値であり、座標変換
回路１１において回転角指令値θ* により静止座標系の
３相の交流電圧指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ* を求める。
なお、回転角指令値θ* は回転角演算回路１４で次の処
理により算出している。速度検出器１３から得られるモ
ータ速度ωM と前述したすべり角周波数指令値ωｓ* を
加算して１次角周波数ω1 を求め、それを積分すること
により回転角指令値θ* を得ることができる。従って、
回転角指令値θ* は誘導モータ１の回転する磁束の位相
の指令値を意味する。
【００１７】次に、交流電圧指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ
* はＰＷＭ発生回路１２において三角波状の搬送波信号
ｆｃと比較され、各相のＰＷＭ信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを
得る。これにより電力変換回路２は制御され、電源３の
電力を３相の交流電力に変換し、誘導モータ１を制御し
ている。誘導モータ１に流れる各相の電流は電流センサ
１５により検出され、座標変換回路１６において回転角
指令値θ* により静止座標系から回転座標系への変換を
行い、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを出力している。こ
れらは電流制御回路１０に入力されている。
【００１８】次に、本発明の特徴である電流制御回路１
０の詳細について説明する。ｄ軸電流指令値id*，ｑ軸
電流指令値iq*はそれぞれｄ軸電流id，ｑ軸電流iqとの
偏差を算出し、ｄ軸電流偏差Δid*，ｑ軸電流偏差Δiq*
を得る。ｄ軸電流制御回路１８ではｄ軸電流偏差Δid*
から比例演算、もしくは、比例積分演算により、第１の
ｄ軸電圧指令値ｖd1* を出力している。同様に、ｑ軸電
流制御回路１７ではｑ軸電流偏差Δiq*から第１のｑ軸
電圧指令値ｖq1*を演算している。電圧電流位相差演算
回路１９では、ｄ軸電圧指令値ｖd*，ｑ軸電圧指令値ｖ
q*，ｄ軸電流idおよびｑ軸電流iqから電圧電流位相差θ
c を算出している。
【００１９】図２に誘導モータ１における印加電圧ベク
トルｖ1 と１次電流ベクトルｉ1 のベクトル図を示す。
ここで、印加電圧ベクトルｖ1 は第１の電圧指令ベクト
ルｖ1*とほぼ一致しているものとみなしているので、ｄ
軸電圧指令値ｖd*，ｑ軸電圧指令値ｖq*を用いている。
電圧電流位相差θc は図３のフローチャートにより計算
している。まず、図２のベクトル図からわかるように、
電圧位相θv はｄ軸電圧指令値ｖd*，ｑ軸電圧指令値ｖ
q*から三角関数を用いてステップ１０１で算出される。
同様に、ステップ１０２で１次電流ベクトルｉ1 の電流
位相θi はｄ軸電流id、および、ｑ軸電流iqから得られ
る。従って、電圧電流位相差θc は電圧位相θvと電流
位相θiの差によりステップ１０３で計算できる。ここ
では、この計算したθc をベクトル位相と呼んでいる。
【００２０】このベクトル位相θc は第２の電圧指令回
路２０に入力され、ｄ軸電流偏差Δｉd*，ｑ軸電流偏差
Δｉq*、およびベクトル位相θc を用いて、図４のフロ
ーチャートに示す処理を行っている。ステップ１０７，
１０８では、ｄ軸積分入力値Δｖd2*，ｑ軸積分入力値
Δｖq2*を図４の演算により算出している。この演算に
よれば、電流偏差ベクトルΔｉ 1* がベクトル位相θ c だ
け回転座標変換され、ｄ軸積分入力値Δｖ d2* ，ｑ軸積
分入力値Δｖ q2* が得られる。次に、ステップ１０９で
は、ｄ軸積分入力値Δｖ d2* にゲインｋが乗じられ、こ
れに前回までの演算で得られた第２のｄ軸電圧指令値ｖ
d2* が加算され、新たな第２のｄ軸電圧指令値ｖ d2* が
得られる。この演算を毎回行うことにより、ｄ軸積分入
力値Δｖ d2* にゲインｋが乗じられた値が積算されるこ
とになるので、積分演算が行われることになる。ステッ
プ１１０では、ｑ軸積分入力値Δｖ q2* にゲインｋが乗
じられ、これに前回までの演算で得られた第２のｑ軸電
圧指令値ｖ q2* が加算され、新たな第２のｑ軸電圧指令
値ｖ q2* が得られる。この演算を毎回行うことにより、
ｑ軸に関する積分演算が行われる。
【００２１】これらの演算は電流偏差ベクトルΔｉ1*
をベクトル位相θc だけ進ませた位相方向に第２の電圧
指令ベクトルｖ2* を積分することを意味している。こ
の関係を図５のベクトル図に示す。ｄ軸電流制御回路１
８から出力された第１のｄ軸電圧指令値ｖ d1* と、ｑ軸
電流制御回路１７から出力された第１のｑ軸電圧指令値
ｖ q1* とにより得られる第１の電圧指令ベクトルｖ 1* に
対して１次電流ベクトルｉ 1 が発生する。１次電流ベク
トルｉ 1 を電流指令ベクトルｉ 1* に一致させるには、積
分演算を用いて必要な電圧を徐々に印加する必要があ
る。このため、第２の電圧指令回路２０を用いて、１次
電流ベクトルｉ 1 と電流指令ベクトルｉ 1* との偏差であ
る電流偏差ベクトルΔｉ 1* が得られるように、第２の
電圧指令ベクトルｖ 2* を出力すればよい。そこで、電流
偏差ベクトルΔｉ 1* に対して、第１の電圧指令ベクト
ルｖ 1* と１次電流ベクトルｉ 1 の位相差に相当するベ
クトル位相θ c だけ進んだ方向に第２の電圧指令ベクト
ルｖ 2* を追加する。実際には、積分制御を行うので、
第２の電圧指令ベクトルｖ 2* が徐々に増加し、これに
伴って電流偏差ベクトルΔｉ 1* が徐々に減少する。最
終的に定常状態では、図５に示すように、第１の電圧指
令ベクトルｖ 1* と第２の電圧指令ベクトルｖ 2* のベクト
ル和である電圧指令ベクトルｖ * を誘導モータ１に印加
すれば、電圧と電流の位相関係から１次電流ベクトルｉ
1 は電流指令ベクトルｉ 1* と一致する。つまり、第２の
電圧指令回路２０は、誘導モータ１の電圧と電流の位相
関係を崩すことなく、１次電流ベクトルｉ 1 を電流指令
ベクトルｉ 1* に一致させるように動作する。この制御方
法は、特に、回生時に有効である。従来の制御方法のよ
うに、ｄ軸電流偏差を比例積分制御してｄ軸電圧を、ｑ
軸電流偏差を比例積分制御してｑ軸電圧をそれぞれ演算
すると、図１５を用いて説明したように、積分演算が不
安定方向に動作することがある。これに対して、図４に
示す積分演算を行うと、誘導モータの電圧と電流の定常
的な位置関係を考慮して、常に電流偏差ベクトルを０に
する方向に積分演算による電圧を印加することになるの
で、電流制御系の安定性を向上させることができる。特
に、長い下り坂などで回生制動を行いながら走行する電
気自動車の電流制御に有効である。
【００２２】このように、本実施例ではどのような運転
状態においても常に安定した電流制御を行える電気自動
車となる。
【００２３】図６は電気自動車に適用した他の実施例で
ある。基本的な構成は図１の実施例と同じであるが、図
１と異なる点は非干渉制御回路２５，２６を追加したこ
と、および電圧電流位相差演算回路１９の代わりに正弦
波発生回路２４を設けたことである。
【００２４】以下、これらについて説明する。非干渉制
御回路２５，２６では、ｄ軸電流指令値id*，ｑ軸電流
指令値iq*を流すために本来必要な電圧ベクトルｖ3*を
あらかじめ計算して、フィードフォワードで電圧を印加
している。具体的には、非干渉制御回路２５，２６で
は、それぞれ
【００２５】
【数１】 ｖq3*＝ｋ3ωMid* …（数１）
【００２６】
【数２】 ｖd3*＝ｋ2ωMiq* …（数２） を演算し、ｄ軸電圧指令値，ｑ軸電圧指令値に追加して
いる。なお、モータ速度ωMでなく、電力変換装置２の
１次角周波数ω1を用いてもよい。
【００２７】また、正弦波発生回路２４はｄ軸電圧指令
値ｖd*，ｑ軸電圧指令値ｖq*，ｄ軸電流指令値id*、お
よび、ｑ軸電流指令値iq*を用いて、cosθcに比例した
余弦波信号ｖc*とsinθcに比例した正弦波信号ｖs*を次
式により算出している。
【００２８】
【数３】 ｖc*＝ｖd*id*＋ｖq*iq* …（数３）
【００２９】
【数４】 ｖs*＝ｖq*id*−ｖd*iq* …（数４） なお、電流センサから得られたｄ軸電流id，ｑ軸電流iq
を図１の実施例では用いていたのに対して、ここでは、
ｄ軸電流指令値id*，ｑ軸電流指令値iq*を用いている。
電流脈動や電流センサの影響を受けない点がこの実施例
の優れた点の１つである。
【００３０】次に、第２の電圧指令回路２０では，
ｖc*，ｖs*を用いて図４に相当する演算を行っている。
つまり、図４のステップ１０７，１０８において、cos
θc ，sinθcの代わりに、ｖc*，ｖs*を用いて演算す
る。この方法で演算すると、図１の実施例の演算方法と
比較して、より簡単に求めることができるので、シング
ルチップマイコンを用いた場合には演算時間を短縮でき
る特徴がある。
【００３１】この実施例の場合、電流制御系に非干渉制
御を追加しているので、等価回路から得られる印加電圧
をあらかじめ入力することになり、電流制御はその等価
回路の誤差や負荷変動による影響分だけに働くことにな
る。従って、電流制御系の安定性を更に向上することが
できる。また、より簡単な演算方法で安定した電流制御
系を構成できるので、信頼性の高い電気自動車を得るこ
とができる。
【００３２】図７はベクトル位相θｃの求め方が異なる
他の実施例であり、図１の電圧電流位相差演算回路１９
の代わりに速度位相回路２７を用いている。図１の回転
角演算回路１４では前述したように、１次角周波数ω1
を演算しているが、これを速度位相回路２７に入力し、
ベクトル位相θｃを演算して、第２の電圧指令回路２０
に出力している。速度位相回路２７の処理内容は図８の
ブロック図に示したようにあらかじめテーブル化した値
をピックアップすることにより得ることができる。１次
角周波数ω1 が０の場合にはベクトル位相θｃを０に、
１次角周波数ω1 が高周波数になればベクトル位相θｃ
を９０deg に近づけるように演算している。このベクト
ル位相θｃにより電流偏差Δｉd*，Δｉq*に対する第２
の電圧指令値vd2*，ｖq2* をベクトル的に位相を進めて
積分するので、低速時には電流偏差とほぼ同じ方向に第
２の電圧指令値を増加させ、高速時には電流偏差より９
０deg 進めた方向に第２の電圧指令値を増加させること
になる。
【００３３】この実施例によれば、モータ速度が低速で
も、高速でも安定な電流制御系を構成することができ
る。
【００３４】図９は第２の電圧指令値の積分ゲインＧｃ
をベクトル位相により可変にした実施例である。前述ま
での実施例と異なる点は、第２の電圧指令回路２０の代
わりに、第２のｄ軸電圧指令回路２９，第２のｑ軸電圧
指令回路２８を用いていることである。まず、積分ゲイ
ンＧｃは積分ゲイン演算回路３０により次の方法で求め
る。ｄ軸電圧指令値ｖd*，ｑ軸電圧指令値ｖq*，ｄ軸電
流id、および、ｑ軸電流iqからベクトル位相θc を算出
する方法は図１の実施例で示したものと同じ方法でよ
い。これをもとに、図１０に示すようにして積分ゲイン
Ｇｃを積分ゲイン演算回路３０において算出する。ベク
トル位相θcが０degの場合には、ｑ軸電流制御回路１
７，ｄ軸電流制御回路１８で得られた第１の電圧指令値
ｖq1*，ｖd1*だけで制御する。そのため、ｑ軸電流制御
回路１７，ｄ軸電流制御回路１８は比例演算ではなく、
比例積分演算がこの実施例では適している。また、ベク
トル位相θcが９０degの場合には、最大の積分ゲインＧ
cmとしている。次に、第２のｄ軸電圧指令回路２９，第
２のｑ軸電圧指令回路２８では、それぞれ次式により、
第２のｄ軸電圧指令値ｖd2*，第２のｑ軸電圧指令ｖq2*
を得ている。
【００３５】
【数５】 ｖd2*＝ＧcmΔiq*＋ｖd2* …（数５）
【００３６】
【数６】 ｖq2*＝ＧcmΔid*＋ｖq2* …（数６） この演算を行うことにより、ベクトル位相θc が大きい
とき、第２の電圧指令値ｖq2*，ｖd2*の影響を大きくす
ることで、電流制御の安定性を向上するものである。
【００３７】本実施例を用いることにより、図１の実施
例より簡単な演算方法で同等の電流制御特性を得ること
ができる特徴を持っている。
【００３８】図１１は１次角周波数ω1 により第２の電
圧指令値の影響を変化させる点が図９と異なる他の実施
例である。回転角演算回路１４で演算した１次角周波数
ω1を、第２のｄ軸電圧指令回路２９，第２のｑ軸電圧
指令回路２８に入力して、それぞれ次の演算を行ってい
る。
【００３９】
【数７】 ｖd2*＝ｋ4ω1（ΣΔiq*） …（数７）
【００４０】
【数８】 ｖq2*＝ｋ4ω1（ΣΔid*） …（数８） この演算を行うことにより、１次角周波数ω1 が大きい
場合には、電流制御系は第２のｄ軸電圧指令値ｖd2*，
第２のｑ軸電圧指令ｖq2*の影響を強く受けるようにな
る。また、１次角周波数ω1が小さくなると第２のｄ 軸
電圧指令値ｖd2*，第２のｑ軸電圧指令ｖq2* は直接的
に減少するので、相対的に第１のｄ軸電圧指令値
ｖd1* ，第１のｑ軸電圧指令ｖq1* の影響が大きくな
る。
【００４１】この実施例を用いた場合、モータ速度ωM
が高速から急に減速したときに、第２の電圧指令値がす
ぐに減少するので、そのときの電流が定常状態に落ち着
くまでの時間を短縮できる。
【００４２】図１２はより簡単な演算により電流制御系
の安定性を確保するための実施例である。なお、モータ
としては、誘導モータの代わりに永久磁石式同期モータ
３１を用いている。これによる制御系の異なる点は回転
角指令値θ* の代わりに磁極位置検出器３２から得られ
る磁極位置θM を用いていることである。さて、図１２
において、電流制御演算を行うのはｑ軸電流制御回路１
７，ｄ軸電流制御回路１８だけであり、比例積分演算を
行う従来の電流制御方法である。この制御系にモード回
生判定回路３３を追加していることが本実施例の特徴で
ある。
【００４３】モード回生判定回路３３では、モータ速度
ωM とｑ軸電流指令値ｉq*を入力している。まず、ｑ軸
電流指令値ｉq*＜０であるかを判断する。次に、モータ
速度ωM があらかじめ設定した高速判定速度ωM0を越え
るか否かを判断する。ｉq*＜０かつ、ωM＞ωM0 であれ
ば、回生状態で、しかも永久磁石式同期モータ３１が高
速に回転していることを意味するので、積分切替信号Ｓ
Ｗを１とする。それ以外のときには、積分切替信号ＳＷ
を０にする。積分切替信号ＳＷはｑ軸電流制御回路１
７，ｄ軸電流制御回路１８に入力される。ここで、積分
切替信号ＳＷが０のときには、通常の比例積分演算を行
い永久磁石式同期モータ３１の１次電流を制御する。ま
た、積分切替信号ＳＷが１のときには、積分演算を停止
し、比例演算だけを行う。この処理により、回生状態
で、モータが高速回転の場合だけ積分演算を停止するこ
とにより、積分演算による電流制御系の安定性の低下を
防止し、それ以外の場合には通常の簡単な電流制御演算
により良好なトルク制御を持つ電気自動車とする。
【００４４】図１３は積分切替方法で、図１２と異なる
のは制御回路１０におけるモード判定回路３４の処理方
法である。なお、ｑ軸電流制御回路１７，ｄ軸電流制御
回路１８では、比例積分演算により電流フィードバック
制御を行う。モード判定回路３４には、電流指令発生回
路６から得られるｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値
ｉq*を入力し、回生状態で、かつ、弱め界磁状態である
か否かを判断して、積分切替信号ＳＷを決定している。
この演算内容を図１４のフローチャートに示す。ステッ
プ１１１でこれらの信号を入力し、次のステップ１１２
では、ｑ軸電流指令値ｉq*が負であるかを判断してい
る。負である場合は回生状態であると判断されるので、
ステップ１１３に進む。ｉq*が正または０であるときに
は、回生状態ではないと判断して、ステップ１１５にお
いて、積分切替信号ＳＷを０にする。
【００４５】また、ステップ１１３の場合には、ｄ軸電
流指令値ｉd*があらかじめ設定した弱め界磁判定値ｉd0
と比較する。ｉd*がｉd0以上の場合には、弱め界磁状態
ではないとみなしてステップ１１５で積分切替信号ＳＷ
を０に設定する。ｉd*がｉd0未満の場合には、弱め界磁
状態であるとして、ステップ１１４において、積分切替
信号ＳＷを１にする。つまり、現在の運転モードが回生
で、かつ、弱め界磁状態と判断したときに積分切替信号
ＳＷを１にするものである。この積分切替信号ＳＷはモ
ード判定回路３４からｑ軸電流制御回路１７，ｄ軸電流
制御回路１８，第２のｄ軸電圧指令回路２９、および、
第２のｑ軸電圧指令回路２８に出力される。積分切替信
号ＳＷが０の場合には、ｑ軸電流制御回路１７，ｄ軸電
流制御回路１８における積分演算を行い、第２のｄ軸電
圧指令回路２９，第２のｑ軸電圧指令回路２８の積分演
算を停止する。また、積分切替信号ＳＷが１の場合に
は、ｑ軸電流制御回路１７，ｄ軸電流制御回路１８にお
ける積分演算を停止し、第２のｄ軸電圧指令回路２９，
第２のｑ軸電圧指令回路２８の積分演算を行う。このよ
うに積分切替信号ＳＷを用いることにより、回生で、か
つ、弱め界磁状態の場合だけ、第２のｄ軸電圧指令回路
２９，第２のｑ軸電圧指令回路２８の演算を行い、電流
制御系の安定さが低下するのを防止すると共に、そうで
ないときには、制御に用いるマイコンの処理の負担を軽
減することができる。
【００４６】従って、本実施例を用いれば、電流制御系
の安定性を確保するとともに、マイコンの処理を制御系
の診断等に利用できるので、システムの信頼性を更に向
上することができる利点がある。
【００４７】以上が、本発明の一実施例であり、誘導モ
ータ，同期モータの場合について異なる方式で説明した
が、いくつかの実施例は組み合わせることができる。ま
た、電流偏差に対する加算する印加電圧の方向を変える
ための方法についていくつか提案しているが、交流モー
タの駆動状態に関する情報をもとにその印加電圧の方向
を変える方法であれば適用できる。なお、本実施例で
は、簡単のため、制御装置７の内部要素を回路として表
現しているが、アナログ回路やディジタル回路で実現で
きるほか、マイクロプロセッサのソフトウェアによる処
理でも実現できることはいうまでもない。さらに、電源
としてバッテリーを想定して記述しているが、エンジン
等を用いて発電する方式でも適用できる。
【００４８】上記した本発明の実施例によれば、回生時
や弱め界磁制御時にも安定性のよい電流制御が得られる
ので、小型で、常に高効率な運転が可能な電気車制御装
置を提供できる効果がある。特に、下り坂を長時間運転
しなければならない電気車に有効である。また、フィー
ドフォワードで各電流に対して発生すべき印加電圧を入
力できるので、電気自動車の加速性を向上する効果もあ
る。
【００４９】
【発明の効果】本発明は交流モータの駆動状態を基にし
たベクトル位相によりｄ軸電流偏差と、ｑ軸電流偏差か
ら補正ｄ軸電圧とｑ軸電圧を算出し、前記ｄ軸電圧とｑ
軸電圧を補正するようにしたので、負荷外乱や回生時に
も電流制御系を安定して作用させることができる。
【００５０】また、フィードフォワードで各電流に対し
て発生すべき印加電圧を入力できるので、電気自動車の
加速性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る制御装置を搭載した電気自動車の
制御回路概略構成図。
【図２】本発明に用いられる誘導モータの印加電圧と１
次電流の関係をｄ−ｑ座標系から見たときのベクトル
図。
【図３】図１の電圧電流位相差演算回路（１９）でベク
トル位相θｃを演算するためのフローチャート。
【図４】図１の第２の電圧指令回路（２０）において、
ベクトル位相θｃから第２の電圧指令値を得るためのフ
ローチャート。
【図５】図４で演算される第２の電圧指令値と電流偏差
の関係を示すベクトル図。
【図６】他の実施例における制御装置を搭載した電気自
動車の制御回路概略構成図。
【図７】１次角周波数によりベクトル位相θｃを演算す
る他の実施例における電気自動車の制御回路概略構成
図。
【図８】１次角周波数とベクトル位相θｃの関係を示す
ブロック図。
【図９】ｑ軸電流偏差により第２のｄ軸電圧指令値を、
ｄ軸電流偏差により第２のｑ軸電圧指令値をそれぞれ求
めるさらに他の実施例における制御装置を搭載した電気
自動車の制御回路概略構成図。
【図１０】ベクトル位相θｃと積分ゲインＧｃの関係を
示すブロック図。
【図１１】１次角周波数により第２のｄ軸電圧指令値，
第２のｑ軸電圧指令値を変化する制御装置を搭載した電
気自動車の制御回路概略構成図。
【図１２】回生状態で高速走行時に積分を停止する他の
電気自動車の制御回路概略構成図。
【図１３】回生状態で弱め界磁制御時に積分の演算方法
を切り替える他の電気自動車の制御回路概略構成図。
【図１４】モード判定回路（３４）において、回生状態
で、かつ、弱め界磁制御状態であることを判定するフロ
ーチャート。
【図１５】従来の電流制御方法で電気自動車の回生を行
った場合の電圧，電流の位相関係を示すベクトル図であ
る。
【符号の説明】
１…誘導モータ、２…電力変換回路、３…電源、４…車
体、５…車軸、６…タイヤ、７…制御装置、８…トルク
指令発生装置、９…電流指令発生回路、１０…電流制御
回路、１１，１６…座標変換回路、１２…ＰＷＭ発生回
路、１３…速度検出器、１４…回転角演算回路、１５…
電流センサ、１７…ｑ軸電流制御回路、１８…ｄ軸電流
制御回路、１９…電圧電流位相差演算回路、２０…第２
の電圧指令回路、２１…アクセル、２２…ブレーキ、２
３…切替スイッチ、２４…正弦波発生回路、２５，２６
…非干渉制御回路、２７…速度位相回路、２８…第２の
ｑ軸電圧指令回路、２９…第２のｄ軸電圧指令回路、３
０…積分ゲイン演算回路、３１…永久磁石式同期モー
タ、３２…磁極位置検出器、３３…モード回生判定回
路、３４…モード判定回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 金子 悟 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 小原 三四郎 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株式会社 日立製作所 自動車機器事業 部内 (56)参考文献 特開 昭59−169369（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−292777（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−245291（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−197284（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−106610（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−11077（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−250740（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−44103（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 G05B 1/00 - 7/04 G05B 11/00 - 11/60 G05B 13/00 - 13/04 G05B 17/00 - 17/02 G05B 21/00 - 21/02

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】交流モータと、該交流モータに供給する電
    力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生す
    べきトルク指令値と前記交流モータの速度から、前記交
    流モータの磁束を発生させるためのｄ軸電流指令値とそ
    れに直交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値発生
    装置と、前記交流モータのｄ軸電流およびそれに直交す
    るｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電
    流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前記ｑ軸電
    流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指
    令値をそれぞれ算出することにより前記電力変換装置を
    制御する電流制御装置とを有し、前記電流制御装置は、
    前記交流モータの駆動状態に応じたベクトル位相によ
    り、前記ｄ軸電流偏差と前記ｑ軸電流偏差を回転座標変
    換して得られる補正ｄ軸電圧と補正ｑ軸電圧を算出し
    て、それぞれ前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値
    を補正する電圧ベクトル補正手段を有するモータ制御装
    置。
  2. 【請求項２】交流モータが発生すべきトルク指令値と前
    記交流モータの速度から、前記交流モータの磁束を発生
    させるためのｄ軸電流指令値とそれに直交するｑ軸電流
    指令値を演算し、前記交流モータのｄ軸電流およびそれ
    に直交するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前
    記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前
    記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ
    軸電圧指令値をそれぞれ算出し、前記交流モータの駆動
    状態に応じたベクトル位相により、前記ｄ軸電流偏差と
    前記ｑ軸電流偏差を回転座標変換して得られる補正ｄ軸
    電圧と補正ｑ軸電圧を算出して、それぞれ前記ｄ軸電圧
    指令値と前記ｑ軸電圧指令値を補正するモータ制御方
    法。
  3. 【請求項３】交流モータと、該交流モータに供給する電
    力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生す
    べきトルク指令値と前記交流モータの速度から、前記交
    流モータの磁束を発生するためのｄ軸電流指令値とそれ
    に直交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値発生装
    置と、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交するｑ軸
    電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との
    ｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前記ｑ軸電流指令
    と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧指令値を
    それぞれ算出することにより前記電力変換装置を制御す
    る電流制御装置とを有し、前記電流制御装置は、前記交
    流モータの駆動状態により得られた補正ゲインを用い
    て、前記ｑ軸電流偏差と前記補正ゲインの積により補正
    ｄ軸電圧を算出して前記ｄ軸電圧指令値を補正し、前記
    ｄ軸電流偏差と前記補正ゲインの積により補正ｑ軸電圧
    を算出して前記ｑ軸電圧指令値を補正する電圧ベクトル
    補正手段を有するモータ制御装置。
  4. 【請求項４】交流モータが発生すべきトルク指令値と前
    記交流モータの速度から、前記交流モータの磁束を発生
    するためのｄ軸電流指令値とそれに直交するｑ軸電流指
    令値を演算し、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交
    するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸
    電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧指令値を、前記ｑ軸
    電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧
    指令値をそれぞれ算出し、前記交流モータの駆動状態に
    より得られた補正ゲインを用いて、前記ｑ軸電流偏差と
    前記補正ゲインの積により補正ｄ軸電圧を算出して前記
    ｄ軸電圧指令値を補正し、前記ｄ軸電流偏差と前記補正
    ゲインの積により補正ｑ軸電圧を算出して前記ｑ軸電圧
    指令値を補正するモータ制御方法。
  5. 【請求項５】交流モータと、該交流モータに供給する電
    力を発生する電力変換装置と、前記交流モータが発生す
    べきトルク指令値と前記交流モータの速度から、前記交
    流モータの磁束を発生するためのｄ軸電流指令値とそれ
    に直交するｑ軸電流指令値を演算する電流指令値発生装
    置と、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交するｑ軸
    電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流との
    ｄ軸電流偏差からｄ軸電圧を、前記ｑ軸電流指令と前記
    ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧をそれぞれ比例
    演算と積分演算により算出することにより前記電力変換
    装置を制御する電流制御装置を有し、前記電流制御装置
    は、前記交流モータが少なくとも回生運転であることを
    満たす第１の状態を判断する判断手段を備え、前記第１
    の状態ではないと判断されたときは、前記ｄ軸電流偏差
    を積分したｄ軸積分値を前記ｄ軸電圧指令値に、前記ｑ
    軸電流差分を積分したｑ軸積分値を前記ｑ軸電圧指令値
    に それぞれ加算して補正し、前記第１の状態であると判
    断されたときは、前記ｄ軸積分値，前記ｑ軸積分値を加
    算して補正することをいずれも停止するモータ制御装
    置。
  6. 【請求項６】交流モータが発生すべきトルク指令値と前
    記交流モータの速度から、前記交流モータの磁束を発生
    するためのｄ軸電流指令値とそれに直交するｑ軸電流指
    令値を演算し、前記交流モータのｄ軸電流とそれに直交
    するｑ軸電流を検出し、前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸
    電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧を、前記ｑ軸電流指
    令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差からｑ軸電圧をそれ
    ぞれ比例演算と積分演算により算出し、前記交流モータ
    が少なくとも回生運転であることを満たす第１の状態で
    はないと判断されたときは、前記ｄ軸電流偏差を積分し
    たｄ軸積分値を前記ｄ軸電圧指令値に、前記ｑ軸電流差
    分を積分したｑ軸積分値を前記ｑ軸電圧指令値にそれぞ
    れ加算して補正し、前記交流モータが少なくとも回生運
    転であることを満たす第１の状態であると判断されたと
    きは、前記ｄ軸積分値，前記ｑ軸積分値を加算して補正
    することをいずれも停止するモータ制御方法。
  7. 【請求項７】車両を駆動する交流モータと、該交流モー
    タに供給する電力を発生する電力変換装置と、前記交流
    モータが発生すべきトルク指令値と前記交流モータの速
    度から、前記交流モータの磁束を発生するためのｄ軸電
    流指令値とそれに直交するｑ軸電流指令値を演算する電
    流指令値発生装置と、前記交流モータのｄ軸電流とそれ
    に直交するｑ軸電流をフィードバックし、前記ｄ軸電流
    指令値と前記ｄ軸電流とのｄ軸電流偏差からｄ軸電圧
    を、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流とのｑ軸電流偏差
    からｑ軸電圧をそれぞれ比例演算と積分演算により算出
    することにより前記電力変換装置を制御する電流制御装
    置を有し、前記電流制御装置は、前記交流モータが少な
    くとも回生運転であることを満たす第１の状態を判断す
    る判断手段を備え、前記第１の状態ではないと判断され
    たときは、前記ｄ軸電流偏差を積分したｄ軸積分値を前
    記ｄ軸電圧指令値に、前記ｑ軸電流差分を積分したｑ軸
    積分値を前記ｑ軸電圧指令値にそれぞれ加算して補正
    し、前記第１の状態であると判断されたときは、前記ｄ
    軸積分値，前記ｑ軸積分値を加算して補正することをい
    ずれも停止する電気車。
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