JP2971033B2 - テレビジョン信号受信機におけるディジタル搬送波復旧装置及び方法 - Google Patents
テレビジョン信号受信機におけるディジタル搬送波復旧装置及び方法Info
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- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はテレビジョン信号受
信システムに関し、特に、高画質テレビジョン（Ｈｉｇ
ｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）の
受信機で搬送波信号の周波数帯域のみ正確に通過させる
ようにパイロット信号を利用して搬送波信号の周波数及
び位相のオフセットを補償する搬送波復旧装置に関す
る。
信システムに関し、特に、高画質テレビジョン（Ｈｉｇ
ｈ Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）の
受信機で搬送波信号の周波数帯域のみ正確に通過させる
ようにパイロット信号を利用して搬送波信号の周波数及
び位相のオフセットを補償する搬送波復旧装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】搬送波にパイロット信号を伝送する通信
方式では、ＶＳＢ（残留側波帯）、ＤＳＢ（両側波
帯）、及びＳＳＢ（単側波帯）等がある。このとき、パ
イロット信号は、搬送波を正確に復旧するために送信時
搬送波に伝送される。このように搬送波にパイロット信
号を伝送する通信方式の一例を図１に示す。
方式では、ＶＳＢ（残留側波帯）、ＤＳＢ（両側波
帯）、及びＳＳＢ（単側波帯）等がある。このとき、パ
イロット信号は、搬送波を正確に復旧するために送信時
搬送波に伝送される。このように搬送波にパイロット信
号を伝送する通信方式の一例を図１に示す。
【０００３】図１は、米国の８−レベルＶＳＢ ＨＤＴ
Ｖ受信機の一部であって、同調部、ＩＦ部及び搬送波復
旧装置等を示す図である。同図は、Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔ
ａｔｅｓ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ
Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅで１９９５年４月１
２日付で発行した題名“Ｇｕｉｄｅ ｔｏ ｔｈｅＵｓ
ｅ ｏｆ ｔｈｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉ
ｏｎ Ｆｏｒ ＨＤＴＶ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”
のページ１００に開示されている。
Ｖ受信機の一部であって、同調部、ＩＦ部及び搬送波復
旧装置等を示す図である。同図は、Ｕｎｉｔｅｄ Ｓｔ
ａｔｅｓ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ
Ｓｙｓｔｅｍ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅで１９９５年４月１
２日付で発行した題名“Ｇｕｉｄｅ ｔｏ ｔｈｅＵｓ
ｅ ｏｆ ｔｈｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉ
ｏｎ Ｆｏｒ ＨＤＴＶ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ”
のページ１００に開示されている。
【０００４】同図を参照して、受信機の受信過程の動作
を説明すれば次の通りである。アンテナを通じて受信さ
れたＲＦ信号は、二重変換チューナ２に印加される。こ
の二重変換チューナ２は、受信されたＲＦ信号を周波数
合成器８が発生する固定された局部発振信号ＬＯ１によ
り同調して９２０ＭＨｚ帯域の１次ＩＦ信号に変換す
る。このとき、この二重変換チューナ２は、受信機の自
動利得制御ＡＧＣに応答して出力信号の利得制御も遂行
する。この二重変換チューナ２から出力されるＩＦ信号
は、ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ４にわたって所定帯
域幅のＩＦ信号に濾波される。このＳＡＷフィルタ４
は、図３に示す周波数スペクトルを参照すれば、ＩＦ信
号を例えば、６ＭＨｚの帯域幅（４１〜４７ＭＨｚ）に
濾波する特性を有する。このとき、パイロット信号は、
このＳＡＷフィルタ４の周波数帯域に属したＩＦ信号の
上位遮断周波数の３dB地点に位置していることを一例と
してあげている。
を説明すれば次の通りである。アンテナを通じて受信さ
れたＲＦ信号は、二重変換チューナ２に印加される。こ
の二重変換チューナ２は、受信されたＲＦ信号を周波数
合成器８が発生する固定された局部発振信号ＬＯ１によ
り同調して９２０ＭＨｚ帯域の１次ＩＦ信号に変換す
る。このとき、この二重変換チューナ２は、受信機の自
動利得制御ＡＧＣに応答して出力信号の利得制御も遂行
する。この二重変換チューナ２から出力されるＩＦ信号
は、ＳＡＷ（表面弾性波）フィルタ４にわたって所定帯
域幅のＩＦ信号に濾波される。このＳＡＷフィルタ４
は、図３に示す周波数スペクトルを参照すれば、ＩＦ信
号を例えば、６ＭＨｚの帯域幅（４１〜４７ＭＨｚ）に
濾波する特性を有する。このとき、パイロット信号は、
このＳＡＷフィルタ４の周波数帯域に属したＩＦ信号の
上位遮断周波数の３dB地点に位置していることを一例と
してあげている。
【０００５】このＳＡＷフィルタ４を通過した６ＭＨｚ
帯域幅のＩＦ信号は、ＩＦ増幅器６から増幅された後搬
送波復旧装置１０に印加される。このときの増幅利得
は、受信機から提供される自動利得制御ＡＧＣにより決
定される。受信機での搬送波復旧装置１０は、通常周波
数及び位相ロックループ装置（ＦＰＬＬ）と言われる。
この搬送波復旧装置１０は、復調した基底帯域信号から
周波数誤差と位相誤差とを抽出してこの二重変換チュー
ナ２に局部発振信号ＬＯ２を印加する。そうすれば、こ
の二重変換チューナ２は、局部発振信号ＬＯ２により局
部発振信号ＬＯ１による同調を精密に補正することによ
り、更に精密した同調を遂行するようになる。
帯域幅のＩＦ信号は、ＩＦ増幅器６から増幅された後搬
送波復旧装置１０に印加される。このときの増幅利得
は、受信機から提供される自動利得制御ＡＧＣにより決
定される。受信機での搬送波復旧装置１０は、通常周波
数及び位相ロックループ装置（ＦＰＬＬ）と言われる。
この搬送波復旧装置１０は、復調した基底帯域信号から
周波数誤差と位相誤差とを抽出してこの二重変換チュー
ナ２に局部発振信号ＬＯ２を印加する。そうすれば、こ
の二重変換チューナ２は、局部発振信号ＬＯ２により局
部発振信号ＬＯ１による同調を精密に補正することによ
り、更に精密した同調を遂行するようになる。
【０００６】この搬送波復旧装置１０の特定詳細は、１
９７７年度に発行されたＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎ Ｃ
ｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ Ｃ
Ｅ−２３ ＮＯ３．のページ３５８−３６５に開示され
ている。以下、この搬送波復旧装置１０の動作をより詳
細に説明する。この搬送波復旧装置１０内の局部発振器
１２では、ＩＦ増幅器６から出力されるＩＦ信号を基底
帯域に周波数変換させるための所定ＭＨｚの局部発振信
号ＬＯ３を発生する。この局部発振信号ＬＯ３は、移相
器１４で位相が９０°移相されて第１混合器１６に印加
され、第２混合器１８には直接印加される。
９７７年度に発行されたＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ｏｎ Ｃ
ｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｖｏｌ Ｃ
Ｅ−２３ ＮＯ３．のページ３５８−３６５に開示され
ている。以下、この搬送波復旧装置１０の動作をより詳
細に説明する。この搬送波復旧装置１０内の局部発振器
１２では、ＩＦ増幅器６から出力されるＩＦ信号を基底
帯域に周波数変換させるための所定ＭＨｚの局部発振信
号ＬＯ３を発生する。この局部発振信号ＬＯ３は、移相
器１４で位相が９０°移相されて第１混合器１６に印加
され、第２混合器１８には直接印加される。
【０００７】従って、ＩＦ増幅器６から出力される増幅
されたＩＦ信号は、第１混合器１６で９０°位相移相さ
れた局部発振信号ＬＯ３と乗じられた後（同調後）、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０を通じて基底帯域の
信号に周波数変換される。また、この増幅されたＩＦ信
号は、第２混合器１８で局部発振信号ＬＯ３と乗じられ
た後（同調後）、第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２２
を通じて基底帯域の信号に周波数変換される。ここで、
第１混合器１６の出力信号はＩ信号、第２混合器１８の
出力信号はＱ信号である。そして、この第１低域通過フ
ィルタＬＰＦ１２０はＩ信号の２次高調波成分（映像周
波数成分）を除去し、Ｉ信号の基底帯域信号のみを通過
させ、第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２２もこれと同
様にＱ信号の２次高調波成分（映像周波数成分）を除去
し、Ｑ信号の基底帯域信号のみを通過させる役割を遂行
する。
されたＩＦ信号は、第１混合器１６で９０°位相移相さ
れた局部発振信号ＬＯ３と乗じられた後（同調後）、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０を通じて基底帯域の
信号に周波数変換される。また、この増幅されたＩＦ信
号は、第２混合器１８で局部発振信号ＬＯ３と乗じられ
た後（同調後）、第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２２
を通じて基底帯域の信号に周波数変換される。ここで、
第１混合器１６の出力信号はＩ信号、第２混合器１８の
出力信号はＱ信号である。そして、この第１低域通過フ
ィルタＬＰＦ１２０はＩ信号の２次高調波成分（映像周
波数成分）を除去し、Ｉ信号の基底帯域信号のみを通過
させ、第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２２もこれと同
様にＱ信号の２次高調波成分（映像周波数成分）を除去
し、Ｑ信号の基底帯域信号のみを通過させる役割を遂行
する。
【０００８】このとき、第１低域通過フィルタＬＰＦ１
２０に入力されるＩ信号の基底帯域信号は、二重変換
チューナ２で正確に同調を遂行したときは、パイロット
信号が０（零）Ｈｚに位置し、正確に同調しないとき
は、このパイロット信号が正の基底帯域であったりある
いは負の基底帯域に存在するようになる。ここで、ＳＡ
Ｗフィルタ４がパイロット信号を濾波しない場合は、搬
送波復旧装置１０では搬送波復旧を遂行できない。従っ
て、このパイロット信号が正の基底帯域にあったり、あ
るいは負の基底帯域に存在するときは、周波数オフセッ
ト（すなわち、搬送波周波数の復調周波数間の差）が発
生するようになる。周波数オフセットが発生すること
は、結局、二重変換チューナ２が同調しようとする周波
数と実際同調する周波数とが一致しない差異があるから
である。
２０に入力されるＩ信号の基底帯域信号は、二重変換
チューナ２で正確に同調を遂行したときは、パイロット
信号が０（零）Ｈｚに位置し、正確に同調しないとき
は、このパイロット信号が正の基底帯域であったりある
いは負の基底帯域に存在するようになる。ここで、ＳＡ
Ｗフィルタ４がパイロット信号を濾波しない場合は、搬
送波復旧装置１０では搬送波復旧を遂行できない。従っ
て、このパイロット信号が正の基底帯域にあったり、あ
るいは負の基底帯域に存在するときは、周波数オフセッ
ト（すなわち、搬送波周波数の復調周波数間の差）が発
生するようになる。周波数オフセットが発生すること
は、結局、二重変換チューナ２が同調しようとする周波
数と実際同調する周波数とが一致しない差異があるから
である。
【０００９】この周波数オフセットが存在する場合、こ
の第１低域通過フィルタＬＰＦ１２０の出力信号（Ｉ信
号）は余弦波、この第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２
２の出力信号（Ｑ信号）は正弦波になる。このとき、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０の出力信号（Ｉ信
号）は、自動周波数制御低域通過フィルタ（以下、“Ａ
ＦＣ ＬＰＦ”と略称）２４及びリミッター２６を通じ
て正弦波に変換される。このＡＦＣ ＬＰＦ２４は、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０の出力信号（Ｉ信
号）にあるパイロット信号が検出する周波数を追従でき
るようにする。そして、このリミッター２６から出力さ
れる＋１または−１信号が時間に応じて変わることは、
周波数誤差があることを意味する。
の第１低域通過フィルタＬＰＦ１２０の出力信号（Ｉ信
号）は余弦波、この第２低域通過フィルタＬＰＦ２ ２
２の出力信号（Ｑ信号）は正弦波になる。このとき、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０の出力信号（Ｉ信
号）は、自動周波数制御低域通過フィルタ（以下、“Ａ
ＦＣ ＬＰＦ”と略称）２４及びリミッター２６を通じ
て正弦波に変換される。このＡＦＣ ＬＰＦ２４は、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ２０の出力信号（Ｉ信
号）にあるパイロット信号が検出する周波数を追従でき
るようにする。そして、このリミッター２６から出力さ
れる＋１または−１信号が時間に応じて変わることは、
周波数誤差があることを意味する。
【００１０】このリミッター２６の出力は、混合器３０
で第２低域通過フィルタＬＰＦ２２２の出力信号（Ｑ信
号；正弦波）と乗じられてＤＣ信号に変換される。この
ＤＣ信号は、自動位相制御低域通過フィルタ（以下、
“ＡＰＣ ＬＰＦ”と略称）３２を通じて周波数誤差を
除去する方向にＶＣＯ（電圧制御発振器）３４を制御す
る。ＶＣＯ３４は、ＡＰＣ ＬＰＦ３２の周波数誤差除
去制御に応答して局部発振信号ＬＯ２を二重変換チュー
ナ２に出力する。
で第２低域通過フィルタＬＰＦ２２２の出力信号（Ｑ信
号；正弦波）と乗じられてＤＣ信号に変換される。この
ＤＣ信号は、自動位相制御低域通過フィルタ（以下、
“ＡＰＣ ＬＰＦ”と略称）３２を通じて周波数誤差を
除去する方向にＶＣＯ（電圧制御発振器）３４を制御す
る。ＶＣＯ３４は、ＡＰＣ ＬＰＦ３２の周波数誤差除
去制御に応答して局部発振信号ＬＯ２を二重変換チュー
ナ２に出力する。
【００１１】もしも、この制御により周波数誤差をすべ
て除去すれば、リミッター２６の出力は、時間に応じて
変換しないで１または−１に固定される。これは、周波
数誤差がないことを意味する。このときは、第２低域通
過フィルタＬＰＦ２ ２２の出力のみが混合器３０で作
用を行なうので、搬送波復旧装置１０が一つのＰＬＬと
して役割し、このとき、混合器３０の出力は、ＡＰＣ
ＬＰＦ３２を通過して残留位相誤差を除去する方向にＶ
ＣＯ３４を制御する。
て除去すれば、リミッター２６の出力は、時間に応じて
変換しないで１または−１に固定される。これは、周波
数誤差がないことを意味する。このときは、第２低域通
過フィルタＬＰＦ２ ２２の出力のみが混合器３０で作
用を行なうので、搬送波復旧装置１０が一つのＰＬＬと
して役割し、このとき、混合器３０の出力は、ＡＰＣ
ＬＰＦ３２を通過して残留位相誤差を除去する方向にＶ
ＣＯ３４を制御する。
【００１２】この搬送波復旧装置１０の動作をまとめる
と、搬送波信号、復調周波数信号、及び周波数オフセッ
トを抽出し、まず周波数誤差を補正するループとして動
作し、次は、自動的に位相誤差を追跡するループとして
動作する。この搬送波復旧装置１０で周波数プルイン領
域は、約±１００ｋＨｚとして比較的狭い範囲である。
そして、ＳＡＷフィルタ４の濾波特性に従う６ＭＨｚの
周波数帯域幅から搬送波復旧のために送信されたパイロ
ット信号を抽出しなければならない。そこで、ＡＦＣ
ＬＰＦ２４に入力される信号はパイロット信号の観点か
らみて、パイロット信号を除いた６ＭＨｚ周波数帯域幅
内の信号は相当な雑音成分になる。
と、搬送波信号、復調周波数信号、及び周波数オフセッ
トを抽出し、まず周波数誤差を補正するループとして動
作し、次は、自動的に位相誤差を追跡するループとして
動作する。この搬送波復旧装置１０で周波数プルイン領
域は、約±１００ｋＨｚとして比較的狭い範囲である。
そして、ＳＡＷフィルタ４の濾波特性に従う６ＭＨｚの
周波数帯域幅から搬送波復旧のために送信されたパイロ
ット信号を抽出しなければならない。そこで、ＡＦＣ
ＬＰＦ２４に入力される信号はパイロット信号の観点か
らみて、パイロット信号を除いた６ＭＨｚ周波数帯域幅
内の信号は相当な雑音成分になる。
【００１３】また、ＳＡＷフィルタ４は正確に６ＭＨｚ
帯域幅の信号のみを通過させるので、搬送波のオフセッ
トが相当に激しい場合は、パイロット信号がこのＳＡＷ
フィルタ４の帯域幅外に存在するようになる。この場
合、搬送波復旧装置１０はパイロット信号をまったく探
し出せないようになり、これにより、搬送波復旧は完全
に不能になる。
帯域幅の信号のみを通過させるので、搬送波のオフセッ
トが相当に激しい場合は、パイロット信号がこのＳＡＷ
フィルタ４の帯域幅外に存在するようになる。この場
合、搬送波復旧装置１０はパイロット信号をまったく探
し出せないようになり、これにより、搬送波復旧は完全
に不能になる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、周波数オフセットが相当に大きい場合も搬送波復旧
が円滑に遂行できる改善した搬送波復旧装置及び方法を
提供することにある。本発明の他の目的は、搬送波復旧
をディジタルで処理するディジタル搬送波復旧装置及び
方法を提供することにある。
は、周波数オフセットが相当に大きい場合も搬送波復旧
が円滑に遂行できる改善した搬送波復旧装置及び方法を
提供することにある。本発明の他の目的は、搬送波復旧
をディジタルで処理するディジタル搬送波復旧装置及び
方法を提供することにある。
【００１５】本発明のまた他の目的は、周波数オフセッ
トを補正する方向に予めシフトするように同調するディ
ジタル搬送波復旧装置及び方法を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、搬送波復旧を遂行するための
周波数プルイン領域が任意に可変させ得るディジタル搬
送波復旧装置及び方法を提供することにある。
トを補正する方向に予めシフトするように同調するディ
ジタル搬送波復旧装置及び方法を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、搬送波復旧を遂行するための
周波数プルイン領域が任意に可変させ得るディジタル搬
送波復旧装置及び方法を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、搬送波同調がシフトする場合に備
え、パイロット信号がＳＡＷフィルタ帯域幅の基底帯域
に対応した帯域幅と低域通過フィルタの帯域幅内に十分
に存在できるように、予め所定な周波数だけの反対方向
に周波数をシフトすることにより周波数変換を遂行す
る。
るために、本発明は、搬送波同調がシフトする場合に備
え、パイロット信号がＳＡＷフィルタ帯域幅の基底帯域
に対応した帯域幅と低域通過フィルタの帯域幅内に十分
に存在できるように、予め所定な周波数だけの反対方向
に周波数をシフトすることにより周波数変換を遂行す
る。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の好適な実施例を添
付図面を参照して詳細に説明する。なお、図面中、同じ
構成要素及び同一な部分には、可能な限り共通する参照
番号及び符号を使用している。まず、本発明のより明確
な理解を助けるために、図３，図４，及び図５の周波数
スペクトルを参照して説明する。
付図面を参照して詳細に説明する。なお、図面中、同じ
構成要素及び同一な部分には、可能な限り共通する参照
番号及び符号を使用している。まず、本発明のより明確
な理解を助けるために、図３，図４，及び図５の周波数
スペクトルを参照して説明する。
【００１８】本発明では、二重変換チューナ２を通過し
たＩＦ信号の３dB周波数帯域を図３に示すように41.31
〜46.69 ＭＨｚと仮定し、パイロット信号を46.69 ＭＨ
ｚにあると仮定する。これは、米国の８−レベルＶＳＢ
ＨＤＴＶの規格である。従って、このＩＦ信号がＳＡ
Ｗフィルタ４を通過すれば、ＩＦ信号中41.31 〜46.69
ＭＨｚ以外の周波数成分は完全に除去される。しかし、
初期に二重変換チューナ２により同調して周波数変換し
たＩＦ信号が図４に示すように0.3 ＭＨｚ（ＩＦ信号の
中心周波数４４ＭＨｚ→44.3ＭＨｚ）だけずれている場
合は、パイロット信号は、ＳＡＷフィルタ４の濾波帯域
幅の３dB内に存在できない。図４を参照するに、このと
きのパイロット信号は、46.99 ＭＨｚになってＳＡＷフ
ィルタ４の濾波帯域幅の３dB内に存在できないようにな
る。
たＩＦ信号の３dB周波数帯域を図３に示すように41.31
〜46.69 ＭＨｚと仮定し、パイロット信号を46.69 ＭＨ
ｚにあると仮定する。これは、米国の８−レベルＶＳＢ
ＨＤＴＶの規格である。従って、このＩＦ信号がＳＡ
Ｗフィルタ４を通過すれば、ＩＦ信号中41.31 〜46.69
ＭＨｚ以外の周波数成分は完全に除去される。しかし、
初期に二重変換チューナ２により同調して周波数変換し
たＩＦ信号が図４に示すように0.3 ＭＨｚ（ＩＦ信号の
中心周波数４４ＭＨｚ→44.3ＭＨｚ）だけずれている場
合は、パイロット信号は、ＳＡＷフィルタ４の濾波帯域
幅の３dB内に存在できない。図４を参照するに、このと
きのパイロット信号は、46.99 ＭＨｚになってＳＡＷフ
ィルタ４の濾波帯域幅の３dB内に存在できないようにな
る。
【００１９】本発明では、二重変換チューナ２の出力で
あるＩＦ信号が周波数0.3 ＭＨｚだけずれているとき、
図３に示したＩＦ信号のようになることができるよう
に、二重変換チューナ２及びＮＣＯ（数値制御発振器）
５８を調整する。二重変換チューナ２を調整する実施例
は、図２及び図８を参照して説明され、ＮＣＯ５８を調
整する実施例は、図９及び図１０を参照して説明される
であろう。このとき、図３に示したＩＦ信号のように、
二重変換チューナ２の出力であるＩＦ信号が補正される
ようにするためには、周波数がずれているだけの反対方
向にシフトするように二重変換チューナ２を同調する。
あるＩＦ信号が周波数0.3 ＭＨｚだけずれているとき、
図３に示したＩＦ信号のようになることができるよう
に、二重変換チューナ２及びＮＣＯ（数値制御発振器）
５８を調整する。二重変換チューナ２を調整する実施例
は、図２及び図８を参照して説明され、ＮＣＯ５８を調
整する実施例は、図９及び図１０を参照して説明される
であろう。このとき、図３に示したＩＦ信号のように、
二重変換チューナ２の出力であるＩＦ信号が補正される
ようにするためには、周波数がずれているだけの反対方
向にシフトするように二重変換チューナ２を同調する。
【００２０】ずれているだけの反対方向にシフトするよ
うに同調することは、システムオン（ｏｎ）時、二重変
換チューナ２に局部発振信号ＬＯ２として入力されるＶ
ＣＯ７８の出力周波数を調整することにより行なわれ
る。また、ＮＣＯ５８の局部発振信号を調整することに
より行なわれる。局部発振信号ＬＯ２により二重変換チ
ューナ２を反対方向にシフトするように同調すれば、Ｉ
Ｆ信号のパイロット信号は、図５に示すように46.39 Ｍ
Ｈｚになる（正常的な場合は、図３に示すように、46.6
9 ＭＨｚになる）。この46.39 ＭＨｚのパイロット信号
は、ＳＡＷフィルタ４の濾波帯域幅に十分に存在するこ
とが分る。
うに同調することは、システムオン（ｏｎ）時、二重変
換チューナ２に局部発振信号ＬＯ２として入力されるＶ
ＣＯ７８の出力周波数を調整することにより行なわれ
る。また、ＮＣＯ５８の局部発振信号を調整することに
より行なわれる。局部発振信号ＬＯ２により二重変換チ
ューナ２を反対方向にシフトするように同調すれば、Ｉ
Ｆ信号のパイロット信号は、図５に示すように46.39 Ｍ
Ｈｚになる（正常的な場合は、図３に示すように、46.6
9 ＭＨｚになる）。この46.39 ＭＨｚのパイロット信号
は、ＳＡＷフィルタ４の濾波帯域幅に十分に存在するこ
とが分る。
【００２１】二重変換チューナ２から出力される図２に
示したＩＦ信号を図４に示すように作るために、本発明
の構成の実施例は図２のようである。図２は、本発明に
従う受信機の同調部、ＩＦ部、及び搬送波復旧装置５
０，すなわちＦＰＬＬ部を示す図であって、二重変換チ
ューナ２，ＳＡＷフィルタ４及びＩＦ増幅器６の構成
は、図１に示した構成要素と同様である。
示したＩＦ信号を図４に示すように作るために、本発明
の構成の実施例は図２のようである。図２は、本発明に
従う受信機の同調部、ＩＦ部、及び搬送波復旧装置５
０，すなわちＦＰＬＬ部を示す図であって、二重変換チ
ューナ２，ＳＡＷフィルタ４及びＩＦ増幅器６の構成
は、図１に示した構成要素と同様である。
【００２２】ＩＦ増幅器６から増幅されたＩＦ信号は、
混合器４４で第３局部発振器４２から発生する局部発振
信号ＬＯ３と乗じられて（同調して）基底帯域に近い信
号に周波数変換される。本発明では、図３に示したよう
な46.69 ＭＨｚのパイロット信号が混合器４４から出力
されるときは、図６に示すように、2.69ＭＨｚに周波数
変換されることを一例として説明する。すなわち、この
ときの第３局部発振器４２の局部発振信号ＬＯ３の周波
数は、46.69 ＭＨｚ＋2.69ＭＨｚである。この混合器４
４の出力から第１低域通過フィルタＬＰＦ１ ４６を通
じて２次高調波成分（映像周波数成分）が除去され、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ４６の出力信号は、Ａ／
Ｄ変換器４８を通じてディジタル信号に変換して搬送波
復旧装置５０に印加される。この第３局部発振器４２及
び混合器４４は、Ａ／Ｄ変換器４８で信号をディジタル
処理可能になるようにするために、信号の周波数帯域幅
を低い周波数帯域に変換する。
混合器４４で第３局部発振器４２から発生する局部発振
信号ＬＯ３と乗じられて（同調して）基底帯域に近い信
号に周波数変換される。本発明では、図３に示したよう
な46.69 ＭＨｚのパイロット信号が混合器４４から出力
されるときは、図６に示すように、2.69ＭＨｚに周波数
変換されることを一例として説明する。すなわち、この
ときの第３局部発振器４２の局部発振信号ＬＯ３の周波
数は、46.69 ＭＨｚ＋2.69ＭＨｚである。この混合器４
４の出力から第１低域通過フィルタＬＰＦ１ ４６を通
じて２次高調波成分（映像周波数成分）が除去され、第
１低域通過フィルタＬＰＦ１ ４６の出力信号は、Ａ／
Ｄ変換器４８を通じてディジタル信号に変換して搬送波
復旧装置５０に印加される。この第３局部発振器４２及
び混合器４４は、Ａ／Ｄ変換器４８で信号をディジタル
処理可能になるようにするために、信号の周波数帯域幅
を低い周波数帯域に変換する。
【００２３】本発明に従う搬送波復旧装置５０は、図２
に示したように第１位相分離器５４，低域通過フィルタ
ＬＰＦ及び第２位相分離器５６，ＮＣＯ５８，混合器６
０及び６２，周波数誤差速応検出部６４，周波数誤差精
密検出部６６，ロック検出器７０，マルチプレクサー７
２，混合器７４，ＡＰＣ ＬＰＦ７６及びＶＣＯ７８か
らなる。
に示したように第１位相分離器５４，低域通過フィルタ
ＬＰＦ及び第２位相分離器５６，ＮＣＯ５８，混合器６
０及び６２，周波数誤差速応検出部６４，周波数誤差精
密検出部６６，ロック検出器７０，マルチプレクサー７
２，混合器７４，ＡＰＣ ＬＰＦ７６及びＶＣＯ７８か
らなる。
【００２４】このＡ／Ｄ変換器４８で変換されたディジ
タル信号は、第１位相分離器５４にわたって複素信号Ｉ
1 及びＱ1 に分離され、この複素信号Ｉ1 及びＱ1 は、
混合器６０で固定されたＮＣＯ５８の発振周波数の複素
信号Ｉ0 及びＱ0 と乗じられて基底帯域に周波数変換さ
れる。このとき、この第１位相分離器５４は、ヒルベル
ト（Ｈｉｌｄｅｒｔ）変換を遂行してこの複素信号Ｉ1
及びＱ1 を出力する。
タル信号は、第１位相分離器５４にわたって複素信号Ｉ
1 及びＱ1 に分離され、この複素信号Ｉ1 及びＱ1 は、
混合器６０で固定されたＮＣＯ５８の発振周波数の複素
信号Ｉ0 及びＱ0 と乗じられて基底帯域に周波数変換さ
れる。このとき、この第１位相分離器５４は、ヒルベル
ト（Ｈｉｌｄｅｒｔ）変換を遂行してこの複素信号Ｉ1
及びＱ1 を出力する。
【００２５】また、このＡ／Ｄ変換器４８で変換された
ディジタル信号は、低域通過フィルタＬＰＦ及び第２位
相分離器５６にわたって複素信号Ｉ2 ，及びＱ2 に分離
され、この複素信号Ｉ2 及びＱ2 は、混合器６０で固定
されたＮＣＯ５８の発振周波数の複素信号Ｉ0 及びＱ0
と乗じられて基底帯域に周波数変換される。このＮＣＯ
５８の固定された発振周波数は、Ａ／Ｄ変換器４８の入
力信号のパイロット周波数を基底帯域に変換させるため
の周波数値であって、本実施例では2.69ＭＨｚである。
このＮＣＯ５８から提供される発振周波数2.69ＭＨｚの
複素信号成分中、Ｉ0 は実数側信号、Ｑ0 は虚数側信号
である。
ディジタル信号は、低域通過フィルタＬＰＦ及び第２位
相分離器５６にわたって複素信号Ｉ2 ，及びＱ2 に分離
され、この複素信号Ｉ2 及びＱ2 は、混合器６０で固定
されたＮＣＯ５８の発振周波数の複素信号Ｉ0 及びＱ0
と乗じられて基底帯域に周波数変換される。このＮＣＯ
５８の固定された発振周波数は、Ａ／Ｄ変換器４８の入
力信号のパイロット周波数を基底帯域に変換させるため
の周波数値であって、本実施例では2.69ＭＨｚである。
このＮＣＯ５８から提供される発振周波数2.69ＭＨｚの
複素信号成分中、Ｉ0 は実数側信号、Ｑ0 は虚数側信号
である。
【００２６】この低域通過フィルタＬＰＦ及び第２位相
分離器５６での第２位相分離器はヒルベルト変換を遂行
し、低域通過フィルタＬＰＦは所定低域の信号を通過さ
せる。このとき、この低域通過フィルタの遅延素子のタ
ップ長さは、上方信号経路の第１位相分離器５４で遅延
する時間だけ設定することが望ましい。それは、混合器
６０及び６２で乗じられる二つの信号が同一な時点上に
存在するようにするためである。この低域通過フィルタ
ＬＰＦの本発明に従う一例であって、濾波帯域幅を図６
に示すように０〜3.29ＭＨｚとしている。この濾波帯域
幅は、要求される周波数プルイン領域に従って可変する
ように決定され得る。
分離器５６での第２位相分離器はヒルベルト変換を遂行
し、低域通過フィルタＬＰＦは所定低域の信号を通過さ
せる。このとき、この低域通過フィルタの遅延素子のタ
ップ長さは、上方信号経路の第１位相分離器５４で遅延
する時間だけ設定することが望ましい。それは、混合器
６０及び６２で乗じられる二つの信号が同一な時点上に
存在するようにするためである。この低域通過フィルタ
ＬＰＦの本発明に従う一例であって、濾波帯域幅を図６
に示すように０〜3.29ＭＨｚとしている。この濾波帯域
幅は、要求される周波数プルイン領域に従って可変する
ように決定され得る。
【００２７】低域通過フィルタＬＰＦ及び第２位相分離
器５６から出力される複素信号Ｉ2及びＱ2 は、混合器
６２で固定されたＮＣＯ５８の複素信号Ｉ0 及びＱ0 と
乗じられて基底帯域に周波数変換される。このとき、混
合器６２で正の周波数側波帯に生成される基底帯域周波
数に変換される。もしも、搬送波同調が図３に示したよ
うに理想的な場合、この混合器６２から出力される信号
の周波数帯域（周波数プルイン領域）は、図６に示すよ
うに2.69〜3.29ＭＨｚである。このときのパイロット信
号は2.69ＭＨｚであり、この周波数プルイン領域のエッ
ジに位置している。
器５６から出力される複素信号Ｉ2及びＱ2 は、混合器
６２で固定されたＮＣＯ５８の複素信号Ｉ0 及びＱ0 と
乗じられて基底帯域に周波数変換される。このとき、混
合器６２で正の周波数側波帯に生成される基底帯域周波
数に変換される。もしも、搬送波同調が図３に示したよ
うに理想的な場合、この混合器６２から出力される信号
の周波数帯域（周波数プルイン領域）は、図６に示すよ
うに2.69〜3.29ＭＨｚである。このときのパイロット信
号は2.69ＭＨｚであり、この周波数プルイン領域のエッ
ジに位置している。
【００２８】この混合器６２から出力される複素信号Ｉ
3 及びＱ3 中、同位相成分信号Ｉ3は、周波数誤差速応
検出部６４及び周波数誤差精密検出部６６に同時に印加
される。この周波数誤差速応検出部６４は、微分器８０
と第１リミッター８２とから構成される。この微分器８
０では、混合器６２から出力される同位相成分信号Ｉ3
を微分し、第１リミッター８２では、微分器８０から微
分された信号をリミッティングして＋１または−１とし
て出力する。微分器８０は、周波数オフセットが大きい
場合優れた性能を示すので、この場合は、搬送波復旧装
置５０の速い収束を保障する。従って、周波数誤差が大
きい場合（同位相成分信号Ｉ3 は、周波数誤差が大きい
ほど高周波数の方に位置する）。第１リミッター８２は
＋１及び−１を反復して出力する。
3 及びＱ3 中、同位相成分信号Ｉ3は、周波数誤差速応
検出部６４及び周波数誤差精密検出部６６に同時に印加
される。この周波数誤差速応検出部６４は、微分器８０
と第１リミッター８２とから構成される。この微分器８
０では、混合器６２から出力される同位相成分信号Ｉ3
を微分し、第１リミッター８２では、微分器８０から微
分された信号をリミッティングして＋１または−１とし
て出力する。微分器８０は、周波数オフセットが大きい
場合優れた性能を示すので、この場合は、搬送波復旧装
置５０の速い収束を保障する。従って、周波数誤差が大
きい場合（同位相成分信号Ｉ3 は、周波数誤差が大きい
ほど高周波数の方に位置する）。第１リミッター８２は
＋１及び−１を反復して出力する。
【００２９】周波数誤差精密検出部６６は、ＡＦＣ Ｌ
ＰＦ８４と第２リミッター８６とからなる。このＡＦＣ
ＬＰＦ８４では、混合器６２から出力される同位相成
分信号Ｉ3 を低域濾波（積分）し、第２リミッター８６
では、ＡＦＣ ＬＰＦ８４で低域濾波された信号をリミ
ッティングして＋１または−１として出力する。このＡ
ＦＣ ＬＰＦ８４は、周波数オフセットが少ない場合優
れた性能（誤動作を発生する雑音成分を除去する。）を
示すので、この場合は、搬送波復旧装置５０の精密な収
束を保障する。従って、周波数誤差が少ない場合（同位
相成分信号Ｉ3は、周波数誤差が少ないほど低周波数の
方に位置する）。第２リミッター８６は、＋１及び−１
を反復して出力する。
ＰＦ８４と第２リミッター８６とからなる。このＡＦＣ
ＬＰＦ８４では、混合器６２から出力される同位相成
分信号Ｉ3 を低域濾波（積分）し、第２リミッター８６
では、ＡＦＣ ＬＰＦ８４で低域濾波された信号をリミ
ッティングして＋１または−１として出力する。このＡ
ＦＣ ＬＰＦ８４は、周波数オフセットが少ない場合優
れた性能（誤動作を発生する雑音成分を除去する。）を
示すので、この場合は、搬送波復旧装置５０の精密な収
束を保障する。従って、周波数誤差が少ない場合（同位
相成分信号Ｉ3は、周波数誤差が少ないほど低周波数の
方に位置する）。第２リミッター８６は、＋１及び−１
を反復して出力する。
【００３０】第１リミッター８２の出力は、マルチプレ
クサー７２の入力端１に印加される。第２リミッター８
６の出力は、このマルチプレクサー７２の入力端０に印
加され、ロック検出器７０にも印加される。ロック検出
器７０は、この第２リミッター８６の出力が＋１から−
１に（または−１から＋１に）遷移する周期を検査して
このマルチプレクサー７２の入力端を選択する。もし
も、遷移する周期が予め設定された臨界周期より小さけ
れば（すなわち周波数誤差が大きければ）、ロック検出
器７０はマルチプレクサー７２の入力端１を選択する。
しかし、もしも周波数誤差がだんだん減少し、第２リミ
ッター８６の出力が＋１から−１への遷移周期が長くな
って結局予め設定された臨界周期より大きくなれば、ロ
ック検出器７０は、マルチプレクサー７２が入力端０を
選択するようにする。この入力端０の選択は、混合器６
０の出力信号Ｉ4 が周波数ロックされていくことを意味
する。
クサー７２の入力端１に印加される。第２リミッター８
６の出力は、このマルチプレクサー７２の入力端０に印
加され、ロック検出器７０にも印加される。ロック検出
器７０は、この第２リミッター８６の出力が＋１から−
１に（または−１から＋１に）遷移する周期を検査して
このマルチプレクサー７２の入力端を選択する。もし
も、遷移する周期が予め設定された臨界周期より小さけ
れば（すなわち周波数誤差が大きければ）、ロック検出
器７０はマルチプレクサー７２の入力端１を選択する。
しかし、もしも周波数誤差がだんだん減少し、第２リミ
ッター８６の出力が＋１から−１への遷移周期が長くな
って結局予め設定された臨界周期より大きくなれば、ロ
ック検出器７０は、マルチプレクサー７２が入力端０を
選択するようにする。この入力端０の選択は、混合器６
０の出力信号Ｉ4 が周波数ロックされていくことを意味
する。
【００３１】従って、マルチプレクサー７２は周波数誤
差が大きければ入力端１を、周波数誤差がだんだん少な
ければ入力端０を選択する。結局、マルチプレクサー７
２の出力値は周波数誤差の検出程度に従って異なる。も
しも、周波数誤差がなかったりあるいはすべて除去され
れば、マルチプレクサー７２の出力は１または−１とし
て固定される。マルチプレクサー７２の出力値は、混合
器７４及び低域通過フィルタＬＰＦ２ ８８に印加され
る。
差が大きければ入力端１を、周波数誤差がだんだん少な
ければ入力端０を選択する。結局、マルチプレクサー７
２の出力値は周波数誤差の検出程度に従って異なる。も
しも、周波数誤差がなかったりあるいはすべて除去され
れば、マルチプレクサー７２の出力は１または−１とし
て固定される。マルチプレクサー７２の出力値は、混合
器７４及び低域通過フィルタＬＰＦ２ ８８に印加され
る。
【００３２】この混合器７４は、混合器６２の出力であ
るＱ3 信号とこのマルチプレクサー７２の出力値を混合
して出力する。この混合器６２から出力されるＱ3 信号
は位相誤差を示す値として、この位相誤差は、周波数誤
差の補正が行なわれてから遂行される。従って、周波数
誤差がある場合このＱ3 信号は何の意味がない。まず、
このマルチプレクサー７２の出力値、すなわち周波数誤
差の検出程度が大きいと仮定する。混合器６２の出力信
号Ｑ3 とマルチプレクサー７２の出力とは混合器７４で
混合され、その後、ＡＰＣ ＬＰＦ７６にわたってＶＣ
Ｏ７８に印加される。
るＱ3 信号とこのマルチプレクサー７２の出力値を混合
して出力する。この混合器６２から出力されるＱ3 信号
は位相誤差を示す値として、この位相誤差は、周波数誤
差の補正が行なわれてから遂行される。従って、周波数
誤差がある場合このＱ3 信号は何の意味がない。まず、
このマルチプレクサー７２の出力値、すなわち周波数誤
差の検出程度が大きいと仮定する。混合器６２の出力信
号Ｑ3 とマルチプレクサー７２の出力とは混合器７４で
混合され、その後、ＡＰＣ ＬＰＦ７６にわたってＶＣ
Ｏ７８に印加される。
【００３３】従って、このＶＣＯ７８は、パイロット信
号の周波数と復調した信号の周波数とを一致させるよう
に制御するだけではなく、搬送波同調周波数がシフトす
るように制御する。すなわち、シフトした搬送波同調周
波数の場合、図５に示すように46.39 ＭＨｚになる（正
常的な搬送波同調の場合、図３に示すように46.69 ＭＨ
ｚになる）。
号の周波数と復調した信号の周波数とを一致させるよう
に制御するだけではなく、搬送波同調周波数がシフトす
るように制御する。すなわち、シフトした搬送波同調周
波数の場合、図５に示すように46.39 ＭＨｚになる（正
常的な搬送波同調の場合、図３に示すように46.69 ＭＨ
ｚになる）。
【００３４】このＶＣＯ７８で制御された値は、二重変
換チューナ２に局部発振信号ＬＯ２として提供される。
この局部発振信号ＬＯ２は、図３及び図５に示すような
実施例である場合、周波数が一致するようにする周波数
調整値に0.3 ＭＨｚを加えた値になる。従って、二重変
換チューナ２は、局部発振信号ＬＯ２により周波数を変
換して同調を遂行する。
換チューナ２に局部発振信号ＬＯ２として提供される。
この局部発振信号ＬＯ２は、図３及び図５に示すような
実施例である場合、周波数が一致するようにする周波数
調整値に0.3 ＭＨｚを加えた値になる。従って、二重変
換チューナ２は、局部発振信号ＬＯ２により周波数を変
換して同調を遂行する。
【００３５】図７において、局部発振信号ＬＯ２は、Ｉ
Ｆ信号の周波数のずれただけの反対方向（またはそれ以
上）にずれるように同調する周波数値によりシフトする
ことにより、パイロット信号が周波数プルイン領域の中
央にあることが分る。このような動作を反復して搬送波
復旧装置５０は、周波数誤差の補正を続いて遂行する。
Ｆ信号の周波数のずれただけの反対方向（またはそれ以
上）にずれるように同調する周波数値によりシフトする
ことにより、パイロット信号が周波数プルイン領域の中
央にあることが分る。このような動作を反復して搬送波
復旧装置５０は、周波数誤差の補正を続いて遂行する。
【００３６】次に、パイロット信号の周波数と復調した
信号の周波数とが一致すれば、搬送波復旧装置５０内の
マルチプレクサー７２の出力は１または−１として固定
される。このときは、混合器６２の出力のみが混合器７
４で作用を行うので、搬送波復旧装置５０が、一つのＰ
ＬＬとしての役割を行う。そこで、混合器７４の出力
は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６を通過して残留位相誤差を除去
する方向にＶＣＯ７８を制御する。そうすれば、ＶＣＯ
７８は、それに対応する値で二重変換チューナ２に局部
発振信号ＬＯ２を提供する。
信号の周波数とが一致すれば、搬送波復旧装置５０内の
マルチプレクサー７２の出力は１または−１として固定
される。このときは、混合器６２の出力のみが混合器７
４で作用を行うので、搬送波復旧装置５０が、一つのＰ
ＬＬとしての役割を行う。そこで、混合器７４の出力
は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６を通過して残留位相誤差を除去
する方向にＶＣＯ７８を制御する。そうすれば、ＶＣＯ
７８は、それに対応する値で二重変換チューナ２に局部
発振信号ＬＯ２を提供する。
【００３７】搬送波復旧装置５０が搬送波復旧を完了す
れば、マルチプレクサー７２の出力が＋１または−１へ
の維持が理想的である。しかしながら、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）の特性が悪い場合、すなわち、雑音の多い
信号の場合は、マルチプレクサー７２の出力が反転する
ようになる。この場合も、ロックを維持するためにマル
チプレクサー７２の出力から出力される信号は、第２低
域通過フィルタＬＰＦ２ ８８で低域濾波され、第３リ
ミッター９０でリミッティングされる。その後乗算器６
８に印加される。もしも、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の
特性が常によい場合は、この第２低域通過フィルタＬＰ
Ｆ２ ８８及び第３リミッター９０がなくてもよい。
れば、マルチプレクサー７２の出力が＋１または−１へ
の維持が理想的である。しかしながら、信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ比）の特性が悪い場合、すなわち、雑音の多い
信号の場合は、マルチプレクサー７２の出力が反転する
ようになる。この場合も、ロックを維持するためにマル
チプレクサー７２の出力から出力される信号は、第２低
域通過フィルタＬＰＦ２ ８８で低域濾波され、第３リ
ミッター９０でリミッティングされる。その後乗算器６
８に印加される。もしも、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）の
特性が常によい場合は、この第２低域通過フィルタＬＰ
Ｆ２ ８８及び第３リミッター９０がなくてもよい。
【００３８】この乗算器６８は、混合器６０を通過した
同位相信号Ｉ4 とこの第３リミッター９０から出力され
る信号を乗じて出力する。周波数が完全にパイロット信
号にロッキングされるとき、この第３リミッター９０の
出力は、位相がシフトしない場合は＋１，位相が１８０
°シフトした場合は−１である。そこで、この乗算器６
８は、位相が１８０°シフトした場合、同位相信号Ｉ4
の位相を再び１８０°移相するようにする。この乗算器
６８の出力は、受信機の次の信号処理部に伝達される。
同位相信号Ｉ4 とこの第３リミッター９０から出力され
る信号を乗じて出力する。周波数が完全にパイロット信
号にロッキングされるとき、この第３リミッター９０の
出力は、位相がシフトしない場合は＋１，位相が１８０
°シフトした場合は−１である。そこで、この乗算器６
８は、位相が１８０°シフトした場合、同位相信号Ｉ4
の位相を再び１８０°移相するようにする。この乗算器
６８の出力は、受信機の次の信号処理部に伝達される。
【００３９】このように本発明では、初期に二重変換チ
ューナ２の周波数のずれている程度と低域通過フィルタ
及び第２位相分離器５６の伝達特性を調整すれば、周波
数プルイン領域が決定できる。図８乃至図１０において
は、本発明の搬送波復旧装置５０の多様な実施例を示し
ている。
ューナ２の周波数のずれている程度と低域通過フィルタ
及び第２位相分離器５６の伝達特性を調整すれば、周波
数プルイン領域が決定できる。図８乃至図１０において
は、本発明の搬送波復旧装置５０の多様な実施例を示し
ている。
【００４０】図８に示す実施例では、図２に示した周波
数誤差速応検出部６４（すなわち、微分器８０，第１リ
ミッター８２），ロック検出器７０及びマルチプレクサ
ー７２を省略している。図８に示す実施例は、図２に示
した実施例より搬送波の復旧時間が少し長くなる短所が
あるが、簡単なロジック構成が可能であるという長所が
ある。
数誤差速応検出部６４（すなわち、微分器８０，第１リ
ミッター８２），ロック検出器７０及びマルチプレクサ
ー７２を省略している。図８に示す実施例は、図２に示
した実施例より搬送波の復旧時間が少し長くなる短所が
あるが、簡単なロジック構成が可能であるという長所が
ある。
【００４１】図９に示す実施例では、第２局部発振信号
ＬＯ２を発生する第２次局部発振器９２の使用を特徴と
する。このとき、第２次局部発振器９２の周波数は、初
期に二重変換チューナ２の周波数のずれているだけの反
対方向にシフトするように設定される。すなわち、初期
に二重変換チューナ２の周波数のずれが問題になる場合
は、図４のようになるときであるので、第２局部発振信
号ＬＯ２を反対方向にずれるように設定することは十分
に予想できる。そして、図９に示す実施例では、搬送波
復旧装置５０内のＮＣＯ５８は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６の
出力値に応じて発振周波数値が可変することを特徴とす
る。このとき、搬送波復旧装置５０は、図８に示した実
施例のように実現される。図９に示すような実施例で
は、搬送波復旧装置５０の全体がディジタル化できるの
で、一つのＩＣで製作するのに有利な構造を有する。
ＬＯ２を発生する第２次局部発振器９２の使用を特徴と
する。このとき、第２次局部発振器９２の周波数は、初
期に二重変換チューナ２の周波数のずれているだけの反
対方向にシフトするように設定される。すなわち、初期
に二重変換チューナ２の周波数のずれが問題になる場合
は、図４のようになるときであるので、第２局部発振信
号ＬＯ２を反対方向にずれるように設定することは十分
に予想できる。そして、図９に示す実施例では、搬送波
復旧装置５０内のＮＣＯ５８は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６の
出力値に応じて発振周波数値が可変することを特徴とす
る。このとき、搬送波復旧装置５０は、図８に示した実
施例のように実現される。図９に示すような実施例で
は、搬送波復旧装置５０の全体がディジタル化できるの
で、一つのＩＣで製作するのに有利な構造を有する。
【００４２】図１０に示す実施例では、図９に示した実
施例と同様に、第２局部発振信号ＬＯ２を発生する第２
次局部発振器９２を固定発振器として使用することを特
徴とする。そして、搬送波復旧装置５０内のＮＣＯ５８
は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６の出力値に応じて発振周波数値
が可変することを特徴とする。このとき、搬送波復旧装
置５０は、図２に示した実施例のように実現される。従
って、図１０に示すような実施例では、搬送波復旧装置
５０の全体をディジタル化できるので、一つのＩＣで製
作するのに有利な構造を有するだけでなく、搬送波の復
旧時間も短くなる長所がある。
施例と同様に、第２局部発振信号ＬＯ２を発生する第２
次局部発振器９２を固定発振器として使用することを特
徴とする。そして、搬送波復旧装置５０内のＮＣＯ５８
は、ＡＰＣ ＬＰＦ７６の出力値に応じて発振周波数値
が可変することを特徴とする。このとき、搬送波復旧装
置５０は、図２に示した実施例のように実現される。従
って、図１０に示すような実施例では、搬送波復旧装置
５０の全体をディジタル化できるので、一つのＩＣで製
作するのに有利な構造を有するだけでなく、搬送波の復
旧時間も短くなる長所がある。
【００４３】更に、本発明は、このような実施例にのみ
限定されることではなく、本発明の旨を外れない限り多
様な変形が可能である。
限定されることではなく、本発明の旨を外れない限り多
様な変形が可能である。
【００４４】
【発明の効果】以上述べてきたように、本発明は、搬送
波同調がシフトする場合に備え、パイロット信号がＳＡ
Ｗフィルタ帯域幅の基底帯域に応じた帯域幅と低域通過
フィルタの帯域幅内に十分に存在できるように、予め所
定の周波数だけ反対方向に周波数をシフトすることによ
り周波数変換を遂行するので、搬送波信号の周波数帯域
のみ正確に通過させ得るという長所がある。
波同調がシフトする場合に備え、パイロット信号がＳＡ
Ｗフィルタ帯域幅の基底帯域に応じた帯域幅と低域通過
フィルタの帯域幅内に十分に存在できるように、予め所
定の周波数だけ反対方向に周波数をシフトすることによ
り周波数変換を遂行するので、搬送波信号の周波数帯域
のみ正確に通過させ得るという長所がある。
【図１】米国の８−レベルＶＳＢ ＨＤＴＶ受信機の同
調部、ＩＦ部、及び搬送波復旧装置（すなわち、ＦＰＬ
Ｌ）を示す図である。
調部、ＩＦ部、及び搬送波復旧装置（すなわち、ＦＰＬ
Ｌ）を示す図である。
【図２】本発明に従う受信機の同調部、ＩＦ部、及び搬
送波復旧装置（すなわちＦＰＬＬ）を示す図である。
送波復旧装置（すなわちＦＰＬＬ）を示す図である。
【図３】搬送波同調が正常的な場合、ＳＡＷフィルタ帯
域幅内に存在するＩＦ信号のパイロット信号を示す周波
数スペクトル図である。
域幅内に存在するＩＦ信号のパイロット信号を示す周波
数スペクトル図である。
【図４】搬送波同調がシフトする場合、ＳＡＷフィルタ
帯域幅の終端部に存在するＩＦ信号のパイロット信号を
示す周波数スペクトル図である。
帯域幅の終端部に存在するＩＦ信号のパイロット信号を
示す周波数スペクトル図である。
【図５】搬送波同調がシフトする場合に備えて搬送波同
調の補償を遂行することにより、パイロット信号がＳＡ
Ｗフィルタ帯域幅に十分に存在していることを示す図で
ある。
調の補償を遂行することにより、パイロット信号がＳＡ
Ｗフィルタ帯域幅に十分に存在していることを示す図で
ある。
【図６】図３のように正常的である場合、ＳＡＷフィル
タ帯域幅及び低域通過フィルタ帯域幅により搬送波復旧
装置がパイロット信号が検出できる余裕区間を示す周波
数スペクトル図である。
タ帯域幅及び低域通過フィルタ帯域幅により搬送波復旧
装置がパイロット信号が検出できる余裕区間を示す周波
数スペクトル図である。
【図７】図５のように補償することにより、搬送波復旧
装置がパイロット信号が検出できる余裕区間を十分に確
保していることを示す周波数スペクトル図である。
装置がパイロット信号が検出できる余裕区間を十分に確
保していることを示す周波数スペクトル図である。
【図８】本発明の搬送波復旧装置の多様な一例を示す図
である。
である。
【図９】本発明の搬送波復旧装置の他の実施例を示す図
である。
である。
【図１０】本発明の搬送波復旧装置の更に他の実施例を
示す図である。
示す図である。
２ 二重変換チューナ ４ ＳＡＷフィルタ ４８ Ａ／Ｄ変換器 ５０ 搬送波復旧装置 ６４ 周波数誤差速応検出部 ６６ 周波数誤差精密検出部
Claims (14)
- 【請求項１】 パイロット信号を伝送する通信方式を使
用する受信システムにおいて、 このパイロット信号を含んでいる無線信号を受信し、使
用者のチャネル選択に対応する第１同調周波数にこの無
線信号を同調して中間周波信号として出力する同調手段
と、 この中間周波信号をこのパイロット信号が通過できる特
定周波数帯域幅で濾波する濾波手段と、 この濾波手段の出力をディジタル信号処理可能な周波数
帯域に周波数変換する第１周波数変換手段と、 この第１周波数変換手段の出力をディジタル信号に変換
する信号変換手段と、 このディジタル信号を位相分離して第１Ｉ信号及び第１
Ｑ信号として出力する第１位相分離手段と、 このディジタル信号を低域通過濾波及び位相分離して第
２Ｉ信号及び第２Ｑ信号として出力する低域通過濾波及
び第２位相分離手段と、 この第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号を固定された局部発振周
波数と混合して基底帯域の第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号と
して出力する第２周波数変換手段と、 この第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号を固定された局部発振周
波数と混合して基底帯域の第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号と
して出力する第３周波数変換手段と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出し、この基底帯域の第２Ｑ信号から位相
誤差を検出してこの誤差を補正する誤差補正値を作り、
この誤差補正値にこの第１同調周波数の初期シフト状況
に備えた予備補正周波数値を加えた第２同調周波数をこ
の同調手段に提供し、この同調手段がこの第１同調周波
数を補正するように制御する同調補正手段と、から構成
されることを特徴とするディジタル搬送波復旧装置。 - 【請求項２】 この同調補正手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により大
きな範囲の周波数誤差を検出して周波数誤差の速い補正
を行なわせる第１誤差検出値を出力する周波数誤差速応
検出手段と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により小
さい範囲の周波数誤差を検出して周波数誤差の精密な補
正を行なわせる第２誤差検出値を出力する周波数誤差精
密検出手段と、 予め設定された周波数誤差臨界値を有し、この第２誤差
検出値がこの臨界値より更に大きいことに応答して第１
選択制御信号を出力し、この臨界値より小さいことに応
答して第２選択制御信号を出力する誤差検出選択制御手
段と、 この第１選択制御信号に応答してこの第１誤差検出値を
選択し、この第２選択制御信号に応答してこの第２誤差
検出値を選択する誤差検出選択手段と、 この誤差検出選択手段から選択された第１誤差検出値ま
たは第２誤差検出値とこの基底帯域の第２Ｑ信号とを混
合して周波数誤差及び位相誤差検出値を出力する混合手
段と、 この周波数誤差及び位相誤差検出値から誤差補正値を生
成し、この第１同調周波数の初期シフト状況に備えた予
備補正周波数値をこの誤差補正値に加えてこの第２同調
周波数を出力する第２同調周波数発生手段と、 周波数誤差及び位相誤差がないとき、基底帯域の第２周
波数変換手段から出力される第１Ｉ信号の位相状態をこ
の誤差検出選択手段の出力値により補正する位相状態補
正手段と、から構成されることを特徴とする請求項１に
記載のディジタル搬送波復旧装置。 - 【請求項３】 この周波数誤差速応検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を微分して出力する微分器
と、 この微分器の出力をリミッティングして出力するリミッ
ターと、から構成される請求項２に記載のディジタル搬
送波復旧装置。 - 【請求項４】 この周波数誤差精密検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を低域濾波して出力する低域
通過フィルタと、 この低域通過フィルタの出力をリミッティングして出力
するリミッターと、からなる請求項２に記載のディジタ
ル搬送波復旧装置。 - 【請求項５】 この同調補正手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出して誤差検出値を出力する周波数誤差検
出手段と、 この誤差検出値とこの基底帯域の第２Ｑ信号を混合して
周波数誤差及び位相誤差検出値を出力する混合手段と、 この周波数誤差及び位相誤差検出値から誤差補正値を生
成し、この第１同調周波数の初期シフト状況に備えた予
備補正周波数値をこの誤差補正値に加えてこの第２同調
周波数を出力する第２同調周波数発生手段と、 周波数誤差及び位相誤差がないとき、基底帯域の第２周
波数変換手段から出力される第１Ｉ信号の位相状態を誤
差検出値により補正する位相状態補正手段と、から構成
されることを特徴とする請求項１に記載のディジタル搬
送波復旧装置。 - 【請求項６】 この周波数誤差検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を低域濾波して出力する低域
通過フィルタと、 この低域通過フィルタの出力をリミッティングして出力
するリミッターと、からなる請求項５に記載のディジタ
ル搬送波復旧装置。 - 【請求項７】 パイロット信号を伝送する通信方式を使
用する受信システムにおいて、 このパイロット信号を含んでいる無線信号を受信し、使
用者のチャネル選択に対応する第１同調周波数とこの第
１同調周波数初期シフト状況に備えた予備補正周波数と
を加え、第２同調周波数にこの無線信号を同調して中間
周波信号として出力する同調手段と、 この中間周波信号をこのパイロット信号が通過できる特
定な周波数帯域幅に濾波する濾波手段と、 この濾波手段の出力をディジタル信号処理可能な周波数
帯域に周波数変換する第１周波数変換手段と、 この第１周波数変換手段の出力をディジタル信号に変換
する信号変換手段と、 このディジタル信号を位相分離して第１Ｉ信号及び第１
Ｑ信号として出力する第１位相分離手段と、 このディジタル信号を低域通過濾波及び位相分離して第
２Ｉ信号及び第２Ｑ信号として出力する低域通過濾波及
び第２位相分離手段と、 この第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号を局部発振周波数と混合
して基底帯域の第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号として出力す
る第２周波数変換手段と、 この第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号をこの局部発振周波数と
混合して基底帯域の第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号として出
力する第３周波数変換手段と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出し、この基底帯域の第２Ｑ信号から位相
誤差を検出してこの誤差を補正する誤差補正値を作って
この局部発振周波数を補正する同調補正手段と、からな
ることを特徴とするディジタル搬送波復旧装置。 - 【請求項８】 この同調補正手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により大
きい範囲の周波数誤差を検出して周波数誤差の速い補正
を行なわせる第１誤差検出値を出力する周波数誤差速応
検出手段と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により小
さい範囲の周波数誤差を検出して周波数誤差の精密な補
正を行なわせる第２誤差検出値を出力する周波数誤差精
密検出手段と、 予め設定された周波数誤差の臨界値を有し、この第２誤
差検出値がこの臨界値より更に大きいことに応答して第
１選択制御信号を出力し、この臨界値より小さいことに
応答して第２選択制御信号を出力する誤差検出選択制御
手段と、 この第１選択制御信号に応答してこの第１誤差検出値を
選択し、この第２選択制御信号に応答してこの第２誤差
検出値を選択する誤差検出選択手段と、 この誤差検出選択手段から選択された第１誤差検出値ま
たは第２誤差検出値とこの基底帯域の第２Ｑ信号とを混
合して周波数誤差及び位相誤差検出値をこの局部発振周
波数として提供する混合手段と、 周波数誤差及び位相誤差がないとき、基底帯域の第２周
波数変換手段から出力される第１Ｉ信号の位相状態をこ
の誤差検出選択手段の出力値により補正する位相状態補
正手段と、からなる請求項７に記載のディジタル搬送波
復旧装置。 - 【請求項９】 この周波数誤差速応検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を微分して出力する微分器
と、 この微分器の出力をリミッティングして出力するリミッ
ターと、からなる請求項８に記載のディジタル搬送波復
旧装置。 - 【請求項１０】 この周波数誤差精密検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を低域濾波して出力する低域
通過フィルタと、 この低域通過フィルタの出力をリミッティングして出力
するリミッターと、からなる請求項８に記載のディジタ
ル搬送波復旧装置。 - 【請求項１１】 この同調補正手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出して誤差検出値を出力する周波数誤差検
出手段と、 この誤差検出値とこの基底帯域の第２Ｑ信号とを混合し
て周波数誤差及び位相誤差検出値をこの局部発振信号と
して提供する混合手段と、 周波数誤差及び位相誤差がないとき、基底帯域の第２周
波数変換手段から出力される第１Ｉ信号の位相状態を誤
差検出値により補正する位相状態補正手段と、からなる
ことを特徴とする請求項７に記載のディジタル搬送波復
旧装置。 - 【請求項１２】 この周波数誤差検出手段は、 この基底帯域の第２Ｉ信号を低域濾波して出力する低域
通過フィルタと、 この低域通過フィルタの出力をリミッティングして出力
するリミッターと、からなる請求項１１に記載のディジ
タル搬送波復旧装置。 - 【請求項１３】 パイロット信号を搬送波に伝送する通
信方式を使用するテレビジョン受信機で搬送波を復旧す
る方法において、 このパイロット信号を含む受信された無線信号を予め設
定された第１同調周波数により中間周波信号に同調する
第１同調過程と、 この中間周波信号をこのパイロット信号が通過できる特
定な周波数帯域でのみ濾波する濾波過程と、 この特定な周波数帯域濾波された信号をディジタル信号
処理可能な周波数帯域に第１周波数変換する第１周波数
変換過程と、 この第１周波数変換された出力をディジタル信号に変換
する信号変換過程と、 このディジタル信号を位相分離して第１Ｉ信号及び第１
Ｑ信号に出力し、このディジタル信号を低域通過濾波及
び位相分離して第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号として出力す
る低域通過濾波及び位相分離過程と、 この第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号を固定された局部発振周
波数と混合して基底帯域の第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号と
して出力し、この第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号をこの固定
された局部発振周波数と混合して基底帯域の第２Ｉ信号
及び第２Ｑ信号として出力する第２周波数変換過程と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出し、この基底帯域の第２Ｑ信号から位相
誤差を検出してこの誤差を補正する誤差補正値を作り、
この誤差補正値にこの第１同調周波数の初期シフト状況
に備えた予備補正周波数値を加え、この第１同調周波数
を補正するように制御する同調補正制御過程と、からな
ることを特徴とする搬送波復旧方法。 - 【請求項１４】 パイロット信号を搬送波に伝送する通
信方式を使用するテレビジョン受信機で搬送波を復旧す
る方法において、 このパイロット信号を含んでいる無線信号を受信し、使
用者のチャネル選択に対応する第１同調周波数とこの第
１同調周波数の初期シフト状況に備えた予備補正周波数
とを加え、第２同調周波数にこの無線信号を同調して中
間周波信号として出力する同調過程と、 この中間周波信号をこのパイロット信号が通過できる特
定な周波数帯域幅に濾波する濾波過程と、 この濾波過程で濾波された信号をディジタル信号処理可
能な周波数帯域に周波数変換する第１周波数変換過程
と、 この第１周波数変換過程で周波数変換された信号をディ
ジタル信号に変換する信号変換過程と、 このディジタル信号を位相分離して第１Ｉ信号及び第１
Ｑ信号として出力し、このディジタル信号を低域通過濾
波及び位相分離して第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号として出
力する低域通過濾波及び位相分離過程と、 この第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号を局部発振周波数と混合
して基底帯域の第１Ｉ信号及び第１Ｑ信号として出力
し、この第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号をこの局部発振周波
数と混合して基底帯域の第２Ｉ信号及び第２Ｑ信号とし
て出力する第２周波数変換過程と、 この基底帯域の第２Ｉ信号内のパイロット信号により周
波数誤差を検出し、この基底帯域の第２Ｑ信号から位相
誤差を検出してこの誤差を補正する誤差補正値を作って
この局部発振周波数を補正する同調補正過程と、からな
ることを特徴とする搬送波復旧方法。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR20772/1995 | 1995-07-14 | ||
| KR19950020772 | 1995-07-14 | ||
| KR43526/1995 | 1995-11-24 | ||
| KR1019950043526A KR0157531B1 (ko) | 1995-07-14 | 1995-11-24 | 텔레비젼신호 수신기에서 디지탈 반송파 복구 장치 및 방법 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09121315A JPH09121315A (ja) | 1997-05-06 |
| JP2971033B2 true JP2971033B2 (ja) | 1999-11-02 |
Family
ID=26631152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8172370A Expired - Lifetime JP2971033B2 (ja) | 1995-07-14 | 1996-07-02 | テレビジョン信号受信機におけるディジタル搬送波復旧装置及び方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5809088A (ja) |
| JP (1) | JP2971033B2 (ja) |
| KR (1) | KR0157531B1 (ja) |
| CN (1) | CN1106115C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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