JP3022347B2 - 歪補償回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ケーブルテレビジ
ョン（ＣＡＴＶ）等、広帯域な高周波信号を扱う伝送路
に使用される光送信器や高周波増幅器において２次歪特
性を改善する歪補償回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＡＴＶの初期の形態は、送出側（ヘッ
ドエンド）から各加人者端末に至る伝送線路の全てを同
軸線路で構成したものであって、線路の信号に対する損
失を補償するために、通常５００メートル程度、線路損
失にして２０デシベル程度の間隔で増幅器を設け、減衰
と増幅を繰り返しながら伝送してゆくものであった。

【０００３】このＣＡＴＶ伝送線路に直列に配置される
増幅器の接続段数は、当然その施設の規模及び使用する
ケーブルの損失性能に応じて異なるものであるが、大規
模な施設の場合は３０段を上回ることがあった。この場
合、各増幅器を通過する度に雑音と歪成分は加算され、
信号の質は順次劣化してゆく。

【０００４】このようなＣＡＴＶシステムでは、当該Ｃ
ＡＴＶ施設の中で最も多数の増幅器を通過した後の加人
者端末において、例えば有線テレビジョン放送法施行規
則の技術基準に定められた信号の質の条件を満足する必
要がある。また、少なくともその条件が成立するように
増幅器他の性能の諸元が決定・配分されるべきものであ
る。

【０００５】このように、法的な規制のあるＣＡＴＶの
信号の質であるが、これを満足すれば、施設の性能とし
て充分である、という判定は事実上成立しない。それ
は、当該の技術基準が、高品質な受信をもとより期待で
きない山間部等の難視聴地域においての、有線での救済
を目的とした施設に求められる信号の質に準拠した背景
があると共に、近年の受像器の大画面化とビデオ機器の
高画質化によって、雑音や歪成分による障害はより検知
されやすくなってきているからである。

【０００６】以上のような状況から、現実のＣＡＴＶ施
設において要求される信号の質は、法的な規制の値より
も高度なものであり、その程度は工業会等での合議・勧
告、あるいは各ＣＡＴＶ事業者の独自の要求規格といっ
た形で提示されている現状にあるが、年を追う毎により
高度な内容になる傾向にある。このことは、同軸線路の
みを使った施設の場合、あまり増幅器の段数を多くとる
ことができず、可能な施設の規模が制限されることを意
味する。

【０００７】このような、同軸線路のみに依拠したＣＡ
ＴＶ施設の限界を解消する手段として、近年実用される
ようになってきたのが光ファイバ・同軸混合方式（ＨＦ
Ｃ方式＝Hybrid Fiber Coaxial）である。

【０００８】このＨＦＣ方式は、ヘッドエンドにおい
て、送出すべき全チャンネルの高周波信号を輝度変調信
号とする光送信器（Ｅ／Ｏ）から送信し、光ファイバを
通じて伝送後光受信器（Ｏ／Ｅ）によって再び高周波信
号に変換し、以下同軸線路によって加入者への分配を行
なうものである。

【０００９】このＨＦＣ方式では、同軸線路に比較して
本質的に低損失な光ファイバ線路により、Ｅ／ＯとＯ／
Ｅとの間を最大２０キロメートル程度無中継で伝送する
ことが可能であり、複数の光線路を敷設することによっ
て、例えばひとつの都市の全域をカバーする程度の規模
を持つＣＡＴＶ施設が可能となる。これは同軸系の増幅
器の直列接続段数に換算してほぼ４０段に相当する距離
であって、仮に同軸線路のみで構成すれば、到底実用に
供せない信号の劣化を伴うものである。ＨＦＣ方式で
は、通常、Ｏ／Ｅ以降の同軸系を構成する増幅器は最大
でも６段程度の直列段数に止め、この部分での信号の質
の劣化を抑える構成をとっている。

【００１０】前記ＨＦＣ方式が有効に動作するために
は、その光伝送系の性能が、それと等しい距離を伝送す
る数十段の増幅器よりなる同軸伝送系の性能を少なくと
も上回るものである必要がある。

【００１１】ＣＡＴＶの伝送系の質を決定する要素は、
キャリア対雑音比（Ｃ／Ｎ）、そして歪特性である。歪
特性は、２次歪成分と３次歪成分に分けられ、各々複合
２次歪（ＣＳＯ＝Composite Second Order）、複合３次
歪（ＣＴＢ＝Composite Triple Beat ）と定義される。
これ等は、テレビジョン信号の搬送波が周波数軸上に６
ＭＨｚの等間隔で配置される結果、各搬送波の周波数を
加減算した周波数に落ち込む歪成分は、各チャンネルの
周波数偏差（法的許容偏差は２０ｋＨｚ以内）を伴いつ
つも、各搬送波に対してほぼ一定間隔の周波数に集中的
に発生し、微妙に周波数の異なる多数の歪生成物の複合
したものとして現われるためこのように呼ばれるもの
で、画面上では縞模様状の妨害（ビート：beat）として
検知されるものである。

【００１２】３次歪が原因となって生ずる他の障害とし
ては、他チャンネルの変調内容が画面上に重なって現わ
れる、混変調と呼ばれる障害があるが、概ね２０チャン
ネルを越える伝送チャンネル数の場合、すなわち殆どの
ＣＡＴＶ施設の場合には、前述の複合的なビート障害が
主であって、混変調については無視し得るものである。
これは、混変調がほぼ単純にチャンネル数に比例して増
加するのに対し、例えばＣＴＢはチャンネル数ｎから３
を採る組み合わせの数、ｎＣ３にほぼ比例して増加する
ためである。

【００１３】以上述べた伝送系の質を決定する要素の
内、特に、光送信器の光源であるレーザダイオード（Ｌ
Ｄ）の近年の性能向上によって、Ｃ／ＮとＣＴＢ特性に
ついては、光伝送路は同じ距離の同軸伝送路の性能を容
易に上回ることができる。

【００１４】しかしながら、２次歪のＣＳＯについて
は、等しい長さの同軸線路にほぼ見合う程度の性能とな
っている。当然ながら、Ｃ／Ｎ特性と歪特性は互いに背
反の関係、すなわち変調度を大きくとればＣ／Ｎは向上
するが歪特性は劣化する、という関係にあるが、Ｃ／Ｎ
とＣＴＢの妥協点を求めるとＣＳＯは充分と言いがたい
水準となり、これとの妥協点を探るといきおいＣ／Ｎ特
性を犠牲にせざるを得なくなるのである。

【００１５】このことはＬＤの性質によるものであっ
て、同軸系を構成する高周波増幅器の場合は、回路をプ
ッシュプル形式とすることによって容易に２次歪成分を
抑圧できるのであるが、ＬＤではそのような動作は期し
難く、３次歪よりも劣悪なレベルの２次歪を発生してし
まうのである。

【００１６】このようなＬＤに固有な２次歪の劣悪さに
より、同じ距離を伝送する全同軸線路の構成よりは優れ
るとはいえ、ＨＦＣ方式といえども完璧とは言い難い信
号の質に甘んじている実状であり、この点を解決すれば
より高水準な加入者へのサービスが可能となる。

【００１７】この歪特性の改善を目的とした手段とし
て、先行歪法（プリディストーション：Predistotion）
がある。これはＬＤ等、非直線性を伴なう素子の前段に
おいて、その素子とは逆方向な非直線性を有する回路を
付加することによって、総合の動作を線形とし、歪成分
を打ち消すものである。

【００１８】図２は従来の歪補償回路の構成を示すブロ
ック図である。従来例として米国特許５，１３２，６３
９号（１９９２年７月２１日特許）を取り上げ、その動
作を図２（原文ではＦｉｇ．１にあたる）に従って説明
する。

【００１９】高周波信号入力１２と送信デバイスへの端
子２５の間で、逆特性の歪の付加が行なわれる。送信デ
バイスとしては発光ダイオード（ＬＥＤ）、あるいは半
導体レーザ、すなわちレーザダイオード（ＬＤ）を挙げ
ているが、図示されていない。

【００２０】高周波信号入力１２は方向性結合器１０に
よってその電力の一部が分岐１４され、歪発生部１５へ
送られる。歪発生部１５では、２次、あるいはより高次
の（この特許は３次歪の打消も対象にしている）歪を生
成する。発生した歪成分は、振幅調整１７、周波数傾斜
（チルト：Tilt）調整１９、位相調整２１の各部を経た
後、歪んだ信号２２となり、方向性結合器１１におい
て、歪を伴なわずに遅延だけを受けた変調信号２４と混
合される。この時、歪成分の変調信号に対する振幅の比
率とその位相の関係は、後段のレーザダイオードの歪特
性の逆特性となるように調整される。

【００２１】前記方向性結合器１０を通過した高周波信
号のもう一方１３は、伝送経路が長くなる歪発生部１５
側の遅延時間に見合った分だけ遅延時間調整２３によっ
て遅延されてから方向性結合器１１に送られる。

【００２２】以上が従来の歪補償回路の構成ならびに動
作原理であるが、この従来の歪補償方式では、周波数の
広い帯域に分布する全ての信号に対して、均等な打ち消
し条件を達成し難いという欠点が存するものである。そ
れは、その構成要素の中に高周波トランスを多く使用し
ていることに起因し、ＣＡＴＶの周波数帯域が、かつて
の下限７０ＭＨｚ，上限３００ＭＨｚの程度から上限４
５０ＭＨｚへ、さらに最近は７５０ＭＨｚあるいは８０
０ＭＨｚと拡張され、より多チャンネル化されるに従っ
て一層困難になってくる。

【００２３】図３は歪補償回路の所要特性を説明するた
めのベクトル図である。ここで、仮にレーザダイオード
の発生する歪と振幅が等しい逆歪成分が生成し得たと仮
定して、それがどの程度の位相誤差ないしは遅延時間の
誤差で、レーザダイオードに供給される必要があるかを
図３に従って求める。

【００２４】べクトルＯＡは、レーザダイオードの発生
する歪成分を表わすベクトルである。これを完全に打ち
消すのはＯＡbar （Ａbar ：「Ａ」の反転記号で図３上
では横線を付加）と記された、振幅がＯＡに等しく、位
相が１８０度ずれたべクトルである。

【００２５】改善度を１０ｄＢ以上とるものとし、ベク
トルＯＡと振幅が等しく、位相差が完全には１８０度で
ないベクトルＯＢが、ＯＡに対してなす角度θがどこま
で許容できるかを計算する。改善度１０ｄＢとは、ベク
トルＯＡとベクトルＯＢを加算した結果の打ち消し残ベ
クトルＯＰの大きさが、ＯＡ又はＯＢの大きさの√１０
分の１、つまり０．３１６倍になるということである。

【００２６】すなわち、歪成分の大きさ， ＯＡ＝
１．０ とすれば、 逆歪成分の大きさ， ＯＢ＝１．０ 打ち消し残の大きさ，ＯＰ＝１／（√１０）＝０．３１
６である。

【００２７】この条件でθの大きさを求めると、 θ＝１８０゜−２×arccos｛１／（２×√１０）｝ ≒１８．２゜となる。

【００２８】つまり、逆歪成分のベクトルは、歪成分に
対して１８０度±１８．２度以内に保持される必要があ
る。この許容限界の角度を、現在のＣＡＴＶの上限周波
数とみなされる８００ＭＨｚにおける許容時間差Δｔと
して表現すれば、 Δｔ＝｛１／（８００×１０⁶ ）｝×（１８．２゜／３６０゜）［秒］ ＝６３．２［ピコ秒］となる。

【００２９】つまり、８００ＭＨｚの帯域で１０ｄＢの
改善度を維持しようとすれば、少なくとも±６３．２ピ
コ秒以内の遅延時間偏差に回路を収める必要がある。以
上の計算は、帯域の上限での値であって、同じ許容角度
に対してより低い周波数では、周波数に反比例して許容
時間差は大きくなるように考えられる。

【００３０】しかしながら、例えば４００ＭＨｚ近辺の
２つの信号が、２次歪によって周波数が和となり、８０
０ＭＨｚ付近に歪となって落ち込む状況を考えた場合、
２つの信号の位相差は加算されることとなる。すなわ
ち、前述の±１８．２度の許容角度差に対して、各々こ
れを略半分にした程度の角度の差しか許容されないこと
になる。

【００３１】言い換えると、遅延時間の差としては帯域
の上限で決まる値が、周波数帯域の全域にわたって維持
されなければならないことを意味する。以上のような、
位相又は遅延時間の許容差の性質を考えた場合、高周波
トランスの介在が大きな誤差要因となってくる。図２に
おける従来の歪補償回路の構成において、方向性結合器
１０，１１、歪発生部１５等は、フェライトを材料とす
るコアに線材を巻回した高周波トランスを要素として成
るものである。

【００３２】図４は図２における従来の歪補償回路の高
周波信号入力１２と出力１３間における方向性結合器１
０の入出力間の遅延時間特性を示す実測例である。図４
において、横軸は左端のほぼ０ＭＨｚから右端の１００
０ＭＨｚの間を描いており、一目盛りが１００ＭＨｚで
ある。縦軸は遅延時間で、一目盛りが１００ピコ秒であ
る。プロットした線上の▽形の印は、８００ＭＨｚを示
すマーカであって、ここが縦軸の中心、基準点となるよ
うに設定してある。

【００３３】なお、両軸の関係は以下の実測データを表
わす各図（図５、図６）において共通である。図４で
は、ＣＡＴＶの帯域の、例えば７０から８００ＭＨｚの
間でほぼ平坦な遅延時間特性を示しており、前述の±６
３．２ピコ秒の所要遅延時間偏差に収まっている。

【００３４】図５は図２における従来の歪補償回路の高
周波信号入力１２と分岐出力１４間における方向性結合
器１０の入力端子と分岐端子間の遅延時間特性を示す実
測例である。

【００３５】図５では、７０ＭＨｚから８００ＭＨｚの
間でほぼ１００ピコ秒に達する変動が見られる。以上、
図４と図５における遅延時間特性は、何れも単−の方向
性結合器１０のものであるが、図２おける従来の歪補償
回路の構成では、信号の出力側にも同様な方向性結合器
１１を備えている。

【００３６】仮に方向性結合器１０と同特性のものを方
向性結合器１１として、その結合の方向を逆向きにして
使用したとすれば、分岐端子２２と出力２５の間には、
図５と同様な周波数に対する遅延時間の変動が存在する
こととなり、その合計は２００ピコ秒に近いものとなる
筈である。これは前述の±６３．２ピコ秒の所要範囲を
既に大きく逸脱している。２００ピコ秒は８００ＭＨｚ
では約６０度の位相差に相当し、これを図３のベクトル
図の角度θに当てはめれば、ＯＡ，ＯＰ，ＯＢの各ベク
トルは各々正三角形の一辺をなし、等しい長さとなって
全く打ち消しが行なわれないことを意味する。

【００３７】図６は従来の歪補償回路（米国特許５，１
３２，６３９号）の図面のＦｉｇ．３の偶数次歪発生回
路に記述された１８０度分配器（１８０°Splitter）３
０に相当する遅延時間特性を示す実測例である。

【００３８】これは、要するに不平衡一平衡変換のため
の高周波トランスであって、一方の電極が常に接地で零
電位の不平衡入力から、両電極が接地に対して正負対称
な電位となる平衡状態を作り出すためのものである。測
定系が不平衡であるので、同条件のトランスを２個、平
衡側を向かい合わせに接続し、不平衡一平衡一不平衡の
変換を行なわせて測定したデータである。従って測定値
の２分の１がトランス１つ分の遅延時間特性となる。測
定結果は７０ＭＨｚから８００ＭＨｚの周波数範囲にお
いて約１６０ピコ秒、トランス１個分では約８０ピコ秒
の変動幅となっている。しかも周波数に対して波状に、
周期的にうねる特性となっている。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたことから明
らかなように、従来の歪補償回路の構成では、少なくと
も２個の方向性結合器１０，１１と、歪発生部１５の高
周波トランスが、歪を付加するための回路系に存在する
ことになり、それ等の遅延時間の変動の累積は、既に検
討した遅延時間の許容変動幅を大きく上回るものであ
る。

【００４０】勿諭、従来例を示す図２中には、振幅、チ
ルト、ならびに位相の調整部分があり、周波数に対して
単調な変化であれば補正が可能とも考えられるが、図６
における遅延時間特性のような周期性を狭い周波数の中
で伴なう場合は、現実的な回路規模の範囲では不可能と
言える。さらに、振幅、チルト、位相は、互いに他の特
性に影響することなく、各々独立に制御し得るものでは
ないことは明らかで、位相のみならず振幅をも広い帯域
に発生するＬＤの歪の逆特性にすることは事実上不可能
である。

【００４１】このため従来の歪補償回路の構成では、周
波数上の特定の部分の歪特性を改善するように動作させ
ることは可能であっても、周波数の他の部分では殆ど改
善が得られないか、むしろ劣化させてしまう事態を招来
するという欠点があった。

【００４２】さらに、高周波トランスは、通常１ミリメ
ートル程度の直径の孔を有するコア材に、直径０．１な
いし０．３ミリメートル程の表面を絶縁処理した線材を
複数回巻回してなるもので、その遅延時間特性は、制御
しがたい線材の重なりの順序や弛みかたの程度で微妙に
変化するものであり、再現性のある調整状態が期待でき
ないという欠点もあった。

【００４３】さらに、従来の歪補償回路には、多くの高
周波トランスに加えて、振幅、位相等を分離して制御す
ることを意図したことによる多数の可変抵抗や可変容量
が存在し、また、歪発生のための部品として増幅器（Ｆ
ｉｇ．３の３２，３３）を使用する等、回路が複雑かつ
大規模であり、多大な電力を消費し、調整にも時間を要
し、従ってコストもかかるという欠点がある。

【００４４】本発明は、以上のような欠点を解消するた
めになされたものであり、極めて簡単な構成と少ない消
費電力で、広い周波数帯域にわたり均等な２次歪の改善
効果を得ることが可能になる歪補償回路を提供すること
を目的とする。

【００４５】

【課題を解決するための手段】すなわち、本発明に係わ
る歪補償回路は、高周波信号が入力される不平衡入力端
子と２次歪成分の補償の目的物が接続される不平衡出力
端子との間に並列に接続された、基本波を通過させるた
めの基本波通過経路と歪を付加するための歪付加経路と
を有してなり、前記基本波通過経路は、抵抗体からなる
信号減衰用の減衰素子と、前記歪付加経路を介した信号
の到達時間に当該基本波通過経路における基本波の通過
時間を合致させるための遅延線路とを直列に接続してな
り、前記歪付加経路は、前記不平衡入力端子と接地との
間に抵抗体からなる信号減衰用の第１の減衰素子と２次
歪発生用の第１のダイオードと第２のダイオードとを直
列に接続したものに、当該第１のダイオードと第２のダ
イオードとの接続点と前記不平衡出力端子との間に抵抗
体からなる信号レベル設定用の第２の減衰素子を直列に
接続してなり、前記第１のダイオードと第２のダイオー
ドは、前記接続点に互いに同極性の電極を接続し、且
つ、前記不平衡入力端子に加えられた高周波信号が前記
接続点に至ってその半周期毎に交互に振幅の伸張と圧縮
を受けるにあたり、その伸張分の電圧と圧縮分の電圧と
が等しくなるように、当該第１のダイオードと第２のダ
イオードそれぞれの直流バイアス電流の大きさを設定し
たことを特徴とする。

【００４６】つまり、本発明に係わる歪補償回路では、
歪成分を発生させる系において、従来例とは異なりトラ
ンスによって平衡から不平衡への変換を行なうことな
く、平衡状態のままダイオードの組み合わせによって２
次歪を生成するものである。そして、このダイオードの
バイアス電流をある条件に合致させることにより、トラ
ンスを使用せずに奇数次の歪の発生を抑圧するものであ
る。さらに、歪を伴なわない基本波成分を通過させる系
統と、歪を付加する系統の間で信号の分配と混合を行な
う手段としては、トランスをもって構成した方向性結合
器を使用することなく、抵抗による分流と合流のみに依
拠している。従って、構成要素は純抵抗成分と電圧対電
流の非直線性を有するダイオードの抵抗成分、及び両系
統の遅延時間を一致させるための遅延線路のみであっ
て、周波数に対して遅延時間が変化する要素は存在しな
い構成となっており、広い周波数帯域にわたって正確な
位相をもった逆歪成分の生成を可能にするものである。

【００４７】

【発明の実施の形態】以下図面により本発明の実施の形
態について説明する。図１は本発明の実施形態に係わる
歪補償回路の構成及び動作を示す図であり、同図（Ａ）
は歪補償回路の構成を示す回路図、同図（Ｂ）は歪補償
回路の２次歪発生状態を示す波形図である。

【００４８】この歪補償回路において、信号は、入力端
子１０１から出力端子１０９に向かって流れる。出力端
子１０９には、この回路によって歪補償をうける素子、
例えばレーザダイオード（ＬＤ）が接続される。

【００４９】前記入力端子１０１に入力された信号はふ
たつの経路に別れ、一方は減衰素子１０２と遅延線路１
０３を経て、歪を伴なわない基本波成分として出力へ送
られる。

【００５０】ここで、前記減衰素子１０２は、抵抗体３
個を組み合わせた、所謂π形の減衰回路として構成した
が、インピーダンス整合を厳密に要しない場合には、接
地に向かう抵抗の両方、又は一方を省略してもよい。

【００５１】他の一方の信号の経路は、２次歪成分を付
加する系統である。抵抗１０４により適宜に減衰した信
号は、互いに逆向きに接続されたダイオード１０５と１
０６に供給される。図１では省略してあるが、この歪補
償回路では、ダイオード１０５、１０６に対し、直流バ
イアス電流を与えるための回路を付加している。このバ
イアス回路は、容量による直流の遮断とインダクタンス
による高周波の遮断、さらに抵抗を組み合わせることに
よって容易に実施することができる。

【００５２】両ダイオード１０５、１０６の接続点Ｑに
は、２次歪成分を含んだ信号が現われ、遅延線路１０７
と信号のレベル設定を行なう減衰のための抵抗１０８を
通過した後、出力において基本波成分と混合される。

【００５３】次に、２つのダイオード１０５と１０６に
よって２次歪が発生する様子を図１（Ｂ）によって説明
する。同図は、高周波信号の時間軸に対する波形を表わ
したものである。

【００５４】まず、入力端子１０１に入力される入力信
号が正弦波で、且つダイオード１０５、１０６の代わり
に、それと等価な抵抗値を持った抵抗体で置き換えた状
態を想定すると、接続点Ｑには、入力信号の波形と相似
な、歪の無い正弦波が、図１（Ｂ）に実線の波形として
示すように現われる。

【００５５】次に、ダイオード１０５、１０６が電圧対
電流の非直線性を呈する本来の状態で動作したとする。
すると、正弦波の正の半周期に対してはダイオード１０
５がより順方向にバイアスされ、よリ導通状態になる結
果、接続点Ｑに流れ込む電流は前記抵抗体の場合よりも
大きくなる。すなわち、信号の振幅は図１（Ｂ）の破線
で示す波形の上半分に描いたように、正の方向に伸張さ
れることとなる。そして、正弦波の負の半周期について
は、ダイオード１０６が無信号状態よりも順方向にバイ
アスされ、接地へ逃げる電流が増大する結果、接続点Ｑ
の信号電圧は減少し、その振幅は図１（Ｂ）の破線で示
す波形の下半分のように元の正弦波の振幅よりも圧縮さ
れる。

【００５６】このようにして、１つのダイオード１０
５、１０６の接続点Ｑに現われた波形は、半周期毎に振
幅の伸張と圧縮を受けた状態となり、これは明らかに正
弦波にその自乗成分、つまり２次歪成分を付加した波形
である。

【００５７】なお、図１（Ａ）の歪補償回路におけるダ
イオード１０５、１０６の向きを両方共逆向きにすれ
ば、得られる結果は図１（Ｂ）とは逆になり、正の半周
期で圧縮、負の半周期で伸張となる。負荷となるレーザ
ダイオード（ＬＤ）のバイアス条件によっては、こちら
の構成を用いる場合もある。

【００５８】図１（Ｂ）に示す波形において、その正の
最大振幅点で元の正弦波から伸張した分の電圧をΔＶ１
とし、負の最大振幅点で元の正弦波から圧縮された分の
電圧をΔＶ２とすれば、ΔＶ１＝ΔＶ２の条件が成立し
た場合に、歪を付加した波形は３次歪成分を含まないも
のとなる。この条件は、各ダイオードのバイアス電流を
然るべく設定することによって達成できる。そして、こ
の条件を維持しつつ、両ダイオードの電流を加減すれ
ば、目的とする２次歪の打ち消しに最適な歪成分の振幅
を得ることができる。

【００５９】なお、図１（Ａ）で示す歪補償回路では、
各ダイオード１０５、１０６は、単数の回路記号で描い
てあるが、必要とされる歪の量によっては、複数のダイ
オードを直列に接続して用いる場合もある。

【００６０】さらに、図１（Ａ）で示す歪補償回路で
は、基本波成分を通過する経路と、歪を付加する経路の
両方に各々遅延線路１０３と１Ｏ７が配置されている。
遅延線路１０３、１０７の目的は、出力において両方の
経路を通過してきた信号の到達時間を合致させることに
あるので、どちらか一方、特に信号が通過する素子の数
が多く、従って遅延時間も大きくなると考えられる歪発
生の側の遅延線路１０７は省略しても目的は達成でき
る。しかしながら前述の説明で明らかなように、歪成分
と基木波成分はピコ秒の程度の時間差で混合する必要が
ある。これは電気長に換算すれば、概ね１ミリメートル
前後の誤差しか許容できないことを意味し、部品の寸法
や回路基板の線路長が無視できないものとなる。

【００６１】どのような部品を使用し、どのような接続
方法で構成するにせよ、その電気長が零ということは有
り得ないので、これらの遅延線路１０３、１０７には部
品あるいは接続用の基板等の呈する遅延時間をも含むも
のとして記述したものである。

【００６２】前記図１（Ａ）における歪補償回路の減衰
素子１０２は、その両端に生じる電圧降下によって歪発
生部に電流を流すものであるが、打ち消しの対象となる
２次歪成分であるＣＳＯは、通常−６０デシベル以下程
度の微少なレベルであり、従ってこの電圧降下は多くを
要しない。すなわち滅衰素子１０２による基本波成分の
損失は小さなもので、概ね１デシベルの程度であり、こ
の回路の挿入損失がその外部の動作に悪影響を及ぼすこ
とはない。

【００６３】したがって、前記構成の歪補償回路によれ
ば、抵抗体を組み合わせた信号減衰用の減衰素子１０２
と遅延線路１０３とを直列に接続して基本波を通過させ
るための基本波通過経路を構成し、抵抗体からなる信号
減衰用の第１の減衰素子１０４と２次歪発生用の第１の
ダイオード１０５と第２のダイオード１０６とを直列に
接続したものに、当該第１のダイオード１０５と第２の
ダイオード１０６との接続点Ｑと出力端子１０９との間
に遅延線路１０７と抵抗体からなる信号レベル設定用の
第２の減衰素子１０８とを直列に接続して歪を付加する
ための歪付加経路を構成したので、その構成要素は純抵
抗成分と電圧対電流の非直線性を有するダイオードの抵
抗成分、及び両系統の遅延時間を一致させるための遅延
線路のみであり、周波数に対して遅延時間が変化する要
素は存在せず、広い周波数帯域にわたって正確な位相を
もった逆歪成分を生成することができる。

【００６４】しかも、前記構成の歪補償回路では、電源
を必要とするのはダイオード１０５、１０６の直流バイ
アス電流のみであり、その大きさは１ミリアンペア以下
の程度であり、従来の歪補償回路の構成のように、多大
な電流を消費する高周波増幅器を歪の発生に用いること
がないので、効率の良い歪改善が可能となる。

【００６５】なお、前記実施形態では、歪の補償を行な
う対象物として、光伝送用のレーザダイオード（ＬＤ）
を主として説明したが、その他の２次歪を発生する素子
や装置、例えば発光ダイオードやプッシュプル動作では
ない高周波増幅器等の２次歪特性の改善にも、前記実施
形態における歪補償回路を応用することができる。

【００６６】

【発明の効果】以上のように、本発明に係わる歪補償回
路によれば、歪成分を発生させる系において、トランス
によって平衡から不平衡への変換を行なうことなく、平
衡状態のままダイオードの組み合わせによって２次歪を
生成し、そして、このダイオードのバイアス電流をある
条件に合致させることにより、トランスを使用せずに奇
数次の歪の発生を抑圧し、さらに、歪を伴なわない基本
波成分を通過させる系統と、歪を付加する系統の間で信
号の分配と混合を行なう手段として、トランスをもって
構成した方向性結合器を使用することなく、抵抗による
分流と合流のみに依拠したので、構成要素は純抵抗成分
と電圧対電流の非直線性を有するダイオードの抵抗成
分、及び両系統の遅延時間を一致させるための遅延線路
のみであり、周波数に対して遅延時間が変化する要素は
存在せず、広い周波数帯域にわたって正確な位相をもっ
た逆歪成分の生成が可能になる。

【００６７】よって、遅延時間の変動の原因となる高周
波トランスを用いることなく、極めて簡単な構成で、レ
ーザダイオードを用いた光送信器等、広い周波数帯域で
動作する装置の２次歪特性を改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態に係わる歪補償回路の構成及
び動作を示す図であり、同図（Ａ）は歪補償回路の構成
を示す回路図、同図（Ｂ）は歪補償回路の２次歪発生状
態を示す波形図。

【図２】従来の歪補償回路の構成を示すブロック図。

【図３】歪補償回路の所要特性を説明するためのベクト
ル図。

【図４】図２における従来の歪補償回路の高周波信号入
力１２と出力１３間における方向性結合器１０の入出力
間の遅延時間特性を示す実測例。

【図５】図２における従来の歪補償回路の高周波信号入
力１２と分岐出力１４間における方向性結合器１０の入
力端子と分岐端子間の遅延時間特性を示す実測例。

【図６】従来の歪補償回路（米国特許５，１３２，６３
９号）の図面のＦｉｇ．３の偶数次歪発生回路に記述さ
れた１８０度分配器（１８０°Splitter）３０に相当す
る遅延時間特性を示す実測例。

【符号の説明】

１０１…入力端子、 １０２…減衰素子、 １０３，１０７…遅延線路、 １０４，１０８…抵抗、 １０５，１０６…ダイオード、 １０９…出力端子、 １０，１１…方向性結合器、 １２…高周波信号入力端子、 １３…１次電路、 １４…２次電路、 １５…歪発生部、 １７…振幅調整部、 １９…周波数傾斜調整部、 ２１…位相調整部、 ２２…歪んだ信号、 ２４…遅延した変調信号、 ２５…送信デバイスへの端子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−250026（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−295510（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−49731（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−195101（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/04 H03F 1/32 H04B 10/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高周波信号が入力される不平衡入力端子
   と２次歪成分の補償の目的物が接続される不平衡出力端
   子との間に並列に接続された、基本波を通過させるため
   の基本波通過経路と歪を付加するための歪付加経路とを
   有してなり、 前記基本波通過経路は、抵抗体からなる信号減衰用の減
   衰素子と、前記歪付加経路を介した信号の到達時間に当
   該基本波通過経路における基本波の通過時間を合致させ
   るための遅延線路とを直列に接続してなり、 前記歪付加経路は、前記不平衡入力端子と接地との間に
   抵抗体からなる信号減衰用の第１の減衰素子と２次歪発
   生用の第１のダイオードと第２のダイオードとを直列に
   接続したものに、当該第１のダイオードと第２のダイオ
   ードとの接続点と前記不平衡出力端子との間に抵抗体か
   らなる信号レベル設定用の第２の減衰素子を直列に接続
   してなり、 前記第１のダイオードと第２のダイオードは、前記接続
   点に互いに同極性の電極を接続し、且つ、前記不平衡入
   力端子に加えられた高周波信号が前記接続点に至ってそ
   の半周期毎に交互に振幅の伸張と圧縮を受けるにあた
   り、その伸張分の電圧と圧縮分の電圧とが等しくなるよ
   うに、当該第１のダイオードと第２のダイオードそれぞ
   れの直流バイアス電流の大きさを設定したことを特徴と
   する歪補償回路。