JP2983160B2 - 高周波増幅装置 - Google Patents
高周波増幅装置Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/26—Push-pull amplifiers; Phase-splitters therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ケーブルテレビジ
ョン（ＣＡＴＶ）等、広帯域な高周波信号を扱う伝送路
に使用される高周波増幅装置に関するものである。
ョン（ＣＡＴＶ）等、広帯域な高周波信号を扱う伝送路
に使用される高周波増幅装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＣＡＴＶ等、同軸線路を用いた伝送路で
は、信号に対する線路の減衰を補償するため適当な間隔
で増幅装置を設け、減衰と増幅を繰り返しながら伝送し
てゆく。信号としては例えば周波数帯域が７０ＭＨｚか
ら４５０ＭＨｚで、テレビジョン信号の数として６０チ
ャンネル分程度が代表的な仕様である。増幅は周波数を
帯域分割することなく、１系統の広帯域増幅によって行
なうのが一般的である。増幅装置の設置間隔は通常減衰
量にして２０ｄＢ程度、距離にして約５００ｍの程度で
あり、大規模な施設では増幅器の縦続段数は３０段前後
に及ぶ。その様な場合にも施設の信号伝送方向の最下流
において雑音対信号比、歪成分対信号比等の所要の信号
の品質を確保する必要がある。従って各増幅装置の性能
はその施設の可能なサービスエリアを決定する重要な要
素となり、その雑音指数や歪特性はできるだけ良いもの
が望まれる。
は、信号に対する線路の減衰を補償するため適当な間隔
で増幅装置を設け、減衰と増幅を繰り返しながら伝送し
てゆく。信号としては例えば周波数帯域が７０ＭＨｚか
ら４５０ＭＨｚで、テレビジョン信号の数として６０チ
ャンネル分程度が代表的な仕様である。増幅は周波数を
帯域分割することなく、１系統の広帯域増幅によって行
なうのが一般的である。増幅装置の設置間隔は通常減衰
量にして２０ｄＢ程度、距離にして約５００ｍの程度で
あり、大規模な施設では増幅器の縦続段数は３０段前後
に及ぶ。その様な場合にも施設の信号伝送方向の最下流
において雑音対信号比、歪成分対信号比等の所要の信号
の品質を確保する必要がある。従って各増幅装置の性能
はその施設の可能なサービスエリアを決定する重要な要
素となり、その雑音指数や歪特性はできるだけ良いもの
が望まれる。
【０００３】歪特性のうち特に障害となるのは、各チャ
ンネルに振幅変調されている変調内容が相互に乗り移る
様に干渉し合う混変調歪と、各チャンネルの搬送波が周
波数軸上に等間隔に配列されているために、複数の搬送
波の周波数を加減算した歪成分が各搬送波の近傍に発生
し、ビデオ信号上の低域妨害として観測されるＣＴＢ
（コンポジット・トリプル・ビート：混合３次歪）と呼
ばれる歪である。チャンネル数の増大にともないＣＴＢ
の方がより問題視される傾向にある。それは、混変調歪
が単にチャンネル数に比例して増大するのに対し、ＣＴ
Ｂはチャンネル数ｎから３を採る組合せの数、ｎＣ3 に
ほぼ比例して増大するためである。
ンネルに振幅変調されている変調内容が相互に乗り移る
様に干渉し合う混変調歪と、各チャンネルの搬送波が周
波数軸上に等間隔に配列されているために、複数の搬送
波の周波数を加減算した歪成分が各搬送波の近傍に発生
し、ビデオ信号上の低域妨害として観測されるＣＴＢ
（コンポジット・トリプル・ビート：混合３次歪）と呼
ばれる歪である。チャンネル数の増大にともないＣＴＢ
の方がより問題視される傾向にある。それは、混変調歪
が単にチャンネル数に比例して増大するのに対し、ＣＴ
Ｂはチャンネル数ｎから３を採る組合せの数、ｎＣ3 に
ほぼ比例して増大するためである。
【０００４】増幅装置の歪のうち２次歪を始めとする偶
数次の歪については、プッシュプル回路を用いることに
より抑圧することが可能である。しかしながら、前述の
混変調歪やＣＴＢの原因となる、３次歪を始めとする奇
数次の歪は完全に除去しがたく、増幅装置の性能とＣＡ
ＴＶ施設の規模を制限する要因となっている。
数次の歪については、プッシュプル回路を用いることに
より抑圧することが可能である。しかしながら、前述の
混変調歪やＣＴＢの原因となる、３次歪を始めとする奇
数次の歪は完全に除去しがたく、増幅装置の性能とＣＡ
ＴＶ施設の規模を制限する要因となっている。
【０００５】更に、近年のチャンネル数の増大と周波数
帯域の上限の拡大に伴い、混変調歪は振幅変調内容が相
互に干渉する古典的な意味だけでなく、位相変調（Ｐ
Ｍ）成分をも伴うものであることが明らかになってき
た。
帯域の上限の拡大に伴い、混変調歪は振幅変調内容が相
互に干渉する古典的な意味だけでなく、位相変調（Ｐ
Ｍ）成分をも伴うものであることが明らかになってき
た。
【０００６】混変調は、増幅回路の入力レベルと出力レ
ベルが完全に比例せず、より高い入力レベルに対しては
出力レベルが抑圧されることにより発生する。言い換え
ると入力レベルが高い方で利得が減少する様な非直線性
を有するためである。つまり、あるチャンネルの振幅が
変調によって増大すると、その結果、増幅回路の利得が
減少し、他のチャンネルの振幅を減少させることにな
り、変調信号が逆転した形で転移されて混変調になるも
のと説明できる。ちなみに、複数チャンネルを同時に増
幅する増幅器において発生する混変調が、妨害波の画像
を陰画の様に明暗反転した妨害となって観測されるのは
この理由によるものである。
ベルが完全に比例せず、より高い入力レベルに対しては
出力レベルが抑圧されることにより発生する。言い換え
ると入力レベルが高い方で利得が減少する様な非直線性
を有するためである。つまり、あるチャンネルの振幅が
変調によって増大すると、その結果、増幅回路の利得が
減少し、他のチャンネルの振幅を減少させることにな
り、変調信号が逆転した形で転移されて混変調になるも
のと説明できる。ちなみに、複数チャンネルを同時に増
幅する増幅器において発生する混変調が、妨害波の画像
を陰画の様に明暗反転した妨害となって観測されるのは
この理由によるものである。
【０００７】混変調歪の観測は、あるチャンネルを無変
調状態とし、それ以外の全チャンネルを変調状態として
増幅装置を通過させ、その出力側において無変調であっ
たチャンネルにどの程度の変調が発生するかを観測・評
価することにより行なわれる。この変調の程度を検出す
る手段は２通りある。一つは包絡線検波して変調波形の
振幅を調べる方法、もう一つはスペクトラムアナライザ
によって搬送波と側波帯を周波数軸上で分離し、両者の
レベル関係を調べる方法である。
調状態とし、それ以外の全チャンネルを変調状態として
増幅装置を通過させ、その出力側において無変調であっ
たチャンネルにどの程度の変調が発生するかを観測・評
価することにより行なわれる。この変調の程度を検出す
る手段は２通りある。一つは包絡線検波して変調波形の
振幅を調べる方法、もう一つはスペクトラムアナライザ
によって搬送波と側波帯を周波数軸上で分離し、両者の
レベル関係を調べる方法である。
【０００８】ここで、もし発生している混変調が純粋に
振幅変調のみであるならば、２通りの測定方法の結果は
一致するものである。しかしながら、現実には一致せず
周波数が高くなる程差が拡大する。即ち、特に高い測定
周波数において、スペクトラムアナライザで測定した側
波帯のレベルから算出した振幅変調よりも、包絡線検波
により測定した変調の方が少なく観測される傾向があ
る。
振幅変調のみであるならば、２通りの測定方法の結果は
一致するものである。しかしながら、現実には一致せず
周波数が高くなる程差が拡大する。即ち、特に高い測定
周波数において、スペクトラムアナライザで測定した側
波帯のレベルから算出した振幅変調よりも、包絡線検波
により測定した変調の方が少なく観測される傾向があ
る。
【０００９】このことから、発生している側波帯は振幅
変調によるものだけではなく、位相変調によるものが含
まれると推測される。位相変調は前述の入力レベルに対
する利得の非直線性ではなく、入力レベルに対して増幅
回路の入出力間の遅延時間が一定ではなく変化すること
により発生する。例えば、４５０ＭＨｚにおいて搬送波
のレベルに対して−８０ｄＢの側波帯が発生しているも
のとして、これが純粋に位相変調による成分であると仮
定すると、入力レベルの変化によって生ずる遅延時間の
変動は０．０７ピコ秒の程度であると計算される。これ
は通常の群遅延測定装置等で測定できる分解能を越えて
おり、直接測定して認識できる変化量ではない。
変調によるものだけではなく、位相変調によるものが含
まれると推測される。位相変調は前述の入力レベルに対
する利得の非直線性ではなく、入力レベルに対して増幅
回路の入出力間の遅延時間が一定ではなく変化すること
により発生する。例えば、４５０ＭＨｚにおいて搬送波
のレベルに対して−８０ｄＢの側波帯が発生しているも
のとして、これが純粋に位相変調による成分であると仮
定すると、入力レベルの変化によって生ずる遅延時間の
変動は０．０７ピコ秒の程度であると計算される。これ
は通常の群遅延測定装置等で測定できる分解能を越えて
おり、直接測定して認識できる変化量ではない。
【００１０】ここで、純粋な振幅変調により発生する側
波帯は、上下の側波帯のベクトルを合成したものが搬送
波のベクトルに一致し、振幅が変化するのみで位相が変
化することはない。そして、純粋な位相変調では上下の
側波帯のベクトルを合成したものは搬送波のベクトルに
直交し、搬送波の位相を変化させるのみで振幅は変化し
ない。現実に増幅回路の中で発生している混変調は両方
の変調が同時に発生していると考えられ、ある一定の遅
延時間の変動の元に発生する位相変調は、周波数が高く
なるほど大きくなる結果、前述の測定法による差が拡大
するのである。スペクトラムアナライザによる測定は側
波帯のレベル関係を捉えるのみであって、位相関係は識
別できないからである。
波帯は、上下の側波帯のベクトルを合成したものが搬送
波のベクトルに一致し、振幅が変化するのみで位相が変
化することはない。そして、純粋な位相変調では上下の
側波帯のベクトルを合成したものは搬送波のベクトルに
直交し、搬送波の位相を変化させるのみで振幅は変化し
ない。現実に増幅回路の中で発生している混変調は両方
の変調が同時に発生していると考えられ、ある一定の遅
延時間の変動の元に発生する位相変調は、周波数が高く
なるほど大きくなる結果、前述の測定法による差が拡大
するのである。スペクトラムアナライザによる測定は側
波帯のレベル関係を捉えるのみであって、位相関係は識
別できないからである。
【００１１】この様に振幅変調と位相変調が同時に発生
している混変調であっても、ＣＡＴＶで扱っている信号
が現行標準のテレビジョン信号である限り、振幅の変化
によってのみ情報を運んでいるので、振幅成分のみに着
目し、位相変調成分は無視して差支えないと考えられ
る。しかしながら、実用化の段階を迎えつつあるデジタ
ル信号によるテレビジョンの伝送では、振幅と共に位相
も重要な要素となる変調方式が使用される見通しであ
り、しかも、現行のアナログのテレビジョン信号と周波
数帯域を分割したうえで混在する可能性が高いことか
ら、混変調の位相変調成分が障害となる事態も考えられ
る。また、ＣＡＴＶをテレビジョン信号の伝送のみなら
ず、電話やデータ通信の伝送路として利用しようとする
動向もあり、その変調方式によってはやはり位相変調成
分が問題となる可能性がある。
している混変調であっても、ＣＡＴＶで扱っている信号
が現行標準のテレビジョン信号である限り、振幅の変化
によってのみ情報を運んでいるので、振幅成分のみに着
目し、位相変調成分は無視して差支えないと考えられ
る。しかしながら、実用化の段階を迎えつつあるデジタ
ル信号によるテレビジョンの伝送では、振幅と共に位相
も重要な要素となる変調方式が使用される見通しであ
り、しかも、現行のアナログのテレビジョン信号と周波
数帯域を分割したうえで混在する可能性が高いことか
ら、混変調の位相変調成分が障害となる事態も考えられ
る。また、ＣＡＴＶをテレビジョン信号の伝送のみなら
ず、電話やデータ通信の伝送路として利用しようとする
動向もあり、その変調方式によってはやはり位相変調成
分が問題となる可能性がある。
【００１２】ここで、増幅装置を構成する従来の増幅回
路の代表例について図６によって説明する。入力端子１
１に入力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トラン
ス１２によって不平衡から平衡状態に変換され、トラン
ジスタ１３，１４，１５，１６によってプッシュプル増
幅を受けたあと、出力側平衡−不平衡変換トランス２０
によって再び不平衡状態に戻され、出力端子２１より出
力される。抵抗１７，１８，１９は負帰還回路であっ
て、周波数に対して平坦な利得特性を得る役目をする。
実際にはこれ等の他にトランジスタ１３，１４，１５，
１６にバイアス電位を与える回路や周波数特性を調整す
るための容量性あるいは誘導性の素子が必要であるが、
ここでは省略する。この回路の利得は通常１０数ｄＢで
ある。
路の代表例について図６によって説明する。入力端子１
１に入力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トラン
ス１２によって不平衡から平衡状態に変換され、トラン
ジスタ１３，１４，１５，１６によってプッシュプル増
幅を受けたあと、出力側平衡−不平衡変換トランス２０
によって再び不平衡状態に戻され、出力端子２１より出
力される。抵抗１７，１８，１９は負帰還回路であっ
て、周波数に対して平坦な利得特性を得る役目をする。
実際にはこれ等の他にトランジスタ１３，１４，１５，
１６にバイアス電位を与える回路や周波数特性を調整す
るための容量性あるいは誘導性の素子が必要であるが、
ここでは省略する。この回路の利得は通常１０数ｄＢで
ある。
【００１３】増幅装置は、通常はこの様な増幅回路を基
本単位とし、これを装置の入力側と出力側に各１個づつ
配置する。両増幅回路の間には温度によって変動するケ
ーブルの損失を補償するための自動利得制御（ＡＧＣ）
用の可変減衰回路、周波数に対する利得の傾きを補償す
るための自動スロープ制御（ＡＳＣ）用の可変等化回路
等が配置されている。即ち、増幅−減衰−増幅、の順で
信号を処理し、装置としての所要の利得で動作させるも
のである。増幅回路のバイアス条件はＡ級動作であり、
消費電力は通常１増幅回路あたり４ワットから１２ワッ
ト程度である。増幅装置の出力レベルは、テレビジョン
信号の１チャンネルあたり３２ミリボルト、即ち、７５
オームの伝送路インピーダンスに対して１３マイクロワ
ットの程度であり、６０チャンネル分の総電力でも１ミ
リワットを越えない程度である。この様な条件下で得ら
れる増幅装置単体の歪性能は混変調、並びにＣＴＢが−
８５ｄＢ程度が代表的な値であり、これを例えば１０段
縦続接続すると、これらの３次歪は電圧加算するので２
０ｄＢ劣化して−６５ｄＢ、３０段接続すると約３０ｄ
Ｂ劣化して−５５ｄＢ程度となる。
本単位とし、これを装置の入力側と出力側に各１個づつ
配置する。両増幅回路の間には温度によって変動するケ
ーブルの損失を補償するための自動利得制御（ＡＧＣ）
用の可変減衰回路、周波数に対する利得の傾きを補償す
るための自動スロープ制御（ＡＳＣ）用の可変等化回路
等が配置されている。即ち、増幅−減衰−増幅、の順で
信号を処理し、装置としての所要の利得で動作させるも
のである。増幅回路のバイアス条件はＡ級動作であり、
消費電力は通常１増幅回路あたり４ワットから１２ワッ
ト程度である。増幅装置の出力レベルは、テレビジョン
信号の１チャンネルあたり３２ミリボルト、即ち、７５
オームの伝送路インピーダンスに対して１３マイクロワ
ットの程度であり、６０チャンネル分の総電力でも１ミ
リワットを越えない程度である。この様な条件下で得ら
れる増幅装置単体の歪性能は混変調、並びにＣＴＢが−
８５ｄＢ程度が代表的な値であり、これを例えば１０段
縦続接続すると、これらの３次歪は電圧加算するので２
０ｄＢ劣化して−６５ｄＢ、３０段接続すると約３０ｄ
Ｂ劣化して−５５ｄＢ程度となる。
【００１４】この様な歪特性については、ＣＡＴＶ施設
の全域にわたって、例えば、有線テレビジョン放送法の
技術基準によって規定される条件である混変調−４２ｄ
Ｂ以下等を少なくとも満足する必要がある。更に近年の
受像機の大型化等により歪妨害はより検知され易い傾向
にあり、法的条件以上の信号の質が要求される方向にあ
る。即ち、増幅装置の性能としてはますます低歪性能が
要求される様になってきている。
の全域にわたって、例えば、有線テレビジョン放送法の
技術基準によって規定される条件である混変調−４２ｄ
Ｂ以下等を少なくとも満足する必要がある。更に近年の
受像機の大型化等により歪妨害はより検知され易い傾向
にあり、法的条件以上の信号の質が要求される方向にあ
る。即ち、増幅装置の性能としてはますます低歪性能が
要求される様になってきている。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】歪特性を改善するため
に増幅装置において、従来一般に実施されている手段と
しては並列動作法とフィードフォワード法がある。前者
の並列動作法は、単に同じ増幅回路を並列動作させるこ
とにより各々の扱う信号電力を半分にして歪を軽減する
ものであって、３次歪を約６ｄＢ改善するのに２倍の消
費電力を要するものである。後者のフィードフォワード
法は、主増幅回路の入力信号の一部と出力信号の一部の
差をとって歪成分のみを抽出し、これを補助増幅回路で
適宜に増幅してから前述の主増幅回路の出力の歪成分と
打ち消す関係で合成して装置の出力とすることにより改
善を図るものであって、改善度は一般に並列動作法より
も大きいが、補助増幅回路は主増幅回路にほぼ匹敵する
消費電力を必要とするうえに、回路が複雑・大規模でコ
ストがかさむという欠点がある。
に増幅装置において、従来一般に実施されている手段と
しては並列動作法とフィードフォワード法がある。前者
の並列動作法は、単に同じ増幅回路を並列動作させるこ
とにより各々の扱う信号電力を半分にして歪を軽減する
ものであって、３次歪を約６ｄＢ改善するのに２倍の消
費電力を要するものである。後者のフィードフォワード
法は、主増幅回路の入力信号の一部と出力信号の一部の
差をとって歪成分のみを抽出し、これを補助増幅回路で
適宜に増幅してから前述の主増幅回路の出力の歪成分と
打ち消す関係で合成して装置の出力とすることにより改
善を図るものであって、改善度は一般に並列動作法より
も大きいが、補助増幅回路は主増幅回路にほぼ匹敵する
消費電力を必要とするうえに、回路が複雑・大規模でコ
ストがかさむという欠点がある。
【００１６】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたもので、ＣＡＴＶ用増幅装置における前述のＣＴＢ
ならびに混変調特性をその振幅変調成分及び位相変調成
分の両者について改善し、現行のアナログのテレビジョ
ン信号のみならず将来のデジタル信号の伝送についても
信号の品質の改善を可能にすると共に、並列動作法やフ
ィードフォワード法等の他の歪改善手段にみられる消費
電力の増大を伴うことの少ない高周波増幅装置を提供す
ることを目的とする。
れたもので、ＣＡＴＶ用増幅装置における前述のＣＴＢ
ならびに混変調特性をその振幅変調成分及び位相変調成
分の両者について改善し、現行のアナログのテレビジョ
ン信号のみならず将来のデジタル信号の伝送についても
信号の品質の改善を可能にすると共に、並列動作法やフ
ィードフォワード法等の他の歪改善手段にみられる消費
電力の増大を伴うことの少ない高周波増幅装置を提供す
ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明に係る高周波増幅
装置は、非直線素子と第１の遅延線路を直列に接続した
回路、及び減衰素子と第２の遅延線路を直列に接続した
回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高周波増
幅段の入力側及び出力側の少なくとも一方に、信号の通
過方向に直列に接続し、前記第１及び第２の遅延線路の
遅延時間の差によって生じる信号入力レベルに対する遅
延時間の変化を、前記高周波増幅段の信号入力レベルに
対する入出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定したこ
とを特徴とする。また本発明は、上記歪み発生回路を高
周波増幅段を構成する増幅素子群の中間に配置したこと
を特徴とする。
装置は、非直線素子と第１の遅延線路を直列に接続した
回路、及び減衰素子と第２の遅延線路を直列に接続した
回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高周波増
幅段の入力側及び出力側の少なくとも一方に、信号の通
過方向に直列に接続し、前記第１及び第２の遅延線路の
遅延時間の差によって生じる信号入力レベルに対する遅
延時間の変化を、前記高周波増幅段の信号入力レベルに
対する入出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定したこ
とを特徴とする。また本発明は、上記歪み発生回路を高
周波増幅段を構成する増幅素子群の中間に配置したこと
を特徴とする。
【００１８】即ち、本発明は従来の増幅回路が示す、入
力レベルの増大に対して利得が減少する、飽和特性の非
直線性により発生する振幅変調の混変調と、入力レベル
の変化に対して入出力間の遅延時間が変化することによ
り発生する位相変調の混変調を、増幅回路の外側あるい
は内側に配置した回路、つまり、増幅回路の出力側また
は入力側ないしは入出力の両側、あるいは増幅回路の増
幅素子の段間に配置した回路、によって打ち消すもので
ある。
力レベルの増大に対して利得が減少する、飽和特性の非
直線性により発生する振幅変調の混変調と、入力レベル
の変化に対して入出力間の遅延時間が変化することによ
り発生する位相変調の混変調を、増幅回路の外側あるい
は内側に配置した回路、つまり、増幅回路の出力側また
は入力側ないしは入出力の両側、あるいは増幅回路の増
幅素子の段間に配置した回路、によって打ち消すもので
ある。
【００１９】
【作用】上記のように構成した本発明の動作原理は、増
幅の前または後、あるいは中間過程で増幅回路の発生す
る歪成分と振幅が等しく、位相が反転した歪を発生さ
せ、増幅回路の出力において歪を相殺することによって
特性の改善を図るものである。
幅の前または後、あるいは中間過程で増幅回路の発生す
る歪成分と振幅が等しく、位相が反転した歪を発生さ
せ、増幅回路の出力において歪を相殺することによって
特性の改善を図るものである。
【００２０】ＣＡＴＶ用増幅装置以外の増幅器、例えば
マイクロ波帯の進行波管増幅器、あるいは光通信用の電
気−光変換に用いるレーザダイオード等の非直線歪を補
償・改善するための手段の一つとして先行歪法（プリデ
ィストーション）と呼ばれる方法が一般に知られてい
る。その動作は、予め歪ませた信号を進行波管やレーザ
ダイオードに供給することによって装置の出力において
歪の打ち消しを行なうものである。この方法は先行歪を
発生させる回路の損失が過大なことが隘路となってＣＡ
ＴＶ用の増幅装置に応用されることはなかった。
マイクロ波帯の進行波管増幅器、あるいは光通信用の電
気−光変換に用いるレーザダイオード等の非直線歪を補
償・改善するための手段の一つとして先行歪法（プリデ
ィストーション）と呼ばれる方法が一般に知られてい
る。その動作は、予め歪ませた信号を進行波管やレーザ
ダイオードに供給することによって装置の出力において
歪の打ち消しを行なうものである。この方法は先行歪を
発生させる回路の損失が過大なことが隘路となってＣＡ
ＴＶ用の増幅装置に応用されることはなかった。
【００２１】本発明は増幅の前段のみならず、その後
段、あるいは増幅過程の中間において逆相歪成分の生成
を行なうものであって、上記の先行歪法とは異なる方式
である。
段、あるいは増幅過程の中間において逆相歪成分の生成
を行なうものであって、上記の先行歪法とは異なる方式
である。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態に係る高
周波増幅装置の回路構成図である。入力端子１０１に入
力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トランス１０
２によって不平衡から平衡状態に変換され、トランジス
タ１０３，１０４，１０５，１０６によってプッシュプ
ル増幅される。この場合、増幅動作をなすトランジスタ
１０３と１０５の間には、非直線素子１０７と遅延線路
１０９を直列接続した回路、及び減衰素子１１１と遅延
線路１１３を直列に接続した回路、が並列に接続されて
いる。また、プッシュプル動作をするための逆相側の増
幅を行なうトランジスタ１０４と１０６の間にも、同様
に非直線素子１０８と遅延線路１１０を直列接続した回
路、及び減衰素子１１２と遅延線路１１４を直列に接続
した回路、が並列に接続されている。
施形態を説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態に係る高
周波増幅装置の回路構成図である。入力端子１０１に入
力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トランス１０
２によって不平衡から平衡状態に変換され、トランジス
タ１０３，１０４，１０５，１０６によってプッシュプ
ル増幅される。この場合、増幅動作をなすトランジスタ
１０３と１０５の間には、非直線素子１０７と遅延線路
１０９を直列接続した回路、及び減衰素子１１１と遅延
線路１１３を直列に接続した回路、が並列に接続されて
いる。また、プッシュプル動作をするための逆相側の増
幅を行なうトランジスタ１０４と１０６の間にも、同様
に非直線素子１０８と遅延線路１１０を直列接続した回
路、及び減衰素子１１２と遅延線路１１４を直列に接続
した回路、が並列に接続されている。
【００２３】また、トランジスタ１０３の入力側（ベー
ス）とトランジスタ１０５の出力側（コレクタ）との間
には、負帰還回路を構成する抵抗１１５が接続される。
同様にトランジスタ１０４の入力側（ベース）とトラン
ジスタ１０６の出力側（コレクタ）との間にも、負帰還
回路を構成する抵抗１１６が接続される。そして、トラ
ンジスタ１０３，１０４，１０５，１０６によってプッ
シュプル増幅された信号は、出力側平衡−不平衡変換ト
ランス１１８によって再び不平衡状態に戻され、出力端
子１１９より出力される。
ス）とトランジスタ１０５の出力側（コレクタ）との間
には、負帰還回路を構成する抵抗１１５が接続される。
同様にトランジスタ１０４の入力側（ベース）とトラン
ジスタ１０６の出力側（コレクタ）との間にも、負帰還
回路を構成する抵抗１１６が接続される。そして、トラ
ンジスタ１０３，１０４，１０５，１０６によってプッ
シュプル増幅された信号は、出力側平衡−不平衡変換ト
ランス１１８によって再び不平衡状態に戻され、出力端
子１１９より出力される。
【００２４】なお、図では非直線素子としてダイオード
を用いた例を示したが、ダイオードの他に素子、例えば
トランジスタを用いることも可能である。また、減衰素
子として抵抗３個を用いた、いわゆるπ型の減衰回路を
示したが、インピーダンス整合を厳密に要しない場合に
は接地に接続された２個を省略し、信号の通過方向に挿
入した１個の抵抗で置換することも可能である。更に、
ダイオードは一つの記号で描いてあるが、必要とされる
歪の程度によって複数個を直列に接続する場合もある。
また、ダイオードは、流れる直流バイアス電流の大きさ
によって歪の発生量が変化するので最適条件に設定する
必要がある。ダイオードにバイアスを与える回路は図示
していないが、チョークによる高周波の遮断と容量によ
る直流の遮断を適宜に組み合わせて容易に行なえるもの
である。各トランジスタ１０３，１０４，１０５，１０
６にバイアス電位を与える回路も図６の従来例と同様省
略し、図示していない。
を用いた例を示したが、ダイオードの他に素子、例えば
トランジスタを用いることも可能である。また、減衰素
子として抵抗３個を用いた、いわゆるπ型の減衰回路を
示したが、インピーダンス整合を厳密に要しない場合に
は接地に接続された２個を省略し、信号の通過方向に挿
入した１個の抵抗で置換することも可能である。更に、
ダイオードは一つの記号で描いてあるが、必要とされる
歪の程度によって複数個を直列に接続する場合もある。
また、ダイオードは、流れる直流バイアス電流の大きさ
によって歪の発生量が変化するので最適条件に設定する
必要がある。ダイオードにバイアスを与える回路は図示
していないが、チョークによる高周波の遮断と容量によ
る直流の遮断を適宜に組み合わせて容易に行なえるもの
である。各トランジスタ１０３，１０４，１０５，１０
６にバイアス電位を与える回路も図６の従来例と同様省
略し、図示していない。
【００２５】この様に構成された回路の動作を図２によ
って説明する。図２（ａ）は上記のダイオード、減衰素
子及び２つの遅延線路で構成された回路を流れる高周波
電流のベクトルを表わしたものである。図２（ｂ）に示
すようにダイオード１０７とそれに続く遅延線路１０９
を通過して合流点に達する電流をＩｄとし、減衰素子１
１１とそれに続く遅延線路１１３を通過して合流点に続
く電流をＩａとして、遅延線路１１３の遅延時間を遅延
線路１０９よりも大きくすると電流Ｉｄは電流Ｉａより
も進相することになる。ここで入力電圧を等しい間隔で
３段階に変化させたとすると、減衰素子１１１を経て流
れる電流Ｉａのベクトルは等間隔に、ＯＡ、ＯＢ、ＯＣ
と変化する。一方、ダイオード１０７を通って流れる電
流Ｉｄのベクトルは電流Ｉａに対して進相した角度を一
定に保ちながら、ダイオード１０７の順方向電流対電圧
の非直線性によってほぼ指数関数的に、ＯＬ、ＯＭ、Ｏ
Ｎの様に変化する。この変化は飽和特性の逆であって、
より高い入力レベルに対しては出力電流が伸長される動
作となる。
って説明する。図２（ａ）は上記のダイオード、減衰素
子及び２つの遅延線路で構成された回路を流れる高周波
電流のベクトルを表わしたものである。図２（ｂ）に示
すようにダイオード１０７とそれに続く遅延線路１０９
を通過して合流点に達する電流をＩｄとし、減衰素子１
１１とそれに続く遅延線路１１３を通過して合流点に続
く電流をＩａとして、遅延線路１１３の遅延時間を遅延
線路１０９よりも大きくすると電流Ｉｄは電流Ｉａより
も進相することになる。ここで入力電圧を等しい間隔で
３段階に変化させたとすると、減衰素子１１１を経て流
れる電流Ｉａのベクトルは等間隔に、ＯＡ、ＯＢ、ＯＣ
と変化する。一方、ダイオード１０７を通って流れる電
流Ｉｄのベクトルは電流Ｉａに対して進相した角度を一
定に保ちながら、ダイオード１０７の順方向電流対電圧
の非直線性によってほぼ指数関数的に、ＯＬ、ＯＭ、Ｏ
Ｎの様に変化する。この変化は飽和特性の逆であって、
より高い入力レベルに対しては出力電流が伸長される動
作となる。
【００２６】次に、電流Ｉａと電流Ｉｄを出力側で合流
させた合計の電流のベクトルは、ＯＰ、ＯＱ、ＯＲとな
り、その振幅、即ちベクトルの長さが非直線に変化する
と共に、入力レベルに応じた位相角度の変化を発生す
る。ここで合流点における振幅の非直線歪成分の量は減
衰素子１１１の減衰量とダイオード１０７のバイアス条
件によって自由に選択でき、増幅素子であるトランジス
タの飽和特性の歪と打ち消しが可能となる。また、入力
レベルに対する位相角度の変化は２つの遅延線路１０
９，１１３の遅延時間の差、つまり電流Ｉｄと電流Ｉａ
のなす角度を選択することによって操作可能であって、
増幅回路の有する入力レベルに対する遅延時間の変化と
逆特性となる様にできる。つまり、前述の混変調におけ
る振幅変調成分と位相変調成分を同時に打ち消すことが
可能となる。また、混変調と同じく３次歪が原因となっ
て発生する前述のＣＴＢも打ち消すことができる。
させた合計の電流のベクトルは、ＯＰ、ＯＱ、ＯＲとな
り、その振幅、即ちベクトルの長さが非直線に変化する
と共に、入力レベルに応じた位相角度の変化を発生す
る。ここで合流点における振幅の非直線歪成分の量は減
衰素子１１１の減衰量とダイオード１０７のバイアス条
件によって自由に選択でき、増幅素子であるトランジス
タの飽和特性の歪と打ち消しが可能となる。また、入力
レベルに対する位相角度の変化は２つの遅延線路１０
９，１１３の遅延時間の差、つまり電流Ｉｄと電流Ｉａ
のなす角度を選択することによって操作可能であって、
増幅回路の有する入力レベルに対する遅延時間の変化と
逆特性となる様にできる。つまり、前述の混変調におけ
る振幅変調成分と位相変調成分を同時に打ち消すことが
可能となる。また、混変調と同じく３次歪が原因となっ
て発生する前述のＣＴＢも打ち消すことができる。
【００２７】ここで、図２では遅延線路をダイオード１
０７側と減衰素子１１１側の２つで構成している。前述
の通り、電流Ｉｄと電流Ｉａの間に遅延時間の差を作る
のが目的であるので、これ等のうちの一方は省略しても
目的は達せられる筈である。しかしながら、打ち消しの
対象である遅延時間の変動分は、前述の通り１００分の
数ピコ秒、電気長にして１０ミクロンの程度であり、部
品の寸法自体が影響する。どの様な部品を使用するにせ
よ、その電気長が零ということは有り得ないので、図面
上省略することなく、部品のパッケージ及び回路基板上
の接続に要する余白部分の電気長等をも遅延線路に含む
ものとして記述したものである。
０７側と減衰素子１１１側の２つで構成している。前述
の通り、電流Ｉｄと電流Ｉａの間に遅延時間の差を作る
のが目的であるので、これ等のうちの一方は省略しても
目的は達せられる筈である。しかしながら、打ち消しの
対象である遅延時間の変動分は、前述の通り１００分の
数ピコ秒、電気長にして１０ミクロンの程度であり、部
品の寸法自体が影響する。どの様な部品を使用するにせ
よ、その電気長が零ということは有り得ないので、図面
上省略することなく、部品のパッケージ及び回路基板上
の接続に要する余白部分の電気長等をも遅延線路に含む
ものとして記述したものである。
【００２８】（第２実施形態）図３は、本発明の第２実
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路を入力側不平衡−平
衡変換トランス１０２とトランジスタ１０３、１０４と
の中間に配置したものである。歪発生の動作は図１の回
路と同様である。この図３に示す高周波増幅装置は、図
１の回路と比較すると、歪発生回路がトランジスタ１０
３〜１０６及びこれに付随する負帰還回路の抵抗１１
５，１１６，１１７の外側にあるので、歪発生回路自体
の遅延時間が負帰還の動作に影響せず、より広い周波数
帯域で動作できる。但し、歪発生回路の損失分だけ雑音
指数は劣化する。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路を入力側不平衡−平
衡変換トランス１０２とトランジスタ１０３、１０４と
の中間に配置したものである。歪発生の動作は図１の回
路と同様である。この図３に示す高周波増幅装置は、図
１の回路と比較すると、歪発生回路がトランジスタ１０
３〜１０６及びこれに付随する負帰還回路の抵抗１１
５，１１６，１１７の外側にあるので、歪発生回路自体
の遅延時間が負帰還の動作に影響せず、より広い周波数
帯域で動作できる。但し、歪発生回路の損失分だけ雑音
指数は劣化する。
【００２９】（第３実施形態）図４は、本発明の第３実
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、図１、図３と同様の歪発生回路
をトランジスタ１０５、１０６と出力側平衡−不平衡変
換トランス１１８との間に配置したものである。つま
り、増幅段の歪に対し、その後段で逆相の歪を発生させ
ることにより打ち消すものである。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、図１、図３と同様の歪発生回路
をトランジスタ１０５、１０６と出力側平衡−不平衡変
換トランス１１８との間に配置したものである。つま
り、増幅段の歪に対し、その後段で逆相の歪を発生させ
ることにより打ち消すものである。
【００３０】一般にＣＡＴＶ用増幅器が動作している程
度の歪率の範囲では奇数次歪では３次歪が主であり、５
次以上の歪は無視する。従って、この範囲ではあるｄＢ
値だけ出力レベルを上昇すると、その２倍のｄＢ値だけ
信号に帯域する混変調とＣＴＢの値が劣化する。つま
り、図４の回路では歪発生回路の損失分だけ増幅段から
の出力を上げる必要があるので増幅段の発生する歪は劣
化する。しかしながら、歪発生回路の損失は１ｄＢ程度
に押さえることが可能であり、また、歪の打ち消しによ
って容易に１０ｄＢ以上の改善が得られるので、総合特
性として改善効果が得られるものである。当然ながらこ
の回路は雑音指数の劣化は殆ど生じないので、増幅装置
の入力段に用いるのに適している。
度の歪率の範囲では奇数次歪では３次歪が主であり、５
次以上の歪は無視する。従って、この範囲ではあるｄＢ
値だけ出力レベルを上昇すると、その２倍のｄＢ値だけ
信号に帯域する混変調とＣＴＢの値が劣化する。つま
り、図４の回路では歪発生回路の損失分だけ増幅段から
の出力を上げる必要があるので増幅段の発生する歪は劣
化する。しかしながら、歪発生回路の損失は１ｄＢ程度
に押さえることが可能であり、また、歪の打ち消しによ
って容易に１０ｄＢ以上の改善が得られるので、総合特
性として改善効果が得られるものである。当然ながらこ
の回路は雑音指数の劣化は殆ど生じないので、増幅装置
の入力段に用いるのに適している。
【００３１】ここに図示しないその他の構成として、図
３と図４の回路を合成し、増幅段の入力側及び出力側に
歪発生回路を配置して、増幅段の両側で歪の打ち消しを
行なうようにしてもよい。
３と図４の回路を合成し、増幅段の入力側及び出力側に
歪発生回路を配置して、増幅段の両側で歪の打ち消しを
行なうようにしてもよい。
【００３２】なお、図１、図３、図４の各回路は、歪発
生回路の扱う信号レベルが各々異なるので、ダイオード
の直列接続個数、ダイオードに流すバイアス電流の大き
さ等は異なったものとなる。
生回路の扱う信号レベルが各々異なるので、ダイオード
の直列接続個数、ダイオードに流すバイアス電流の大き
さ等は異なったものとなる。
【００３３】（第４実施形態）図５は、本発明の第４実
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路は不平衡側、即ち入
力端子１０１と不平衡−平衡変換トランス１０２の間に
配置される。これまでの実施形態と異なるのは２つのダ
イオード１０７，１０８が信号の通過する方向に対して
互いに逆向きに接続されている点である。この様に配置
することによってダイオード１０７，１０８は、入力信
号の正負各半サイクルに対して対称な動作となり、偶数
次の歪を発生させることはない。つまり、後続する増幅
部のプッシュプル動作による偶数次歪の打ち消しに影響
することはない。歪発生の動作は図２による前述の説明
と同様である。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路は不平衡側、即ち入
力端子１０１と不平衡−平衡変換トランス１０２の間に
配置される。これまでの実施形態と異なるのは２つのダ
イオード１０７，１０８が信号の通過する方向に対して
互いに逆向きに接続されている点である。この様に配置
することによってダイオード１０７，１０８は、入力信
号の正負各半サイクルに対して対称な動作となり、偶数
次の歪を発生させることはない。つまり、後続する増幅
部のプッシュプル動作による偶数次歪の打ち消しに影響
することはない。歪発生の動作は図２による前述の説明
と同様である。
【００３４】なお、図５と同様な歪発生回路を出力側、
即ち、平衡−不平衡変換トランス１１８と出力端子１１
９との間に配置する構成としても良く、更に、入出力の
両側に配置する構成も可能である。
即ち、平衡−不平衡変換トランス１１８と出力端子１１
９との間に配置する構成としても良く、更に、入出力の
両側に配置する構成も可能である。
【００３５】これまでに述べた何れの実施形態であって
も、ＣＡＴＶ用増幅装置の、例えば−８０ｄＢ前後の歪
を打ち消すのに要する逆相の歪は同様に微少なものであ
る。図２では説明を容易にするために電流Ｉｄのベクト
ルを大きく描いてあるが、実際は電流Ｉａの大きさに比
較して数百分の１程度の振幅である。従って、入力信号
の電力の大部分は出力側へ送出することができる。つま
り、減衰素子の減衰量は小さなものであり、歪発生回路
全体の減衰量として容易に１ｄＢ以下とすることができ
る。この程度の減衰量は増幅装置を構成するうえで何等
障害になるものではない。
も、ＣＡＴＶ用増幅装置の、例えば−８０ｄＢ前後の歪
を打ち消すのに要する逆相の歪は同様に微少なものであ
る。図２では説明を容易にするために電流Ｉｄのベクト
ルを大きく描いてあるが、実際は電流Ｉａの大きさに比
較して数百分の１程度の振幅である。従って、入力信号
の電力の大部分は出力側へ送出することができる。つま
り、減衰素子の減衰量は小さなものであり、歪発生回路
全体の減衰量として容易に１ｄＢ以下とすることができ
る。この程度の減衰量は増幅装置を構成するうえで何等
障害になるものではない。
【００３６】また、歪発生回路を付加したことによる装
置全体の消費電力の増加は、回路を構成するダイオード
に流すバイアス電流のみであって、高々数ミリアンペア
の程度であり、通常１５０から５００ミリアンペアの電
流を消費する増幅回路を並列動作させる方法や、同程度
の電流を必要とする補助増幅回路を用いるフィードフォ
ワード法に比較して消費電力の増大を伴わない歪改善が
可能となる。
置全体の消費電力の増加は、回路を構成するダイオード
に流すバイアス電流のみであって、高々数ミリアンペア
の程度であり、通常１５０から５００ミリアンペアの電
流を消費する増幅回路を並列動作させる方法や、同程度
の電流を必要とする補助増幅回路を用いるフィードフォ
ワード法に比較して消費電力の増大を伴わない歪改善が
可能となる。
【００３７】
【発明の効果】以上述べた様に本発明によれば、極めて
簡単な構成で、ＣＡＴＶ用増幅装置等、広帯域な高周波
増幅装置の歪特性の改善を実現でき、しかも他の歪改善
法に比べて消費電力の増大は僅かなものであるため、発
熱量が少なく信頼性の高い装置を実現することができ
る。
簡単な構成で、ＣＡＴＶ用増幅装置等、広帯域な高周波
増幅装置の歪特性の改善を実現でき、しかも他の歪改善
法に比べて消費電力の増大は僅かなものであるため、発
熱量が少なく信頼性の高い装置を実現することができ
る。
【図１】本発明の一実施形態に係る高周波増幅装置の構
成を示す回路図。
成を示す回路図。
【図２】同実施形態における歪発生回路の動作を説明す
るための図。
るための図。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図。
【図５】本発明の第４実施形態を示す回路図。
【図６】従来の高周波増幅装置の構成を示す回路図。
１０１ 入力端子 １０２ 不平衡−平衡変換トランス １０３〜１０６ トランジスタ １０７，１０８ 非直線素子 １０９，１１０，１１３，１１４ 遅延線路 １１１，１１２ 減衰素子 １１５，１１６，１１７ 負帰還回路を構成する抵抗 １１８ 平衡−不平衡変換トランス １１９ 出力端子
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−193453（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−260847（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−181544（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−35842（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−260806（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−4186（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−47218（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭62−19812（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭49−130751（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 1/32 H03F 3/19 H01H 7/01
Claims (2)
- 【請求項１】 非直線素子と第１の遅延線路を直列に接
続した回路、及び減衰素子と第２の遅延線路を直列に接
続した回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高
周波増幅段の入力側及び出力側の少なくとも一方に、信
号の通過方向に直列に接続し、前記第１及び第２の遅延
線路の遅延時間の差によって生じる信号入力レベルに対
する遅延時間の変化を、前記高周波増幅段の信号入力レ
ベルに対する入出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定
したことを特徴とする高周波増幅装置。 - 【請求項２】 非直線素子と第１の遅延線路を直列に接
続した回路、及び減衰素子と第２の遅延線路を直列に接
続した回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高
周波増幅段を構成する増幅素子群の中間に、信号の通過
方向に直列に接続し、前記第１及び第２の遅延線路の遅
延時間の差によって生じる信号入力レベルに対する遅延
時間の変化を、前記増幅段の信号入力レベルに対する入
出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定したことを特徴
とする高周波増幅装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7259841A JP2983160B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 高周波増幅装置 |
| US08/623,700 US5703530A (en) | 1995-10-06 | 1996-03-29 | Radio frequency amplifier having improved CTB and cross modulation characteristics |
| DE69633548T DE69633548T2 (de) | 1995-10-06 | 1996-04-23 | Radiofrequenzverstärker mit verbesserten zusammengesetzten dreifachen Schwebungs- und Kreuzmodulationscharakteristiken |
| EP96106359A EP0767535B1 (en) | 1995-10-06 | 1996-04-23 | Radio frequency amplifier having improved CTB and cross modulation characteristics |
| TW085105135A TW302577B (ja) | 1995-10-06 | 1996-04-30 | |
| MYPI96001677A MY112208A (en) | 1995-10-06 | 1996-05-03 | Radio frequency amplifier having improved ctb and cross modulation characteristics |
| KR1019960015301A KR100337706B1 (ko) | 1995-10-06 | 1996-05-10 | 개선된 ctb 및 혼변조 특성을 갖는 무산주파수증폭기,집적회로,왜곡발생회로및그왜곡감소방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7259841A JP2983160B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 高周波増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09102718A JPH09102718A (ja) | 1997-04-15 |
| JP2983160B2 true JP2983160B2 (ja) | 1999-11-29 |
Family
ID=17339736
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7259841A Expired - Fee Related JP2983160B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 高周波増幅装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5703530A (ja) |
| EP (1) | EP0767535B1 (ja) |
| JP (1) | JP2983160B2 (ja) |
| KR (1) | KR100337706B1 (ja) |
| DE (1) | DE69633548T2 (ja) |
| MY (1) | MY112208A (ja) |
| TW (1) | TW302577B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104281063B (zh) * | 2013-07-12 | 2017-04-12 | 英特尔德国有限责任公司 | 用于控制信号处理器的控制器和方法 |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000516792A (ja) * | 1997-06-26 | 2000-12-12 | コーニンクレッカ、フィリップス、エレクトロニクス、エヌ、ヴィ | ケーブルネットワークへの応用に適する増幅器 |
| US6091295A (en) * | 1997-06-27 | 2000-07-18 | The Whitaker Corporation | Predistortion to improve linearity of an amplifier |
| WO2000060735A1 (en) | 1999-04-01 | 2000-10-12 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator |
| US6577177B2 (en) | 1999-04-01 | 2003-06-10 | General Instrument Corporation | Non-linear distortion generator |
| US6107877A (en) * | 1999-04-09 | 2000-08-22 | General Instrument Corporation | Predistortion generator coupled with an RF amplifier |
| US6587243B1 (en) | 1999-12-10 | 2003-07-01 | General Instrument Corporation | Second order predistortor for a return laser transmitter |
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