JP3130716B2

JP3130716B2 - Ｏｆｄｍ送信装置及びｏｆｄｍ受信装置

Info

Publication number: JP3130716B2
Application number: JP05287057A
Authority: JP
Inventors: 石川　　達也; 隆史関; 康杉田; 茂沖田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-11-16
Filing date: 1993-11-16
Publication date: 2001-01-31
Anticipated expiration: 2016-01-31
Also published as: JPH07143098A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【産業上の利用分野】本発明は、他の通信への妨害を抑
制すると共に、回路のダイナミックレンジを小さくする
ようにしたＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、放送又は移動体通信におけるディ
ジタル化に伴って、ディジタル変調方式の開発が行われ
ている。特に、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭ
（orthogonal frequency division multiplex という）
変調は、文献（ＮＨＫ発行、ＶＩＥＷ誌１９９３年５月
号、Ｐ−１６）に記載されているように、ディジタル伝
送システムにおいて問題となる伝送路のマルチパス歪の
影響を受けにくいディジタル変調方式として注目されて
いる。ＯＦＤＭ変調は、互いに直交する複数の搬送波
（以下、サブキャリアという）に分散して変調する方式
である。

【０００３】図７はＯＦＤＭ被変調波の周波数スペクト
ルを示す説明図である。

【０００４】図７はＮ個のサブキャリアを用いたＯＦＤ
Ｍ被変調波を示しており、各サブキャリアは等間隔で配
置されている。隣接するサブキャリア相互間の周波数差
ΔＦを信号波形の長さＴs の逆数の整数倍に設定するこ
とにより、ＯＦＤＭ被変調波は直交関数系を構成する。
各サブキャリアに対応する図示しない変調信号のスペク
トルは相互に重なり合っている。しかし、直交条件を満
足しているので、受信側では各サブキャリアを完全に分
離することが可能である。

【０００５】この直交条件は、時間領域における符号間
干渉がないナイキスト条件と同様に考えることができ
る。符号間干渉については、各パルスの応答波形が互い
に重なりあっていても、ナイキスト条件を満足している
場合には、適切な標本化タイミングで信号を抽出するこ
とにより完全にパルス間の干渉を受けない受信が可能で
ある。このナイキスト条件を周波数領域で実現するもの
がＯＦＤＭ変調方式における直交条件である。即ち、Ｏ
ＦＤＭ変調方式では、周波数分割多重方式のように各変
調波の間にスペクトルの重なりを防ぐためのガード帯域
を設定する必要がなく、周波数利用効率を向上させるこ
とができる。

【０００６】図８はこのような従来のＯＦＤＭ送受信装
置を示すブロック図である。

【０００７】伝送すべきディジタルデータは例えばＱＰ
ＳＫ変調又はＱＡＭ変調された信号である。この入力デ
ータは入力端子３を介してＯＦＤＭ送信装置１の誤り訂
正符号化回路４に与えられる。誤り訂正符号化回路４は
入力データに誤り訂正符号を付加してインターリーブ回
路５に与える。インターリーブ回路５は、伝送時に連続
的なバースト誤りが発生した場合において、受信側で誤
りが複数個の不連続なランダムエラーに変換されるよう
に、データの並び変えを行ってスクランブラ６に出力す
る。これにより、受信側における誤り訂正が容易とな
る。

【０００８】インターリーブ回路５の出力は、スクラン
ブラ６によって、伝送時にデータが特定の連続した波形
とならないように乱数化された後、Ｓ／Ｐ（シリアル／
パラレル）変換回路７に与えられる。Ｓ／Ｐ変換回路７
は入力データのシーケンスをＯＦＤＭ変調のサブキャリ
ア数に相当するパラレルデータに変換して逆ＦＦＴ回路
８に出力する。このパラレルデータは逆高速離散フーリ
エ変換（以下、ＩＦＦＴという）回路８によってＩＦＦ
Ｔ処理されて複素信号であるＯＦＤＭ被変調波に変調さ
れる。

【０００９】ＯＦＤＭ被変調波を複素表現の実部に対応
するＩ軸信号と虚部に対応するＱ軸信号とによって表わ
すものとする。逆ＦＦＴ回路８からのＩ軸信号はＤ／Ａ
変換器９によってアナログ信号に変換された後乗算器11
に与えられる。また、逆ＦＦＴ回路８からのＱ軸信号は
Ｄ／Ａ変換器10によってアナログ信号に変換された後乗
算器12に与えられる。乗算器11は局部発振器13から中間
周波数帯のキャリアが与えられ、乗算によってＩ軸信号
を同相変調して中間周波数信号（以下、ＩＦ信号とい
う）を加算器15に出力する。発振器13からのキャリアは
移相器14によって９０度移相されて乗算器12に供給され
ており、乗算器12はＱ軸信号を直交変調してＩＦ信号を
加算器15に出力する。Ｉ軸信号及びＱ軸信号の変調出力
は加算器15によって加算され、ＢＰＦ16によって帯域制
限された後混合回路17に与えられる。混合回路17は局部
発振器18からの局部発振出力との乗算によって直交変調
されたＯＦＤＭ被変調波を高周波信号（以下、ＲＦ信号
という）に周波数変換し、ＢＰＦ19及び増幅器20を介し
て出力端子21に出力する。

【００１０】なお、タイミング回路45は入力端子44を介
して入力される入力クロックを用いて、各種タイミング
信号及びクロックを発生して、ＯＦＤＭ送信装置１の各
部に供給している。

【００１１】出力端子21からのＲＦ出力は伝送路22を介
してＯＦＤＭ受信装置２の入力端子23に入力される。こ
の入力ＲＦ信号は増幅器24及びＢＰＦ25を介して混合回
路26に与えられる。混合回路26は、局部発振器27から所
定チャンネルの局部発振出力が与えられ、ＲＦ信号をＩ
Ｆ信号に周波数変換する。混合回路26からのＩＦ信号は
ＢＰＦ28によって帯域制限された後乗算器29，30に与え
られる。

【００１２】乗算器29は局部発振器31から再生キャリア
が入力されており、ＩＦ信号を同相検波してベースバン
ドのＩ軸信号をＡ／Ｄ変換器33及びクロック再生回路35
に出力する。乗算器30は移相器32によって９０度移相さ
れた再生キャリアが入力され、ＩＦ信号を直交検波して
ベースバンドのＱ軸信号をＡ／Ｄ変換器34に出力する。
クロック再生回路35は検波出力からＦＦＴ演算等に必要
な再生クロックを発生する。この再生クロックは出力端
子46から出力ロックとして出力される。Ａ／Ｄ変換器3
3，34はクロック再生回路35によって再生された再生ク
ロックを用いて、夫々Ｉ軸信号又はＱ軸信号をディジタ
ル信号に変換してＦＦＴ回路36に出力する。

【００１３】ＦＦＴ回路36は入力されたディジタル信号
を周波数スペクトル分析して、各サブキャリアの位相及
び振幅を検出することによりＯＦＤＭ復調信号を得る。
このＯＦＤＭ復調信号はＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）
変換回路38によってシリアルデータに変換されてデスク
ランブラ39に与えられる。デスクランブラ39はデスクラ
ンブル処理によってスクランブル処理前のデータに戻
し、デインタリーブ回路40はデータ配列をインターリー
ブ処理前の元の配列に戻して誤り訂正復号化回路41に出
力する。誤り訂正復号化回路41は誤り訂正符号を用いて
誤り訂正を行って、復号データを出力端子42を介して出
力する。

【００１４】なお、直交検波における再生キャリアはＦ
ＦＴ回路36の出力を用いて再生している。キャリア再生
回路37はＦＦＴ回路36の出力を用いて局部発振器31の発
振出力を制御するための同期検波用制御信号を発生する
ことにより、キャリア同期を得ている。また、タイミン
グ回路43は再生クロック及び送信データ内に含まれるタ
イミング基準信号に基づいて、ＯＦＤＭ受信装置２の各
部で必要なタイミング信号を発生する。

【００１５】上述したＯＦＤＭ変調を用いた伝送方式
は、マルチパス及び狭帯域の妨害に対して高い耐性を有
し、また、周波数利用効率が高く、ディジタル伝送に有
望なシステムである。しかしながら、ＯＦＤＭ被変調波
には大振幅のピークが生じる可能性があるという原理的
な問題がある。図９はこの問題点を説明するための説明
図である。図９はＯＦＤＭ被変調波のスペクトルを複素
ベクトル座標上で概念的に示したものであり、Ｎ個のサ
ブキャリアが等間隔に配列されて、各サブキャリアの電
力が等しい場合の例である。

【００１６】ＯＦＤＭ被変調波の各サブキャリアは、例
えばＱＡＭ信号の位相及び振幅によって変調を受けたも
のである。図９（ａ）はＯＦＤＭ被変調波の４つのサブ
キャリア１乃至４の位相が９０度間隔になった場合を示
している。なお、各サブキャリアの周波数は相互に異な
るので、実際にはサブキャリアは相互に異なる角周波数
で回転しており、図９（ａ）は所定の時間において観測
したものである。この場合には、各サブキャリア１乃至
４は打消し合い、サブキャリア１乃至４の合成ベクトル
はキャンセルされて振幅０となる。

【００１７】一方、図９（ｂ）は４つのサブキャリア１
乃至４が全て同位相に揃った場合を示している。この場
合には、各サブキャリア１乃至４の合成ベクトルは、同
一位相で加算されたものとなり、合成ベクトル振幅は１
つのサブキャリアの４倍となる。このように、データに
よっては、ＯＦＤＭ被変調波のサブキャリアの位相が一
致し、ＯＦＤＭ被変調波に大振幅のピークが生じること
がある。

【００１８】仮に、Ｎ個のサブキャリアの位相が一致し
た場合には、最大ピーク値は１サブキャリア振幅のＮ倍
となる。例えば、Ｎ＝１０２４に設定されたＯＦＤＭ変
調においては、最大ピーク振幅は、１サブキャリアの２
０ｌｏｇ１０２４＝６０ｄＢだけ大きくなる。また、被
変調波のピーク電力は、平均電力（単一キャリアのディ
ジタル変調と同一）に比べて３０ｄＢ大きくなる。

【００１９】このような大振幅のピークは、他の信号に
妨害を与え易く、周波数割当上の制限等、ＯＦＤＭ伝送
方式の実用化の妨げとなる。また、ピーク振幅が大きい
ことから、変復調回路及び伝送系におけるダイナミック
レンジを大きくする必要もある。このため、中継器等の
伝送系及び送受信装置の回路が高価になってしまう。例
えば、Ａ／Ｄ変換器において十分なビット精度で大振幅
ピーク値をディジタル変換するためには、ダイナミック
レンジを極めて大きくする必要があり、高ビット精度の
高価な回路を用いなければならない。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のＯＦＤＭ送受信装置においては、ＯＦＤＭ被変調
波は大振幅のピークを生ずることがあることから、他の
通信妨害を与えやすくなると共に、極めて大きなダイナ
ミックレンジを必要とするという問題点があった。

【００２１】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、ＯＦＤＭ被変調波のピークを抑制すること
により、他の通信に対して妨害を与えることを防止する
と共に、必要なダイナミックレンジを小さくすることが
できるＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置を提供す
ることを目的とする。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
ＯＦＤＭ受信装置は、直交周波数分割多重変調された被
変調波が入力されこの被変調波を直交周波数分割多重復
調して復調シンボルを得る直交周波数分割多重復調手段
と、前記被変調波が入力されこの被変調波のエンベロー
プを検出するエンベロープ検出手段と、前記エンベロー
プが所定のレベル以上となった変調シンボルを無効シン
ボルと判定する判定手段と、この判定手段の判定結果が
与えられて、前記無効シンボルに対応する復調シンボル
を消失誤り訂正する誤り訂正手段とを具備したものであ
り、本発明の請求項３に係るＯＦＤＭ送信装置は、入力
データを複数の信号フォーマットに変換する複数の信号
変換手段と、入力されたデータを直交周波数分割多重変
調して被変調波を伝送する直交周波数分割多重変調手段
と、前記被変調波のピークが最小となるように前記複数
の信号変換手段の出力のうちの１つを適応的に選択して
前記直交周波数分割多重変調手段に与える選択手段とを
具備したものである。

【００２３】

【作用】本発明の請求項１において、直交周波数分割多
重変調手段からの被変調波は、ピーク抑圧手段によって
所定のレベルでピークが抑圧される。これにより、伝送
系において他の通信に妨害を与えることを防止する。

【００２４】本発明の請求項２において、入力された被
変調波は直交周波数分割多重復調手段によって復調され
て復調シンボルが得られる。エンベロープ検出手段は被
変調波のエンベロープを検出し、判定手段はエンベロー
プが所定のレベルよりも大きくなったことを検出するこ
とにより、この部分に対応する変調シンボルがピークを
有するものとしてこの変調シンボルを無効シンボルと判
定する。誤り訂正手段は判定手段の判定結果から無効シ
ンボルを消失誤り訂正することにより、ピーク部分であ
っても確実に誤り訂正する。

【００２５】本発明の請求項４において、複数の信号変
換手段は夫々入力データを複数の信号フォーマットに変
換する。選択手段は複数の信号変換手段の出力のうちの
１つを選択して直交周波数分割多重変調手段に与えるこ
とにより、直交周波数分割多重変調の被変調波のピーク
を最小にする。

【００２６】本発明の請求項７において、抽出手段は直
交周波数分割多重復調手段が復調した復調シンボルから
選択情報を抽出する。この選択情報に基づいて信号再生
手段は復調シンボルを送信側の信号フォーマットに基づ
く信号フォーマットに戻して入力データを得る。

【００２７】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るＯＦＤＭ送信装置及び
ＯＦＤＭ受信装置の一実施例を示すブロック図である。
図１において図８と同一の構成要素には同一符号を付し
てある。

【００２８】図１においては、ＯＦＤＭ受信装置56には
ＯＦＤＭ送信装置55からのＲＦ出力が与えられている
が、後述するリミタ48を有していない従来のＯＦＤＭ送
信装置（図８参照）からのＲＦ出力をＯＦＤＭ受信装置
56に与えてもよい。即ち、ＯＦＤＭ送信装置55及びＯＦ
ＤＭ受信装置56は夫々独立して使用可能である。

【００２９】ＯＦＤＭ送信装置55の入力端子３には伝送
すべきディジタルデータが入力される。この入力データ
は例えばＱＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調された信号であ
る。入力データは誤り訂正符号化回路４に供給され、誤
り訂正符号化回路４は誤り訂正符号を付加してインター
リーブ回路５に出力する。インターリーブ回路５はデー
タの並び変えを行うことにより、伝送時にバースト誤り
が発生した場合でも、受信側のデインターリーブ処理に
よって誤りをランダム化するようになっている。インタ
ーリーブ回路５の出力はスクランブラ６に与えられる。
スクランブラ６は、伝送時にデータが特定の連続した波
形とならないように乱数化してＳ／Ｐ変換回路７に出力
する。Ｓ／Ｐ変換回路７は入力データのシーケンスをＯ
ＦＤＭ変調のキャリア数に相当するパラレルデータに変
換して逆ＦＦＴ回路８に与える。

【００３０】逆ＦＦＴ回路８は、逆ＦＦＴ処理によって
多数のサブキャリアを例えばＱＡＭ信号によって変調し
てＯＦＤＭ被変調波を得る。これにより、１ＯＦＤＭ被
変調波（１ＯＦＤＭシンボル）によってサブキャリア数
のデータが伝送される。このＯＦＤＭ被変調波は複素信
号であり、Ｉ軸信号はＤ／Ａ変換器９に与えられ、Ｑ軸
信号はＤ／Ａ変換器10に与えられる。Ｄ／Ａ変換器９，
10は入力されたＯＦＤＭ被変調波をアナログ信号に変換
して夫々乗算器11，12に出力する。

【００３１】乗算器11，12、局部発振器13、移相器14及
び加算器15によって直交変調器が構成されている。局部
発振器13は所定のキャリアを発生して乗算器11に与える
と共に、移相器14を介して乗算器12に与える。移相器14
は局部発振器13からのキャリアを９０度移相する。乗算
器11，12は、夫々同相軸のキャリア又は直交軸のキャリ
アと入力されたＯＦＤＭ被変調波とを乗算することによ
り、直交変調を行ってＩＦ信号に変換し加算器15に出力
する。加算器15はＩ，Ｑ軸のＯＦＤＭ被変調波の直交変
調波を加算して出力する。

【００３２】本実施例においては、加算器15の出力はリ
ミタ48を介してＢＰＦ16に供給されるようになってい
る。リミタ48は加算器15の出力を所定の振幅で振幅制限
する。直交変調器の出力は中間周波数帯の被変調波であ
るので、リミタ48はこの周波数帯で動作する回路を用い
る。例えば、リミタ48としては、高周波ダイオードの非
線形特性を利用した容易な構成が可能である。ＢＰＦ16
はリミタ48の出力を帯域制限した後、混合回路17及び局
部発振器18によって構成される周波数変換回路に出力す
る。

【００３３】局部発振器18は所定周波数の局部発振出力
を混合回路17に与え、混合回路17は被変調波をＲＦ信号
に周波数変換してＢＰＦ19に出力する。ＢＰＦ19はＲＦ
信号を帯域制限して増幅器20に与え、増幅器20はＲＦ信
号を増幅して出力端子21からＲＦ出力として出力するよ
うになっている。

【００３４】このように構成されたＯＦＤＭ送信装置に
おいては、入力端子３を介して入力される入力データ
は、誤り訂正符号化回路４において誤り訂正符号が付加
され、インターリーブ回路５においてデータ配列が変換
されてスクランブラ６に入力される。スクランブラ６は
入力データを乱数化してＳ／Ｐ変換回路７に与え、パラ
レルデータに変換された入力データが逆ＦＦＴ回路８に
供給される。

【００３５】逆ＦＦＴ回路８は入力データを逆ＦＦＴ処
理してＯＦＤＭ被変調波をＤ／Ａ変換器９，10に出力す
る。ＯＦＤＭ被変調波はＤ／Ａ変換器９，10によってア
ナログ信号に変換された後、直交変調器によって直交変
調されて中間周波数帯の信号に変換される。加算器15か
らの直交変調波はリミタ48に供給される。

【００３６】本実施例においては、リミタ48は直交変調
波を振幅制限してＢＰＦ16に与える。これにより、リミ
タ48以降の回路に供給される信号は大振幅のピークを有
していない。従って、リミタ48以降の回路のダイナミッ
クレンジを小さくすることができる。

【００３７】リミタ48によって振幅制限された被変調波
はＢＰＦ16によって帯域制限された後、局部発振器18か
らの局部発振出力に基づくＲＦ信号に変換され、ＢＰＦ
19及び増幅器20を介して出力端子21に出力される。

【００３８】このように、本実施例においては、出力端
子21からのＲＦ出力には大振幅のピーク成分が含まれて
いないので、このＲＦ出力による他のチャンネルの通信
に対する妨害は抑制される。従って、周波数割当等の実
用化上の問題が著しく解消される。また、伝送系に設け
られる中継器等のダイナミックレンジも小さくてよく、
伝送系を経済的に構成することができ、実用化が一層容
易となる。

【００３９】ところで、ＯＦＤＭ被変調波を振幅制限し
ているので、情報が欠落してしまう虞がある。前述した
ように、ＯＦＤＭは多数のサブキャリアを直交関係を維
持させながら多重する変調方式である。従って、各サブ
キャリアの位相が揃った場合には大振幅のピークが発生
するのであるが、このピーク位置の信号成分も情報を伝
送しており、振幅制限によって情報が欠落することがあ
る。

【００４０】しかし、振幅制限におけるクリッピングレ
ベルを適宜設定することにより、情報欠落の確率を極め
て小さくすることができる。例えば、ＱＰＳＫ変調を用
いたＯＦＤＭ被変調波の振幅の最大ピークは全サブキャ
リア位相が一致したときに生じるが、キャリア数Ｎが１
０２４である場合には、最大ピークが発生する確率は
（１／４）の１０２４乗（≒０）である。また、ＯＦＤ
Ｍ被変調波は略狭帯域雑音と看做すことができることか
ら、ＯＦＤＭ被変調波のピーク振幅はレーレー分布によ
って表わすことができる。即ち、平均振幅の数倍以上の
振幅を有するピークの発生確率は極めて小さい。従っ
て、誤り訂正能力が比較的高い誤り訂正符号化を採用す
ることにより、ピークをクリッピングしたことによる情
報欠落の影響については殆ど無視することができる。

【００４１】次に、本発明の一実施例に係るＯＦＤＭ受
信装置について説明する。

【００４２】伝送路22から入力端子23を介して入力され
たＲＦ入力は、ピーク部分を有することもある。増幅器
24は入力端子23を介して入力されたＲＦ信号を増幅して
ＢＰＦ25に与える。ＢＰＦ25は増幅器24の出力を帯域制
限して混合回路26に出力する。局部発振器27は所定のチ
ャンネルを選局するための局部発振出力を混合回路26に
出力するようになっており、混合回路26は入力されたＲ
Ｆ信号をＩＦ信号に変換してＢＰＦ28に出力する。ＢＰ
Ｆ28はＩＦ信号を帯域制限して乗算器29，30に出力す
る。

【００４３】乗算器29，30、局部発振器31及び移相器32
によって直交検波器が構成されている。局部発振器31は
後述するキャリア再生回路37によって制御されて再生キ
ャリアを発生して乗算器29及び移相器32に出力する。移
相器32は再生キャリアを９０度移相して直交軸の再生キ
ャリアとして乗算器30に与える。乗算器29，30は、夫々
同相軸の再生キャリア又は直交軸の再生キャリアが与え
られて、ＢＰＦ28からのＩＦ信号を直交検波して同相軸
又は直交軸のＯＦＤＭ被変調波をＡ／Ｄ変換器33，34に
出力する。

【００４４】乗算器29からのＯＦＤＭ被変調波はクロッ
ク再生回路35にも与えられる。クロック再生回路35は直
交検波出力から再生クロックを作成してＡ／Ｄ変換器33
に出力すると共に、出力端子46にも出力する。Ａ／Ｄ変
換器33，34はクロック再生回路35からの再生クロックを
用いて、直交検波出力であるＯＦＤＭ被変調波をディジ
タル信号に変換してＦＦＴ回路36に出力する。なお、本
実施例においては、Ａ／Ｄ変換器33，34はＯＦＤＭ被変
調波の最大ピーク振幅よりも十分に小さいダイナミック
レンジに設定されており、ピーク抑圧手段を構成する。

【００４５】ＦＦＴ回路36は、入力された同相軸及び直
交軸のＯＦＤＭ被変調波を夫々複素数の実部，虚部とみ
なしてＦＦＴ処理を行う。このＦＦＴ処理によって、各
サブキャリアに対して同期復調が行われる。ＦＦＴ回路
36からのＯＦＤＭ復調信号はＰ／Ｓ変換回路38に与えら
れる。Ｐ／Ｓ変換回路38はＯＦＤＭ復調信号をシリアル
データに変換してデスクランブラ39に与える。デスクラ
ンブラ39は乱数化されているＯＦＤＭ復調信号をデスク
ランブルして元のデータに戻してデインターリーブ回路
40に出力する。デインターリーブ回路40は、送信側のイ
ンターリーブ処理によってデータ配列が変換されている
データを元のデータ配列に戻して誤り訂正復号化回路49
に出力するようになっている。なお、Ｐ／Ｓ変換回路38
の出力はタイミング回路43にも与えられており、タイミ
ング回路43はＯＦＤＭ復調信号に含まれるタイミング基
準信号を用いて、ＯＦＤＭ受信装置56内の各種タイミン
グ信号を発生するようになっている。

【００４６】本実施例においては、誤り訂正復号化回路
49における誤り訂正能力を向上させるために、Ａ／Ｄ変
換器33，34からの直交検波出力をエンベロープ検出回路
50に与えるようになっている。エンベロープ検出回路50
は、同相軸及び直交軸の検波出力の絶対値を求めること
よりＯＦＤＭ被変調波の包絡線を検出して消失判定回路
51に出力する。上述したように、Ａ／Ｄ変換器33，34の
ダイナミックレンジがＯＦＤＭ被変調波の最大ピーク振
幅に比して十分に小さいので、ＦＦＴ回路36に入力され
る検波出力のうちピーク位置の直交検波出力には誤りが
生じていることがある。消失判定回路51はエンベロープ
を所定の基準振幅と比較し、基準振幅よりも振幅レベル
が大きい部分についてはピーク位置と判定し、このピー
ク位置のＯＦＤＭシンボルについては、このシンボル期
間のサブキャリアで伝送された全てのデータ、即ち、サ
ブキャリア数がＮである場合にはＮ個の復調シンボル全
てが信頼できないものであると判定して、この消失情報
をディレイ52を介して誤り訂正復号化回路49に出力す
る。

【００４７】なお、ＯＦＤＭ送信装置55のように、送信
側でピークを除去する振幅制限が行われている場合に
は、消失判定回路51は基準振幅として送信側のクリッピ
ングレベルよりも僅かに小さい値を設定するようになっ
ている。

【００４８】誤り訂正復号化回路49は消失誤りを訂正可
能な復号化回路であり、符号化効率を劣化させることな
く、高い誤り訂正能力を得ることができる。即ち、誤り
訂正復号化回路49は消失判定回路51の消失情報によって
誤りＯＦＤＭ（変調）シンボルの位置を把握し、誤りパ
ターンを検出することで誤りを訂正する。誤り位置が与
えられることから、パリティビット数を増やすことなく
高い誤り訂正能力を有する。誤り訂正復号化回路49はデ
インターリーブ回路40からの復調信号の誤りを訂正して
出力端子42に出力する。

【００４９】次に、このように構成された実施例の動作
について図２及び図３を参照して説明する。

【００５０】入力端子23を介して入力されるＲＦ信号は
ＯＦＤＭ変調の原理上大振幅のピークが生じている可能
性を有する。このＲＦ信号は増幅器24及びＢＰＦ25を介
して混合回路26に供給され、局部発振器27からの発振出
力と混合されてＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号は
ＢＰＦ28によって帯域制限された後、乗算器29，30に与
えられる。乗算器29，30は夫々同相軸の再生キャリア又
は直交軸の再生キャリアとＩＦ信号との乗算によって直
交検波を行う。これにより、ＩＦ信号から同相軸及び直
交軸のＯＦＤＭ被変調波が得られて、Ａ／Ｄ変換器33，
34に与えられる。

【００５１】Ａ／Ｄ変換器33，34は、クロック再生回路
35からの再生クロックを用いて検波出力をディジタル信
号に変換してＦＦＴ回路36に与える。ＦＦＴ回路36はＯ
ＦＤＭ被変調波をＦＦＴ処理して復調し、ＯＦＤＭ復調
信号をＰ／Ｓ変換回路38に出力する。ＯＦＤＭ復調信号
はＰ／Ｓ変換回路38においてシリアルデータに変換さ
れ、デスクランブラ39及びデインターリーブ回路40によ
って夫々デスクランブル処理及びデインターリーブ処理
が施されて誤り訂正復号化回路49に供給される。

【００５２】本実施例においては、Ａ／Ｄ変換器33，34
のダイナミックレンジはＯＦＤＭ被変調波の最大ピーク
振幅に比べて十分に低くなっているので、ピーク部分の
データには誤りが生じている可能性がある。誤り訂正復
号化回路49はピーク部分の誤りを消失判定の判定結果を
用いて訂正する。即ち、Ａ／Ｄ変換器33，34からの同相
軸及び直交軸のＯＦＤＭ被変調波はエンベロープ検出回
路50に与えられる。

【００５３】図２は同相軸Ｉ、直交軸Ｑの複素平面によ
ってＡ／Ｄ変換器33，34からのＯＦＤＭ被変調波をベク
トル表示した説明図である。図中黒丸は所定のタイミン
グにおけるＯＦＤＭ被変調波を示している。

【００５４】ｘはＡ／Ｄ変換器33からの同相軸検波出力
の振幅であり、ｙはＡ／Ｄ変換器34からの直交軸検波出
力の振幅である。ｒはこのＯＦＤＭ被変調波の振幅を示
している。エンベロープ検出回路50は図２の黒丸の軌
跡、即ち、ＯＦＤＭ被変調波の振幅ｒの値を消失判定回
路51に出力する。消失判定回路51は入力されたエンベロ
ープを所定の基準振幅と比較する。図２では破線によっ
て基準振幅の大きさｒ′を示している。消失判定回路51
はエンベロープが基準振幅よりも大きい場合にはピーク
部分と判定する。即ち、消失判定回路51は、図２の破線
に示す半径ｒ′の円よりも大きな振幅ｒが入力された場
合にピークと判定する。この判定結果は消失情報として
ディレイ52を介して誤り訂正復号化回路49に供給され
る。

【００５５】いま、デインターリーブ回路40からＮ個の
データを含む各ＯＦＤＭシンボルＫ，Ｋ＋１，Ｋ＋２，
…（図３（ａ））の復調シンボルが順次誤り訂正復号化
回路49に入力されるものとする。これらの変調シンボル
のうちシンボルＫ＋２はピークを有しているものとす
る。誤り訂正復号化回路46は消失情報からシンボルＫ＋
２に誤りが発生していることを把握すると、このシンボ
ルＫ＋２の誤りのパターンを検出して誤り訂正を行う。
誤りシンボルの位置が消失情報によって判明しているの
で、パリティビットを誤り検出に用いる必要がなく、消
失誤りの訂正能力が向上する。誤り訂正復号化回路46は
誤り訂正した復調データを出力端子42を介して出力す
る。

【００５６】このように、本実施例においては、Ａ／Ｄ
変換器33，34の出力からピークを有するＯＦＤＭシンボ
ルを検出し、このＯＦＤＭシンボルは消失したものとし
て消失位置を誤り訂正復号化回路49に与えることにより
誤り訂正能力を向上させる。Ａ／Ｄ変換器33，34のダイ
ナミックレンジは最大ピーク振幅よりも十分に小さくし
ているので、ピークを有するＯＦＤＭシンボルは誤りが
生じるが、誤り訂正復号化回路49の誤り訂正能力が向上
しているので、確実に誤り訂正される。比較的小さなダ
イナミックレンジのＡ／Ｄ変換器33，34を用いることが
できるので、回路を安価に構成することができる。

【００５７】図４は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図４において図１と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。

【００５８】本実施例は送信側においてリミタ48に代え
てリミタ63を用い、受信側においてリミタ64を設けた点
が図１の実施例と異なる。ＯＦＤＭ送信装置61の逆ＦＦ
Ｔ回路８からの同相軸及び直交軸のＯＦＤＭ被変調波は
リミタ63を介してＤ／Ａ変換器９，10に供給されるよう
になっている。リミタ63はＯＦＤＭ被変調波の振幅を制
限するようになっている。

【００５９】このように構成された送信側装置において
は、逆ＦＦＴ回路８からのＯＦＤＭ被変調波はリミタ63
に与えられて、ディジタル的に振幅制限される。ディジ
タル処理によって振幅制限が行われるので、クリッピン
グレベルを正確に規定することができる。また、Ａ／Ｄ
変換器９，10のダイナミックレンジを小さな値に設定す
ることができる。

【００６０】受信側装置においては、ＯＦＤＭ受信装置
62の乗算器29，30からの直交検波出力はピーク抑圧手段
としてのリミタ64を介してＡ／Ｄ変換器33，34に供給さ
れる。リミタ64は入力される直交検波出力をＡ／Ｄ変換
器33，34のダイナミックレンジに基づくクリッピングレ
ベルで振幅制限してＡ／Ｄ変換器33，34に与える。

【００６１】このように構成された受信側装置において
は、直交検波出力はリミタ64によって振幅制限された後
Ａ／Ｄ変換器33，34に供給される。リミタ64はＡ／Ｄ変
換器33，34のダイナミックレンジに基づいたクリッピン
グレベルで直交検波出力振幅を制限する。これにより、
Ａ／Ｄ変換器33，34に過大な入力が入力されることを防
止して、Ａ／Ｄ変換器33，34の誤動作を防止することが
可能となる。

【００６２】なお、上記各実施例は他の回路構成でも容
易に実現可能であることは明らかである。

【００６３】図５は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図５において図１と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。

【００６４】上述したように、ＯＦＤＭ被変調波のピー
クはサブキャリア位相が一致することによって発生す
る。そこで、本実施例は、サブキャリアの位相が一致し
ないように、入力データをスクランブル処理するもので
ある。ＯＦＤＭ送信装置71は図１のスクランブラ６に代
えてスクランブラＳ1 ，Ｓ2 ，…，ＳM 、スクランブラ
選択回路73及び多重化回路74を設けた点が図１のＯＦＤ
Ｍ送信装置55と異なる。インターリーブ回路５の出力は
スクランブラＳ1 ，Ｓ2 ，…ＳM に与えられる。スクラ
ンブラＳ1 ，Ｓ2 ，…，ＳM は、インターリーブ回路５
からの入力データに相互に異なるスクランブル処理を施
してスクランブラ選択回路73に出力する。

【００６５】上述したように、ピークの発生はサブキャ
リアの位相、即ち、入力データの振幅及び位相によって
決定するので、逆ＦＦＴ処理前の信号パターンからピー
クの発生を知ることもできる。スクランブラ選択回路73
はピークが発生する特定の信号パターンについてのデー
タを記憶しており、デスクランブラＳ1 乃至ＳM の出力
のうちピークが発生しない出力を選択し、選択したスク
ランブラの出力及びスクランブラ選択情報を多重化回路
74に出力するようになっている。多重化回路74はスクラ
ンブルされた入力データにスクランブラ選択情報を多重
してＳ／Ｐ変換回路７に出力する。

【００６６】一方、ＯＦＤＭ受信装置72は図１のデスク
ランブラ39に代えて、分離回路75、デスクランブラＤＳ
1 ，ＤＳ2 ，…，ＤＳM 及びデスクランブラ選択回路76
が設けられている点が図１の実施例と異なる。Ｐ／Ｓ変
換回路38の出力は分離回路75に与えられる。分離回路75
はＰ／Ｓ変換回路38のＯＦＤＭ復調信号からスクランブ
ラ選択情報を分離してデスクランブラ選択回路76に出力
する。デスクランブラＤＳ1 ，ＤＳ2 ，…，ＤＳM は夫
々送信側のスクランブラＳ1 ，Ｓ2 ，…，ＳMによって
スクランブル処理された信号を元に戻すためのデスクラ
ンブル処理を施すものであり、分離回路75を介して入力
されたＯＦＤＭ復調信号を夫々デスクランブル処理して
デスクランブラ選択回路76に出力する。デスクランブラ
選択回路76はスクランブラ選択情報に基づいてデスクラ
ンブラＤＳ1 ，ＤＳ2 ，…，ＤＳM のうちの１つの出力
を選択してデインターリーブ回路40に出力するようにな
っている。

【００６７】図６は図５中のスクランブラＳ1 乃至ＳM
及びデスクランブラＤＳ1 乃至ＤＳM の具体的な構成を
示す回路図である。

【００６８】入力端子81を介して入力される入力データ
はスクランブラＳ1 乃至ＳM の排他的論理和回路82に与
えられる。ディジタルデータに対するスクランブル処理
は、一般的にはＰＮ（乱数）と入力データとの排他的論
理和演算によって求められる。ＰＮ発生回路83は所定の
乱数を発生して排他的論理和回路82に出力する。排他的
論理和回路82は２入力の排他的論理和演算によってスク
ランブルを施し、出力端子84に出力する。なお、スクラ
ンブラＳ1 乃至ＳM の乱数シーケンスを相違させること
により各スクランブラＳ1 乃至ＳM 相互間で異なるスク
ランブル処理が可能である。

【００６９】デスクランブラＤＳ1 乃至ＤＳM の入力端
子85に入力されるスクランブル出力は排他的論理和回路
86に与えられる。ＰＮ発生回路87は、スクランブラＳ1
乃至ＳM の乱数シーケンスに同期した初期値が同一の同
一シーケンスの乱数を発生して排他的論理和回路86に出
力する。排他的論理和回路86は２入力の排他的論理和を
求めることによりデスクランブル処理してデスクランブ
ル出力を出力端子88に出力する。なお、デスクランブラ
ＤＳ1 乃至ＤＳM のＰＮ発生回路87は夫々スクランブラ
Ｓ1 乃至ＳM のＰＮ発生回路83に対応させる。

【００７０】次に、このように構成された実施例の動作
について説明する。

【００７１】インターリーブ回路５からの入力データは
スクランブラＳ1 乃至ＳM に与えられて、相互に異なる
スクランブル処理が施される。各スクランブラＳ1 乃至
ＳMのスクランブル出力はスクランブラ選択回路73に与
えられる。スクランブラ選択回路73は、予めＯＦＤＭ変
調によってピークが発生する信号パターンを記憶してお
り、スクランブラＳ1 乃至ＳM の出力のうちピークが発
生しない出力を選択して、その選択情報と共に多重化回
路74に出力する。多重化回路74はスクランブル出力にス
クランブラ選択情報を多重してＳ／Ｐ変換回路７に出力
する。これにより、ＯＦＤＭ送信装置71から出力される
ＯＦＤＭ被変調波はピークを有しない。

【００７２】ＯＦＤＭ受信装置72に入力されるＯＦＤＭ
被変調波がピークを有していないことから、Ａ／Ｄ変換
器33，34のダイナミックレンジは十分小さく設定されて
いる。Ｐ／Ｓ変換回路38からのＯＦＤＭ復調信号は分離
回路75に与えられて、スクランブラ選択情報が分離され
る。ＯＦＤＭ復調信号はデスクランブラＤＳ1 乃至ＤＳ
M において、夫々送信側のスクランブラＳ1 乃至ＳM の
乱数シーケンスと同一のシーケンスでデスクランブルが
施されてデスクランブラ選択回路76に供給される。デス
クランブラ選択回路76はスクランブラ選択情報に基づい
て、送信側で選択されたスクランブラＳ1 乃至ＳM に対
応するデスクランブラの出力を選択してデインターリー
ブ回路40に出力する。これにより、ＯＦＤＭ復調信号か
らデータを再生することができる。

【００７３】このように、本実施例においては、送信側
において、データのパターンからピークが発生しないス
クランブル処理を選択し、受信側では、送信側のスクラ
ンブル処理に対応するデスクランブル処理を施してデー
タを再生している。ＯＦＤＭ被変調波はピークを有して
おらず、図１の実施例と同様の効果を得ることができる
と共に、振幅制限によってピークを除去しておらず、情
報の欠落が生じないので、エラーの発生量が少ないとい
う利点もある。

【００７４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭ被変調波のピークを抑制することにより、他の通
信に対して妨害を与えることを防止すると共に、必要な
ダイナミックレンジを小さくすることができるという効
果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受
信装置の一実施例を示すブロック図。

【図２】実施例の動作を説明するための説明図。

【図３】実施例の動作を説明するための説明図。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図。

【図６】図５中のスクランブラ及びデスクランブラの具
体的な構成を示すブロック図。

【図７】ＯＦＤＭ被変調波の周波数スペクトルを示す説
明図。

【図８】従来のＯＦＤＭ送信装置及びＯＦＤＭ受信装置
を示すブロック図。

【図９】ＯＦＤＭ被変調波のスペクトルを概念的に示す
説明図。

【符号の説明】

８…逆ＦＦＴ回路、48…リミタ、33，34…Ａ／Ｄ変換
器、36…ＦＦＴ回路、49…誤り訂正復号化回路、50…エ
ンベロープ検出回路、51…消失判定回路

フロントページの続き (72)発明者杉田康神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地株式会社東芝マルチメディア技術研究所内 (72)発明者沖田茂神奈川県横浜市磯子区新杉田町８番地株式会社東芝マルチメディア技術研究所内 (56)参考文献特開平５−130191（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−176221（ＪＰ，Ａ) 特開平５−175880（ＪＰ，Ａ) 特開平４−11412（ＪＰ，Ａ) 特開平３−175823（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直交周波数分割多重変調された被変調波
が入力されこの被変調波を直交周波数分割多重復調して
復調シンボルを得る直交周波数分割多重復調手段と、前記被変調波が入力されこの被変調波のエンベロープを
検出するエンベロープ検出手段と、前記エンベロープが所定のレベル以上となった変調シン
ボルを無効シンボルと判定する判定手段と、この判定手段の判定結果が与えられて、前記無効シンボ
ルに対応する復調シンボルを消失誤り訂正する誤り訂正
手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】前記被変調波のピークを所定のレベルで
抑圧して前記直交周波数分割多重復調手段に与えるピー
ク抑圧手段を付加したことを特徴とする請求項１に記載
のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】入力データを複数の信号フォーマットに
変換する複数の信号変換手段と、入力されたデータを直交周波数分割多重変調して被変調
波を伝送する直交周波数分割多重変調手段と、前記被変調波のピークが最小となるように前記複数の信
号変換手段の出力のうちの１つを適応的に選択して前記
直交周波数分割多重変調手段に与える選択手段とを具備
したことを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
【請求項４】前記複数の信号変換手段は、入力データ
に対する複数種類のスクランブル処理によって複数の信
号フォーマットを得ることを特徴とする請求項３に記載
のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項５】前記選択手段は、前記複数のいずれの信
号変換手段の出力を選択したかを示す選択情報を選択し
た前記信号変換手段の出力に多重して出力することを特
徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項６】請求項５に記載のＯＦＤＭ送信装置の前
記直交周波数分割多重変調手段からの被変調波が入力さ
れ、直交周波数分割多重復調によって復調シンボルを得
る直交周波数分割多重復調手段と、前記復調シンボルから前記選択情報を抽出する抽出手段
と、この抽出手段によって抽出された選択情報に基づいて前
記復調シンボルを前記信号変換手段の信号フォーマット
に基づく信号フォーマットに戻して前記入力データを得
る信号再生手段とを具備したことを特徴とするＯＦＤＭ
受信装置。