JP3049448B2 - 電磁軸受制御装置および方法 - Google Patents
電磁軸受制御装置および方法Info
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- JP3049448B2 JP3049448B2 JP3111710A JP11171091A JP3049448B2 JP 3049448 B2 JP3049448 B2 JP 3049448B2 JP 3111710 A JP3111710 A JP 3111710A JP 11171091 A JP11171091 A JP 11171091A JP 3049448 B2 JP3049448 B2 JP 3049448B2
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- electromagnetic bearing
- control device
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- Magnetic Bearings And Hydrostatic Bearings (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電磁軸受においてロー
タを安定して浮上させるための制御装置および方法に関
するものである。
タを安定して浮上させるための制御装置および方法に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】電磁軸受制御装置は、ロータの半径方向
位置を検出し、その検出信号に応じた電流を電磁軸受の
コイルに供給することにより、ロータを中立位置に保持
している。そして、電流の供給を制御する回路には一般
にＰＩＤ回路が用いられている。しかし、ＰＩＤ回路で
は、微分回路による高周波ゲインの増大によって、検出
信号のノイズが増幅されたり、ロータの曲げ振動が励振
されたりすることが多いため、その対策としてノッチフ
ィルタなどを併用することが知られている。
位置を検出し、その検出信号に応じた電流を電磁軸受の
コイルに供給することにより、ロータを中立位置に保持
している。そして、電流の供給を制御する回路には一般
にＰＩＤ回路が用いられている。しかし、ＰＩＤ回路で
は、微分回路による高周波ゲインの増大によって、検出
信号のノイズが増幅されたり、ロータの曲げ振動が励振
されたりすることが多いため、その対策としてノッチフ
ィルタなどを併用することが知られている。
【０００３】また、曲げ振動の挙動までも含むロータの
運動モデルを作成し、現代制御理論に基づきカルマンフ
ィルタあるいはオブザーバなどの状態推定器を構成し、
推定状態量のフィードバック回路を組む手法が提案され
ている。このような現代制御理論の応用としては、尾崎
行男 他２名「柔軟構造形磁気浮上システムのオブザー
バを用いた安定化制御」，電気学会リニアドライブ研究
会資料ＬＤ８８−３２，第２１頁〜第２９頁があり、そ
こではビームの曲げ１次振動を考慮した最小次元オブザ
ーバの構成によって、ロータの安定浮上を実現してい
る。
運動モデルを作成し、現代制御理論に基づきカルマンフ
ィルタあるいはオブザーバなどの状態推定器を構成し、
推定状態量のフィードバック回路を組む手法が提案され
ている。このような現代制御理論の応用としては、尾崎
行男 他２名「柔軟構造形磁気浮上システムのオブザー
バを用いた安定化制御」，電気学会リニアドライブ研究
会資料ＬＤ８８−３２，第２１頁〜第２９頁があり、そ
こではビームの曲げ１次振動を考慮した最小次元オブザ
ーバの構成によって、ロータの安定浮上を実現してい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術では、ロータの内部減衰が小さくて不安定な曲げ
振動モードが数多くある場合には、ノッチフィルタの数
あるいは曲げモードのモデルの次元数を多く用意しなけ
ればならなくなり、制御回路の負担が大きくなるという
欠点がある。
来技術では、ロータの内部減衰が小さくて不安定な曲げ
振動モードが数多くある場合には、ノッチフィルタの数
あるいは曲げモードのモデルの次元数を多く用意しなけ
ればならなくなり、制御回路の負担が大きくなるという
欠点がある。
【０００５】すなわち、図７はロータの曲げ１次モード
までを考慮した同一次元オブザーバを用いて構成した制
御回路の周波数特性の一例を示したものであり、横軸が
周波数、縦軸がゲインとなっている。図から分かるよう
に、オブザーバの一次遅れ特性（ＰＩＤ回路では高周波
ノイズ防止のためにローパスフィルタを入れたことと同
等）のために高周波領域で位相が９０度遅れている。こ
のように高周波領域で位相が９０度遅れていると、曲げ
２次あるいはそれ以降のモードの内部減衰が小さい場
合、それらのモードが不安定となってしまうため、その
場合はモデル化の次元数を増やすか、またはノッチフィ
ルタを入れなければならない。
までを考慮した同一次元オブザーバを用いて構成した制
御回路の周波数特性の一例を示したものであり、横軸が
周波数、縦軸がゲインとなっている。図から分かるよう
に、オブザーバの一次遅れ特性（ＰＩＤ回路では高周波
ノイズ防止のためにローパスフィルタを入れたことと同
等）のために高周波領域で位相が９０度遅れている。こ
のように高周波領域で位相が９０度遅れていると、曲げ
２次あるいはそれ以降のモードの内部減衰が小さい場
合、それらのモードが不安定となってしまうため、その
場合はモデル化の次元数を増やすか、またはノッチフィ
ルタを入れなければならない。
【０００６】本発明の目的は、制御回路の次元数が少な
くても、高次曲げモードに対し高い安定性を補償するこ
とができる電磁軸受制御装置および方法を提供すること
である。
くても、高次曲げモードに対し高い安定性を補償するこ
とができる電磁軸受制御装置および方法を提供すること
である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、ロータの径方向の変位を検出する位置検
出センサと、ロータの基準位置信号を出力する基準位置
信号発生器と、前記位置検出センサからの検出信号と前
記基準位置信号発生器からの基準位置信号との偏差に基
づいて、前記ロータを支持する電磁石への励磁電流を制
御する制御手段と、を備えた電磁軸受制御装置におい
て、前記ロータの曲げモードに対する複数の固有振動数
のうち隣り合う固有振動数間の周波数領域で、前記制御
手段における制御信号の位相特性を１８０度以上遅らせ
る手段を設けたものである。
に、本発明は、ロータの径方向の変位を検出する位置検
出センサと、ロータの基準位置信号を出力する基準位置
信号発生器と、前記位置検出センサからの検出信号と前
記基準位置信号発生器からの基準位置信号との偏差に基
づいて、前記ロータを支持する電磁石への励磁電流を制
御する制御手段と、を備えた電磁軸受制御装置におい
て、前記ロータの曲げモードに対する複数の固有振動数
のうち隣り合う固有振動数間の周波数領域で、前記制御
手段における制御信号の位相特性を１８０度以上遅らせ
る手段を設けたものである。
【０００８】また、前記手段は２次のローパスフィルタ
であり、そのローパスフィルタの出力の共振周波数成分
は前記ロータの反共振特性によって減衰されるようにし
たものである。
であり、そのローパスフィルタの出力の共振周波数成分
は前記ロータの反共振特性によって減衰されるようにし
たものである。
【０００９】さらに、前記制御手段の伝達関数の高周波
領域における位相は２７０度遅れている。
領域における位相は２７０度遅れている。
【００１０】また、本発明は、ロータの径方向の変位を
検出するとともに、その変位と予め設定しておいた前記
ロータの基準位置との偏差に基づいて、前記ロータを支
持する電磁石への励磁電流を制御する電磁軸受制御方法
において、前記ロータの曲げモードに対する複数の固有
振動数のうち隣り合う固有振動数間の周波数領域で、前
記励磁電流を制御する信号の位相特性を１８０度以上遅
らせるようにすることである。
検出するとともに、その変位と予め設定しておいた前記
ロータの基準位置との偏差に基づいて、前記ロータを支
持する電磁石への励磁電流を制御する電磁軸受制御方法
において、前記ロータの曲げモードに対する複数の固有
振動数のうち隣り合う固有振動数間の周波数領域で、前
記励磁電流を制御する信号の位相特性を１８０度以上遅
らせるようにすることである。
【００１１】
【作用】上記構成によれば、高周波領域において位相特
性が１８０度以上遅れるため、高次曲げモードに対し正
減衰を与えるように作用して、高次曲げモードの安定性
を高めることができる。
性が１８０度以上遅れるため、高次曲げモードに対し正
減衰を与えるように作用して、高次曲げモードの安定性
を高めることができる。
【００１２】また、高次曲げモードの安定性を高めるこ
とにより、全体としてループゲインを大きくすることが
可能になり、電磁軸受の高剛性化を図ることができる。
とにより、全体としてループゲインを大きくすることが
可能になり、電磁軸受の高剛性化を図ることができる。
【００１３】
【実施例】以下に本発明の一実施例を図面に従って説明
する。図１は本発明の電磁軸受制御装置の全体構成を示
している。図において、１はロータであり、所定間隔離
れて対向して設けられた電磁石２ａ，２ｂによって一端
が浮上保持されているとともに、他端が玉軸受１４によ
って支持されている。このロータ１は図示していない回
転機構により回転駆動される。また、紙面と垂直な方向
にも一対の電磁石が設けられており、図示してある電磁
軸受制御系と同様の働きをするような回路構成となって
いる。
する。図１は本発明の電磁軸受制御装置の全体構成を示
している。図において、１はロータであり、所定間隔離
れて対向して設けられた電磁石２ａ，２ｂによって一端
が浮上保持されているとともに、他端が玉軸受１４によ
って支持されている。このロータ１は図示していない回
転機構により回転駆動される。また、紙面と垂直な方向
にも一対の電磁石が設けられており、図示してある電磁
軸受制御系と同様の働きをするような回路構成となって
いる。
【００１４】ロータ１の近傍には位置検出センサ３が設
けられ、ロータ１の径方向変位を検出し、その検出信号
を変換器４を介して制御回路５へ送出するようになって
いる。制御回路５は、基準位置信号発生器６からの基準
位置信号と変換器４からの検出信号との差に基づいて、
制御信号を発生する信号処理回路である。
けられ、ロータ１の径方向変位を検出し、その検出信号
を変換器４を介して制御回路５へ送出するようになって
いる。制御回路５は、基準位置信号発生器６からの基準
位置信号と変換器４からの検出信号との差に基づいて、
制御信号を発生する信号処理回路である。
【００１５】そして、制御回路５からの制御信号は電磁
駆動回路７に送られ、電磁駆動回路７では、この制御信
号に応じて電磁石２ａ，２ｂへ励磁電流を供給するよう
に構成されている。
駆動回路７に送られ、電磁駆動回路７では、この制御信
号に応じて電磁石２ａ，２ｂへ励磁電流を供給するよう
に構成されている。
【００１６】次に制御回路５の内部構成について説明す
る。制御回路５には、オブザーバ回路８、レギュレータ
回路９、積分器１０、ゲイン調整器１１、２次ローパス
フィルタ１２およびローパスフィルタ帰還回路１３が設
けられている。
る。制御回路５には、オブザーバ回路８、レギュレータ
回路９、積分器１０、ゲイン調整器１１、２次ローパス
フィルタ１２およびローパスフィルタ帰還回路１３が設
けられている。
【００１７】オブザーバ回路８はロータ１の数学モデル
を内部に持ち、位置検出センサ３では直接測定できない
ロータ１の状態量を推定する。ロータ１の数学モデルが
示されれば、その構成法は公知のものを利用できる。
を内部に持ち、位置検出センサ３では直接測定できない
ロータ１の状態量を推定する。ロータ１の数学モデルが
示されれば、その構成法は公知のものを利用できる。
【００１８】ここで、ロータ１の数学モデルの作り方を
述べる。ロータ１の電磁軸受点の変位をｘ2、電磁軸受
点以外の点のロータ１の変位をベクトルｘ1、電磁石２
ａ，２ｂがロータ１に与える力をｕとすると、ロータ１
の運動方程式は次のように表すことができる。
述べる。ロータ１の電磁軸受点の変位をｘ2、電磁軸受
点以外の点のロータ１の変位をベクトルｘ1、電磁石２
ａ，２ｂがロータ１に与える力をｕとすると、ロータ１
の運動方程式は次のように表すことができる。
【００１９】
【数１】
【００２０】上記（１）式は有限要素解析により求める
ことができる。しかし、このままでは次元数が大きく、
オブザーバ回路８を構成するのには適さないので適当に
低次元化する必要がある。
ことができる。しかし、このままでは次元数が大きく、
オブザーバ回路８を構成するのには適さないので適当に
低次元化する必要がある。
【００２１】今、ロータ１の挙動は、図４のように剛体
運動と曲げ振動の合成によって表現されるものとする。
すなわち、図５および図６のように、電磁軸受点に単位
変位を与えたときのモードδと電磁軸受点を拘束したと
きの自由振動モードφによって、
運動と曲げ振動の合成によって表現されるものとする。
すなわち、図５および図６のように、電磁軸受点に単位
変位を与えたときのモードδと電磁軸受点を拘束したと
きの自由振動モードφによって、
【００２２】
【数２】
【００２３】のように表現されるものとする。ここでｓ
はモードφの重み値である。また、曲げ２次以降の振動
モードは無視している。
はモードφの重み値である。また、曲げ２次以降の振動
モードは無視している。
【００２４】式（２）によって、式（１）は次のように
低次元化された式になる。
低次元化された式になる。
【００２５】
【数３】
【００２６】ロータ１の電磁軸受点の変位ｘ2のみが観
測できるので、現代制御理論形式の状態方程式は次のよ
うになる。
測できるので、現代制御理論形式の状態方程式は次のよ
うになる。
【００２７】
【数４】
【００２８】
【数５】
【００２９】ここで、ｋはオブザーバゲインベクトルで
あり、オブザーバの極を指定するパラメータである。
あり、オブザーバの極を指定するパラメータである。
【００３０】上記（５）式を伝達関数記述に変換すれ
ば、オペアンプによってオブザーバ回路８を実現するこ
とができる。また、離散時間系に変換すれば、ディジタ
ルシグナルプロセッサなどのディジタル処理装置によっ
て実現することもできる。ここではオブザーバ回路８は
４次であるが、回路構成に余裕があるときには、（２）
式において曲げ２次以降のモードを考慮することによ
り、より高精度のオブザーバ回路を実現することが可能
である。
ば、オペアンプによってオブザーバ回路８を実現するこ
とができる。また、離散時間系に変換すれば、ディジタ
ルシグナルプロセッサなどのディジタル処理装置によっ
て実現することもできる。ここではオブザーバ回路８は
４次であるが、回路構成に余裕があるときには、（２）
式において曲げ２次以降のモードを考慮することによ
り、より高精度のオブザーバ回路を実現することが可能
である。
【００３１】オブザーバ回路８により推定した状態量は
レギュレータ回路９の入力信号となる。レギュレータ回
路９は、各状態量に重みをかけて加算し信号を出力する
回路である。各状態量にかける重みは、最適レギューレ
ータ理論あるいは極配置法により、ロータ１を安定に支
持する値にする。ロータ１は、このレギュレータ回路９
によってモデル化された曲げ１次モードまでの安定性が
補償される。
レギュレータ回路９の入力信号となる。レギュレータ回
路９は、各状態量に重みをかけて加算し信号を出力する
回路である。各状態量にかける重みは、最適レギューレ
ータ理論あるいは極配置法により、ロータ１を安定に支
持する値にする。ロータ１は、このレギュレータ回路９
によってモデル化された曲げ１次モードまでの安定性が
補償される。
【００３２】同一次元オブザーバと状態フィードバック
則による上述のような補償回路の入出力特性は、図７に
示すように、高周波領域において位相が９０度遅れる一
次遅れ形である。このような補償回路をそのまま安定化
補償器として用いると、位相遅れにより高次曲げモード
が発振しやすい。
則による上述のような補償回路の入出力特性は、図７に
示すように、高周波領域において位相が９０度遅れる一
次遅れ形である。このような補償回路をそのまま安定化
補償器として用いると、位相遅れにより高次曲げモード
が発振しやすい。
【００３３】そこで、本実施例では、制御回路５に更に
２次ローパスフィルタ１２を設け、全体として３次遅れ
形の回路系を構成し、高周波の位相特性が２７０度遅れ
るようにしている。これにより、制御回路５は、高次曲
げモードに対して正減衰を与えるように働く。また、ゲ
イン特性も低下するので高次曲げモードを励振する力も
弱められる。
２次ローパスフィルタ１２を設け、全体として３次遅れ
形の回路系を構成し、高周波の位相特性が２７０度遅れ
るようにしている。これにより、制御回路５は、高次曲
げモードに対して正減衰を与えるように働く。また、ゲ
イン特性も低下するので高次曲げモードを励振する力も
弱められる。
【００３４】２次ローパスフィルタ１２の極の振動数を
ωF、減衰比をζF、入力信号をυ、出力信号をｚで表す
と、２次ローパスフィルタ１２は次式によって記述され
る。
ωF、減衰比をζF、入力信号をυ、出力信号をｚで表す
と、２次ローパスフィルタ１２は次式によって記述され
る。
【００３５】
【数６】
【００３６】積分器１０は、重力などによるロータの１
定常的な偏差を補償するために設けられている。ゲイン
調整器１１により、積分補償量が最適になるように調節
される。
定常的な偏差を補償するために設けられている。ゲイン
調整器１１により、積分補償量が最適になるように調節
される。
【００３７】制御回路５を３次遅れ形とすることで、高
次曲げモードは安定化されるが、ロータ１の固有値は互
いに接近していることが普通である。したがって、位相
をゆるやかに遅らせる回路は、低次から高次へ至る曲げ
モードのいずれかを不安定にする。そこで、２次ローパ
スフィルタ１２は、鋭く共振する位相まわりの急な特性
を有するものとするとよい。すなわち、制御回路５の特
性を、図２のようにロータ１の曲げ１次と曲げ２次の固
有振動数の間で鋭く共振する特性とし、曲げ１次と曲げ
２次の間の周波数範囲で位相特性が反転するようにす
る。また、制御回路５自身が不安定にならないようにす
るため、その共振周波数をロータ系の反共振点（図３に
示した点ｆｐ）に合わせ、制御回路５にその共振周波数
成分が入力されないようにする。
次曲げモードは安定化されるが、ロータ１の固有値は互
いに接近していることが普通である。したがって、位相
をゆるやかに遅らせる回路は、低次から高次へ至る曲げ
モードのいずれかを不安定にする。そこで、２次ローパ
スフィルタ１２は、鋭く共振する位相まわりの急な特性
を有するものとするとよい。すなわち、制御回路５の特
性を、図２のようにロータ１の曲げ１次と曲げ２次の固
有振動数の間で鋭く共振する特性とし、曲げ１次と曲げ
２次の間の周波数範囲で位相特性が反転するようにす
る。また、制御回路５自身が不安定にならないようにす
るため、その共振周波数をロータ系の反共振点（図３に
示した点ｆｐ）に合わせ、制御回路５にその共振周波数
成分が入力されないようにする。
【００３８】制御回路５を、ある特徴別に３つの伝達関
数の直列結合で考えると、図６のように理解することが
できる。すなわち、曲げ１次モードを減衰させるノッチ
フィルタと、いわゆる位相進み遅れ回路（１次遅れ形）
と、２次のローパスフィルタとをそれぞれ用意すること
により、制御回路５を全く等価に実現することができ
る。
数の直列結合で考えると、図６のように理解することが
できる。すなわち、曲げ１次モードを減衰させるノッチ
フィルタと、いわゆる位相進み遅れ回路（１次遅れ形）
と、２次のローパスフィルタとをそれぞれ用意すること
により、制御回路５を全く等価に実現することができ
る。
【００３９】なお、本実施例の電磁軸受制御装置はポン
プや遠心圧縮機等に利用することが可能である。
プや遠心圧縮機等に利用することが可能である。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
制御手段における制御信号の位相特性を１８０度以上遅
らせる手段を設けたことにより、ロータの高次曲げモー
ドに対し正減衰を与えることができ、しかもゲイン特性
も低下していくので、高次曲げモードの発振を起りにく
くすることが可能である。
制御手段における制御信号の位相特性を１８０度以上遅
らせる手段を設けたことにより、ロータの高次曲げモー
ドに対し正減衰を与えることができ、しかもゲイン特性
も低下していくので、高次曲げモードの発振を起りにく
くすることが可能である。
【００４１】また、高次曲げモードの安定性が高いこと
から、軸受のフィードバック量を大きくすることができ
るため、高剛性化を図ることが可能である。
から、軸受のフィードバック量を大きくすることができ
るため、高剛性化を図ることが可能である。
【００４２】さらに、ロータの反共振点を利用して、鋭
い位相反転を実現することにより、高次曲げモードの安
定化のために低次モードの安定性が損なわれることを防
止することができる。
い位相反転を実現することにより、高次曲げモードの安
定化のために低次モードの安定性が損なわれることを防
止することができる。
【図１】本発明の電磁軸受制御装置を示す全体構成図で
ある。
ある。
【図２】制御回路の周波数特性を示すグラフである。
【図３】ロータとその数字モデルのゲイン特性を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図４】モード合成を説明する図である。
【図５】モード合成のもととなるあるモードの図であ
る。
る。
【図６】モード合成のもととなる他のモードの図であ
る。
る。
【図７】制御回路の伝達関数を分解して示した説明図で
ある。
ある。
【図８】従来の制御回路の周波数特性を示すグラフであ
る。
る。
１ ロータ本体 ２ａ，２ｂ 電磁石 ３ 位置検出センサ ４ 変換器 ５ 制御回路 ６ 基準位置信号発生器 ７ 電磁駆動回路 ８ オブザーバ回路 ９ レギュレータ回路 １０ 積分器 １１ ゲイン調整器 １２ ２次ローパスフィルタ １３ ローパスフィルタ帰還回路 １４ 玉軸受
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 斎藤 郁浩 茨城県土浦市神立町502番地 株式会社 日立製作所 機械研究所内 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) F16C 32/04
Claims (4)
- 【請求項１】 ロータの径方向の変位を検出する位置検
出センサと、ロータの基準位置信号を出力する基準位置
信号発生器と、前記位置検出センサからの検出信号と前
記基準位置信号発生器からの基準位置信号との偏差に基
づいて、前記ロータを支持する電磁石への励磁電流を制
御する制御手段と、を備えた電磁軸受制御装置におい
て、前記ロータの曲げモードに対する複数の固有振動数
のうち隣り合う固有振動数間の周波数領域で、前記制御
手段における制御信号の位相特性を１８０度以上遅らせ
る手段を設けたことを特徴とする電磁軸受制御装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電磁軸受制御装置におい
て、前記手段は２次のローパスフィルタであり、そのロ
ーパスフィルタの出力の共振周波数成分は前記ロータの
反共振特性によって減衰されることを特徴とする電磁軸
受制御装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の電磁軸受制御装置におい
て、前記制御手段の伝達関数の高周波領域における位相
は２７０度遅れていることを特徴とする電磁軸受制御装
置。 - 【請求項４】 ロータの径方向の変位を検出するととも
に、その変位と予め設定しておいた前記ロータの基準位
置との偏差に基づいて、前記ロータを支持する電磁石へ
の励磁電流を制御する電磁軸受制御方法において、前記
ロータの曲げモードに対する複数の固有振動数のうち隣
り合う固有振動数間の周波数領域で、前記励磁電流を制
御する信号の位相特性を１８０度以上遅らせることを特
徴とする電磁軸受制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3111710A JP3049448B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | 電磁軸受制御装置および方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3111710A JP3049448B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | 電磁軸受制御装置および方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04341612A JPH04341612A (ja) | 1992-11-27 |
| JP3049448B2 true JP3049448B2 (ja) | 2000-06-05 |
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ID=14568201
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3111710A Expired - Fee Related JP3049448B2 (ja) | 1991-05-16 | 1991-05-16 | 電磁軸受制御装置および方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049448B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103573814B (zh) * | 2013-10-18 | 2015-12-23 | 浙江工业大学 | 一种混合磁力轴承及控制方法 |
-
1991
- 1991-05-16 JP JP3111710A patent/JP3049448B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04341612A (ja) | 1992-11-27 |
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