JP2884880B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】直流を３以上の電位を有する交流
相電圧に変換する電力変換器の制御装置に係り、特に中
性点電圧の変動抑制に関する。
相電圧に変換する電力変換器の制御装置に係り、特に中
性点電圧の変動抑制に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調インバータにより誘導電動
機等の負荷を駆動する場合、インバータの交流出力電圧
に含まれる高調波成分は少ないことが望ましい。
機等の負荷を駆動する場合、インバータの交流出力電圧
に含まれる高調波成分は少ないことが望ましい。
【０００３】これを満足するインバータとして、３レベ
ルインバータと称するインバータが、特開昭56−74088
号公報等に提案されている。
ルインバータと称するインバータが、特開昭56−74088
号公報等に提案されている。
【０００４】また、３レベルインバータ特有の問題とし
て、直列接続された分圧コンデンサの直列接続点（以
下、中性点）の電圧が、中性点に入出する電流により、
変動する。この変動を抑制する技術が特開平2−261063
号公報に示されている。
て、直列接続された分圧コンデンサの直列接続点（以
下、中性点）の電圧が、中性点に入出する電流により、
変動する。この変動を抑制する技術が特開平2−261063
号公報に示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術に示され
た中性点電圧変動抑制技術は、フィードフォワード的に
中性点の電圧の変動を抑制する際、１次周波数と力率角
から零相電圧が無くなるような指令を瞬時レベルで演算
し、これを電圧指令に加えることにより中性点の電圧の
変動を抑制している。
た中性点電圧変動抑制技術は、フィードフォワード的に
中性点の電圧の変動を抑制する際、１次周波数と力率角
から零相電圧が無くなるような指令を瞬時レベルで演算
し、これを電圧指令に加えることにより中性点の電圧の
変動を抑制している。
【０００６】しかしながら、例えば、電気車駆動用誘導
電動機制御装置に適用しようとすると、マイクロプロセ
ッサは他の様々な演算をしなければならず、上記のよう
な複雑な演算を瞬時レベルで行なわせる余裕がない。
電動機制御装置に適用しようとすると、マイクロプロセ
ッサは他の様々な演算をしなければならず、上記のよう
な複雑な演算を瞬時レベルで行なわせる余裕がない。
【０００７】本願発明の目的は、簡単な構成で、しか
も、効果的に中性点電圧の変動を抑制する制御装置を提
供することにある。
も、効果的に中性点電圧の変動を抑制する制御装置を提
供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流電圧を
分圧する直列接続された複数のコンデンサと、これらコ
ンデンサから直流を給電し、正，中性，負の電位を有す
る３相の交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力
変換器が出力する交流の基本波の電圧指令を発生する変
調波発生手段とを備えた電力変換器の制御装置におい
て、前記変調波発生手段は、少なくとも前記基本波の所
定の周波数領域において、前記基本波の電圧指令に、前
記中性点電位の変動が抑制されるようにこの基本波に対
して所定の振幅及び位相を有する３次調波の電圧成分を
重畳する手段を有することにより達成される。
分圧する直列接続された複数のコンデンサと、これらコ
ンデンサから直流を給電し、正，中性，負の電位を有す
る３相の交流相電圧に変換する電力変換器と、この電力
変換器が出力する交流の基本波の電圧指令を発生する変
調波発生手段とを備えた電力変換器の制御装置におい
て、前記変調波発生手段は、少なくとも前記基本波の所
定の周波数領域において、前記基本波の電圧指令に、前
記中性点電位の変動が抑制されるようにこの基本波に対
して所定の振幅及び位相を有する３次調波の電圧成分を
重畳する手段を有することにより達成される。
【０００９】
【作用】中性点の電圧の交流的変動のうち、一番大きな
振幅は３次調波成分である。他の成分の振幅は他のリッ
プルと比較してあまり大きくないので無視しうる程度の
ものである。
振幅は３次調波成分である。他の成分の振幅は他のリッ
プルと比較してあまり大きくないので無視しうる程度の
ものである。
【００１０】そこで本発明においては、３次調波成分の
みを抑制の対象とすることにより、制御を簡略化するこ
とができる。
みを抑制の対象とすることにより、制御を簡略化するこ
とができる。
【００１１】また、３次調波成分は基本波の周波数（イ
ンバータ周波数）に応じて複雑に変化するものである
が、これを抑制する３次調波成分の導出に際し、基本波
の周波数によって変化しない値を用いているので、基本
波の周波数の変化に応じた複雑な演算をすることがな
い。
ンバータ周波数）に応じて複雑に変化するものである
が、これを抑制する３次調波成分の導出に際し、基本波
の周波数によって変化しない値を用いているので、基本
波の周波数の変化に応じた複雑な演算をすることがな
い。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路構成であ
る。
る。
【００１３】１は直流電源、２１と２２は直流電源１電
圧Ｅd を２つの直流電圧Ｅd ／２に分圧する直列接続さ
れた分圧コンデンサ、３は２つの直流電圧を３相交流電
圧に変換するパルス幅変調３レベルインバータ、４はイ
ンバータ３によって駆動される誘導電動機である。
圧Ｅd を２つの直流電圧Ｅd ／２に分圧する直列接続さ
れた分圧コンデンサ、３は２つの直流電圧を３相交流電
圧に変換するパルス幅変調３レベルインバータ、４はイ
ンバータ３によって駆動される誘導電動機である。
【００１４】インバータ３は、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の
３レベルスイッチングアームからなり、そのＵ相（Ｖ
相，Ｗ相）のスイッチングアームは自己消弧可能なスイ
ッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，パワートラ
ンジスタ等）Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ（Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１Ｗ
〜Ｇ４Ｗ），整流素子（フリーホイールダイオード）Ｄ
１Ｕ〜Ｄ４Ｕ（Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ）およ
び補助整流素子（クランプダイオード）Ｄ５Ｕ〜Ｄ６Ｕ
（Ｄ５Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ５Ｗ〜Ｄ６Ｗ）からなる。
３レベルスイッチングアームからなり、そのＵ相（Ｖ
相，Ｗ相）のスイッチングアームは自己消弧可能なスイ
ッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，パワートラ
ンジスタ等）Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ（Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１Ｗ
〜Ｇ４Ｗ），整流素子（フリーホイールダイオード）Ｄ
１Ｕ〜Ｄ４Ｕ（Ｄ１Ｖ〜Ｄ４Ｖ，Ｄ１Ｗ〜Ｄ４Ｗ）およ
び補助整流素子（クランプダイオード）Ｄ５Ｕ〜Ｄ６Ｕ
（Ｄ５Ｖ〜Ｄ６Ｖ，Ｄ５Ｗ〜Ｄ６Ｗ）からなる。
【００１５】各相の補助整流素子Ｄ５ＵとＤ６Ｕ，Ｄ５
ＶとＤ６ＶおよびＤ５ＷとＤ６Ｗの接続点はそれぞれ、
分圧コンデンサ２１と２２の直列接続点（以下、中性点
と称す）Ｎに接続され、各相のスイッチング素子Ｇ１Ｕ
〜Ｇ４Ｕ，Ｇ１Ｖ〜Ｇ４ＶおよびＧ１Ｗ〜Ｇ４Ｗの図２
のようなオン・オフ動作を、変調波発生手段６の出力に
より、変調手段５を介して行い、各相の出力端子Ｕ，Ｖ
およびＷと中性点Ｎの間にＥd／２，０，−Ｅd／２の３
レベルの電圧（相電圧）を出力する。
ＶとＤ６ＶおよびＤ５ＷとＤ６Ｗの接続点はそれぞれ、
分圧コンデンサ２１と２２の直列接続点（以下、中性点
と称す）Ｎに接続され、各相のスイッチング素子Ｇ１Ｕ
〜Ｇ４Ｕ，Ｇ１Ｖ〜Ｇ４ＶおよびＧ１Ｗ〜Ｇ４Ｗの図２
のようなオン・オフ動作を、変調波発生手段６の出力に
より、変調手段５を介して行い、各相の出力端子Ｕ，Ｖ
およびＷと中性点Ｎの間にＥd／２，０，−Ｅd／２の３
レベルの電圧（相電圧）を出力する。
【００１６】図１において、誘導電動機４の回転周波数
Ｆn を検出手段９で検出し、これにすべり周波数Ｆs を
加減算手段１０で力行時には加算し、回生時には減算す
る。これがインバータ３の出力周波数Ｆinv(＝Ｆn±
Ｆs）となる。
Ｆn を検出手段９で検出し、これにすべり周波数Ｆs を
加減算手段１０で力行時には加算し、回生時には減算す
る。これがインバータ３の出力周波数Ｆinv(＝Ｆn±
Ｆs）となる。
【００１７】変調波発生手段６では、基本波発生手段６
２は図３（Ａ）に示すＵ，Ｖ及びＷ相の正弦波信号を発
生する。
２は図３（Ａ）に示すＵ，Ｖ及びＷ相の正弦波信号を発
生する。
【００１８】また、変調手段５では加減算手段１０の出
力を受けて、搬送波発生手段５３は図３（Ｂ）の三角波
信号を発生する。なお、三角波信号の周波数を正弦波信
号の周波数より十分に高く設定する場合、三角波信号の
周波数はインバータ出力周波数Ｆinv に依存させず、一
定としても良い。比較手段５２は、例えば、図３(Ｂ)に
示すように、Ｕ相の正弦波信号を整流した信号と三角波
信号を比較して得られる信号と、図３（Ｃ）の正弦波の
極性判別信号とにより、図３（Ｄ）のようなＵ相のスイ
ッチング素子Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ用のゲート信号を出力する
（Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１
Ｗ〜Ｇ４Ｗ用のゲート信号も図示していないが、同様に
して出力する）。このような変調方式を一般にユニポー
ラ変調を言う。
力を受けて、搬送波発生手段５３は図３（Ｂ）の三角波
信号を発生する。なお、三角波信号の周波数を正弦波信
号の周波数より十分に高く設定する場合、三角波信号の
周波数はインバータ出力周波数Ｆinv に依存させず、一
定としても良い。比較手段５２は、例えば、図３(Ｂ)に
示すように、Ｕ相の正弦波信号を整流した信号と三角波
信号を比較して得られる信号と、図３（Ｃ）の正弦波の
極性判別信号とにより、図３（Ｄ）のようなＵ相のスイ
ッチング素子Ｇ１Ｕ〜Ｇ４Ｕ用のゲート信号を出力する
（Ｖ相，Ｗ相のスイッチング素子Ｇ１Ｖ〜Ｇ４Ｖ，Ｇ１
Ｗ〜Ｇ４Ｗ用のゲート信号も図示していないが、同様に
して出力する）。このような変調方式を一般にユニポー
ラ変調を言う。
【００１９】このときのインバータ３のＵ相の出力相電
圧（Ｕ−Ｎ間電圧）は図３（Ｅ）のように、３レベルの
電位（Ｅd／２，０，−Ｅd／２）を持つ波形となり、そ
の基本波成分の大きさは、図３（Ｂ）の正弦波の波高値
／三角波の波高値の比つまり変調率γを変えることによ
り制御する。
圧（Ｕ−Ｎ間電圧）は図３（Ｅ）のように、３レベルの
電位（Ｅd／２，０，−Ｅd／２）を持つ波形となり、そ
の基本波成分の大きさは、図３（Ｂ）の正弦波の波高値
／三角波の波高値の比つまり変調率γを変えることによ
り制御する。
【００２０】その変調率γ及びすべり周波数Ｆs は次の
ように制御する。
ように制御する。
【００２１】すなわち、変調率γは、インバータ３の出
力電圧／出力周波数の比が一定となるように、インバー
タ出力周波数Ｆinv により、電圧制御手段７を介して制
御する。
力電圧／出力周波数の比が一定となるように、インバー
タ出力周波数Ｆinv により、電圧制御手段７を介して制
御する。
【００２２】また、すべり周波数Ｆs は、誘導電動機４
の電流を検出手段１２で検出した値Ｉm （実効値）と電
流基準値Ｉp を減算手段１３で比較して、その偏差（Ｉ
p −Ｉm ）をすべり周波数制御手段８に与え、その出力
とすべり周波数基準値Ｆspを加算手段１１で加算するこ
とにより制御する。
の電流を検出手段１２で検出した値Ｉm （実効値）と電
流基準値Ｉp を減算手段１３で比較して、その偏差（Ｉ
p −Ｉm ）をすべり周波数制御手段８に与え、その出力
とすべり周波数基準値Ｆspを加算手段１１で加算するこ
とにより制御する。
【００２３】次に、以上の制御において、中性点Ｎ電圧
の変動つまり中性点Ｎに入出する電流について、図４を
用いて説明する。
の変動つまり中性点Ｎに入出する電流について、図４を
用いて説明する。
【００２４】前述のように、図４（Ａ）の基本波（変調
正弦波）（１相分）を整流した信号と図４（Ｂ）の搬送
三角波を比較することにより、図４（Ｃ）に示すような
３レベルの電位（Ｅd／２，０，−Ｅd／２）を持ったイ
ンバータ３の出力相電圧を得る。
正弦波）（１相分）を整流した信号と図４（Ｂ）の搬送
三角波を比較することにより、図４（Ｃ）に示すような
３レベルの電位（Ｅd／２，０，−Ｅd／２）を持ったイ
ンバータ３の出力相電圧を得る。
【００２５】その基本波の波高値（＝γ）／搬送三角波
の波高値（＝１）の比、(変調率γ)を変化させることに
よりその振幅を制御する。
の波高値（＝１）の比、(変調率γ)を変化させることに
よりその振幅を制御する。
【００２６】ここで、誘導電動機４の相電流（インバー
タ３の出力相電流）ｉmxは図４(Ｄ)に示すように、変調
正弦波（インバータ３の出力相電圧の基本波）に対し
て、力率角φだけ遅れた正弦波つまり（数１）と仮定す
る。
タ３の出力相電流）ｉmxは図４(Ｄ)に示すように、変調
正弦波（インバータ３の出力相電圧の基本波）に対し
て、力率角φだけ遅れた正弦波つまり（数１）と仮定す
る。
【００２７】
【数１】
【００２８】図４（Ｅ）は、中性点Ｎに入出する電流の
通流状態を１と０で表現するスイッチング関数ＳNxであ
り、１が通流している状態である。これは図４（Ｃ）に
示すインバータ３の出力相電圧が０の期間である。
通流状態を１と０で表現するスイッチング関数ＳNxであ
り、１が通流している状態である。これは図４（Ｃ）に
示すインバータ３の出力相電圧が０の期間である。
【００２９】また、０が通流していない状態で、これは
図４（Ｃ）のインバータ３の出力相電圧が０でない期間
である。
図４（Ｃ）のインバータ３の出力相電圧が０でない期間
である。
【００３０】このスイッチング関数ＳNxに誘導電動機４
の相電流ｉmxを乗算した（数２）が、中性点Ｎに流れる
電流ｉNxで、図４（Ｆ）のようになる。
の相電流ｉmxを乗算した（数２）が、中性点Ｎに流れる
電流ｉNxで、図４（Ｆ）のようになる。
【００３１】
【数２】
【００３２】この（数２）の中性点Ｎ電流ｉNxは、スイ
ッチング関数ＳNxを図４（Ｅ）の細線のように（数３）
で表わして、フーリエ級数に展開した（数４）と、（数
１）の誘導電動機４の相電流ｉmxとから、（数５）のよ
うに表わすことができる。
ッチング関数ＳNxを図４（Ｅ）の細線のように（数３）
で表わして、フーリエ級数に展開した（数４）と、（数
１）の誘導電動機４の相電流ｉmxとから、（数５）のよ
うに表わすことができる。
【００３３】
【数３】
【００３４】
【数４】
【００３５】
【数５】
【００３６】従って、（数５）の１相分の中性点Ｎ電流
ｉNxを合成した３相分の中性点Ｎ電流ｉN は（数６）の
ように、３の奇数倍の高調波成分からなり、図４（Ｇ）
のような３次調波成分ｉN3（（数６）で、ｍ＝０の場
合）が大部分を占める。
ｉNxを合成した３相分の中性点Ｎ電流ｉN は（数６）の
ように、３の奇数倍の高調波成分からなり、図４（Ｇ）
のような３次調波成分ｉN3（（数６）で、ｍ＝０の場
合）が大部分を占める。
【００３７】
【数６】
【００３８】そこで、中性点Ｎ電流ｉN の３次調波成分
ｉN3を、図４（Ｇ）つまり（数７）のように表わして、
その大きさＩN3と変調正弦波に対する位相αを（数６）
（ｍ＝０の場合）より求めると、（数８）と（数９）が
得られる。
ｉN3を、図４（Ｇ）つまり（数７）のように表わして、
その大きさＩN3と変調正弦波に対する位相αを（数６）
（ｍ＝０の場合）より求めると、（数８）と（数９）が
得られる。
【００３９】
【数７】
【００４０】
【数８】
【００４１】
【数９】
【００４２】中性点Ｎ電流ｉN の３次調波成分ｉN3は、
分圧コンデンサ２１と２２を分流して流れ、その結果、
中性点Ｎ電圧は変調正弦波の周波数つまりインバータ出
力周波数Ｆinv の３倍の周波数で変動する。
分圧コンデンサ２１と２２を分流して流れ、その結果、
中性点Ｎ電圧は変調正弦波の周波数つまりインバータ出
力周波数Ｆinv の３倍の周波数で変動する。
【００４３】その中性点Ｎ電圧の変動分ｖN3とその大き
さＶN3は、分圧コンデンサ２１と２２の容量を共にＣと
すると、（数１０）と（数１１）のようになる。
さＶN3は、分圧コンデンサ２１と２２の容量を共にＣと
すると、（数１０）と（数１１）のようになる。
【００４４】
【数１０】
【００４５】
【数１１】
【００４６】以上の（数８）及び（数１１）から分るよ
うに、中性点Ｎ電流の３次調波成分ＩN3は変調率γに比
例して変化するのに対し、中性点Ｎ電圧の３次調波成分
ＶN3はγ／Ｆinv に比例して変化する。
うに、中性点Ｎ電流の３次調波成分ＩN3は変調率γに比
例して変化するのに対し、中性点Ｎ電圧の３次調波成分
ＶN3はγ／Ｆinv に比例して変化する。
【００４７】また（数８）及び（数１１）を計算する
と、力率角φ＝９０°の場合を１とした中性点Ｎ電流及
び中性点Ｎ電圧の３次調波成分ＩN3′，ＶN3′は、力率
角φに対して図５のように変化、つまりφ＝９０°での
最大を中心として、力行モード（０°≦φ＜９０°）と
回生モード（９０°＜φ≦１８０°）で対称的に変化
し、φ＝０°，１８０°で最小の０.６７ となる。
と、力率角φ＝９０°の場合を１とした中性点Ｎ電流及
び中性点Ｎ電圧の３次調波成分ＩN3′，ＶN3′は、力率
角φに対して図５のように変化、つまりφ＝９０°での
最大を中心として、力行モード（０°≦φ＜９０°）と
回生モード（９０°＜φ≦１８０°）で対称的に変化
し、φ＝０°，１８０°で最小の０.６７ となる。
【００４８】さらに（数９）を計算すると、位相αは図
５のように、力率角φに対してほぼ直線的（α≒φ／
３）に変化する。
５のように、力率角φに対してほぼ直線的（α≒φ／
３）に変化する。
【００４９】ここで、具体例として、（数１１）のＣ，
Ｉm，γ／Ｆinv，φ及び直流電源１電圧Ｅd を、 Ｃ＝４８００μＦ，Ｉm ＝８００Ａ（誘導電動機４の４
個分） γ／Ｆinv＝１／４０Ｈｚ，φ＝２５°，Ｅd ＝１５０
０Ｖ とすると、中性点Ｎ電圧の３次調波成分ＶN3は、（数１
２）に表わせられる。
Ｉm，γ／Ｆinv，φ及び直流電源１電圧Ｅd を、 Ｃ＝４８００μＦ，Ｉm ＝８００Ａ（誘導電動機４の４
個分） γ／Ｆinv＝１／４０Ｈｚ，φ＝２５°，Ｅd ＝１５０
０Ｖ とすると、中性点Ｎ電圧の３次調波成分ＶN3は、（数１
２）に表わせられる。
【００５０】
【数１２】
【００５１】その両振幅（≒１７６.１Ｖ)の中性点Ｎ電
圧の直流平均電圧（＝直流電源１電圧Ｅd／２＝７５０
Ｖ）に対する変動率は２３.５％となる。
圧の直流平均電圧（＝直流電源１電圧Ｅd／２＝７５０
Ｖ）に対する変動率は２３.５％となる。
【００５２】このような中性点Ｎ電圧の変動は、インバ
ータ３の出力電流（誘導電動機４の電流）波形を歪ま
せ、また、インバータ３を構成するスイッチング素子に
過電圧が印加されることになり、スイッチング素子を破
損する原因となる。
ータ３の出力電流（誘導電動機４の電流）波形を歪ま
せ、また、インバータ３を構成するスイッチング素子に
過電圧が印加されることになり、スイッチング素子を破
損する原因となる。
【００５３】さらに、中性点Ｎ電圧の変動を小さくする
ため、分圧コンデンサ２１と２２の容量を大きくすれ
ば、インバータ装置が大形化してしまう。
ため、分圧コンデンサ２１と２２の容量を大きくすれ
ば、インバータ装置が大形化してしまう。
【００５４】そこで、本実施例では、中性点に発生する
高調波成分のうち、他のリップル分等と比較して比較的
振幅の大きい３次調波成分のみを抑制することとした。
以下、詳細を説明する。
高調波成分のうち、他のリップル分等と比較して比較的
振幅の大きい３次調波成分のみを抑制することとした。
以下、詳細を説明する。
【００５５】インバータ出力周波数Ｆinv ３倍の周波数
で変動する中性点Ｎ電圧の変動、つまり、中性点Ｎ電流
の３次調波成分を抑制するために、図１の変調波発生手
段６の３次調波重畳手段６４を設けた。
で変動する中性点Ｎ電圧の変動、つまり、中性点Ｎ電流
の３次調波成分を抑制するために、図１の変調波発生手
段６の３次調波重畳手段６４を設けた。
【００５６】３次調波発生手段６４１において、図６
（Ａ）の細線に示すように、基本波発生手段６２の出力
である基本波（変調正弦波）の３倍の周波数の３次調波
正弦波を周波数逓倍等により発生させ（振幅及び位相に
ついては後述）、その３次調波正弦波を基本波に加算手
段６４２により重畳する。
（Ａ）の細線に示すように、基本波発生手段６２の出力
である基本波（変調正弦波）の３倍の周波数の３次調波
正弦波を周波数逓倍等により発生させ（振幅及び位相に
ついては後述）、その３次調波正弦波を基本波に加算手
段６４２により重畳する。
【００５７】そして、基本波に３次調波正弦波を重畳し
た（与えた）図６（Ａ）の太線の合成波を整流した信号
（図６（Ｂ）の太線）と、搬送波発生手段５３の出力で
ある図６（Ｂ）の搬送三角波を比較手段５２で比較する
ことにより、図６（Ｃ）に示すような３次調波成分を含
んだインバータ３の出力相電圧を得る。
た（与えた）図６（Ａ）の太線の合成波を整流した信号
（図６（Ｂ）の太線）と、搬送波発生手段５３の出力で
ある図６（Ｂ）の搬送三角波を比較手段５２で比較する
ことにより、図６（Ｃ）に示すような３次調波成分を含
んだインバータ３の出力相電圧を得る。
【００５８】なお、インバータ３の出力相電圧に含まれ
る３次調波成分は、インバータ３の出力端子間電圧（線
間電圧）では打ち消し合って現れず、インバータ３の出
力電流つまり誘導電動機４の電流に影響を与えない。
る３次調波成分は、インバータ３の出力端子間電圧（線
間電圧）では打ち消し合って現れず、インバータ３の出
力電流つまり誘導電動機４の電流に影響を与えない。
【００５９】ここで、３次調波正弦波の振幅及び位相に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００６０】図６（Ｂ）のように、基本波の３倍の周波
数の単位の３次調波正弦波に、変調正弦波の波高値γ
（変調率）に一定値ｋ（以下、重畳率と称す）を３次調
波重畳手段６４の乗算手段６４３で乗算したｋ・γ（こ
れが３次調波正弦波の波高値）を掛け合わせ、また、３
次調波正弦波の変調正弦波に対する位相をβ（以下、重
畳位相と称す）で与える。
数の単位の３次調波正弦波に、変調正弦波の波高値γ
（変調率）に一定値ｋ（以下、重畳率と称す）を３次調
波重畳手段６４の乗算手段６４３で乗算したｋ・γ（こ
れが３次調波正弦波の波高値）を掛け合わせ、また、３
次調波正弦波の変調正弦波に対する位相をβ（以下、重
畳位相と称す）で与える。
【００６１】中性点Ｎに入出する電流の通流状態を１と
０で表現するスイッチング関数ＳNxは図６（Ｅ）の細線
のように、（数１３）で表わして、フーリエ級数に展開
すると（数１４）のようになる。
０で表現するスイッチング関数ＳNxは図６（Ｅ）の細線
のように、（数１３）で表わして、フーリエ級数に展開
すると（数１４）のようになる。
【００６２】
【数１３】
【００６３】
【数１４】
【００６４】ここに、δは図６（Ａ）の太線の合成波が
０となる位相、つまり（数１５）が成立する位相であ
る。
０となる位相、つまり（数１５）が成立する位相であ
る。
【００６５】
【数１５】
【００６６】従って、図６（Ｆ）の１相分の中性点Ｎ電
流ｉNxは、前述のように、(数１４)と図６（Ｄ）の誘導
電動機４の相電流の（数１）を（数２）に代入して計算
すると、（数１６）のようになる。
流ｉNxは、前述のように、(数１４)と図６（Ｄ）の誘導
電動機４の相電流の（数１）を（数２）に代入して計算
すると、（数１６）のようになる。
【００６７】
【数１６】
【００６８】この１相分の中性点Ｎ電流ｉNxを合成した
３相分の中性点Ｎ電流ｉN は、（数１７）のようにな
り、３の奇数倍の高調波成分からなる。
３相分の中性点Ｎ電流ｉN は、（数１７）のようにな
り、３の奇数倍の高調波成分からなる。
【００６９】
【数１７】
【００７０】この（数１７）と(数１５)から、中性点Ｎ
電流ｉNの３次調波成分((数１７)でｍ＝０の場合）が０
（図６（Ｇ））となるような力率角φに対する重畳率ｋ
と重畳位相βを求めると、図７のようになり、ｋとβは
φにより大きく変化する。
電流ｉNの３次調波成分((数１７)でｍ＝０の場合）が０
（図６（Ｇ））となるような力率角φに対する重畳率ｋ
と重畳位相βを求めると、図７のようになり、ｋとβは
φにより大きく変化する。
【００７１】次に、インバータ出力周波数Ｆinv に対し
て、力率角φ及び中性点Ｎ電流（中性点Ｎ電圧）の３次
調波成分を０にする重畳率ｋと重畳位相βがどのように
変化するか、計算例を挙げて説明する。
て、力率角φ及び中性点Ｎ電流（中性点Ｎ電圧）の３次
調波成分を０にする重畳率ｋと重畳位相βがどのように
変化するか、計算例を挙げて説明する。
【００７２】誘導電動機４は定格１７０ｋＷを対象とし
て、そのＴ型等価回路と定数を図８に示す。
て、そのＴ型等価回路と定数を図８に示す。
【００７３】図８より、すべり周波数Ｆs を一定（力行
モードでは３Ｈｚ、回生モードでは−３Ｈｚ）として、
インバータ出力周波数Ｆinv に対する力率角φを求め、
またそのφに対する中性点Ｎ電流（中性点Ｎ電圧）の３
次調波成分を０にする重畳率ｋと重畳位相βを図７より
求めると、図９のようになる。
モードでは３Ｈｚ、回生モードでは−３Ｈｚ）として、
インバータ出力周波数Ｆinv に対する力率角φを求め、
またそのφに対する中性点Ｎ電流（中性点Ｎ電圧）の３
次調波成分を０にする重畳率ｋと重畳位相βを図７より
求めると、図９のようになる。
【００７４】この図９に示されるように、力行及び回生
両モード共に、力率角φ及び重畳率ｋと重畳位相βは、
インバータ出力周波数（基本波の周波数）Ｆinv ＜５〜
１０Ｈｚでは大きく変化するが、Ｆinv ＞１０〜１５Ｈ
ｚではほぼ一定である。
両モード共に、力率角φ及び重畳率ｋと重畳位相βは、
インバータ出力周波数（基本波の周波数）Ｆinv ＜５〜
１０Ｈｚでは大きく変化するが、Ｆinv ＞１０〜１５Ｈ
ｚではほぼ一定である。
【００７５】従って、図１に示す３次調波重畳手段６４
の３次調波発生手段６４１には、少なくともインバータ
出力周波数Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚでは、電圧制御手段
７の出力である変調率γに一定の重畳率ｋを乗算手段６
４３で乗算したｋ・γと、一定の重畳位相βを与える。
これにより、簡単な構成で効果的に中性点電圧の変動を
抑制することができる。
の３次調波発生手段６４１には、少なくともインバータ
出力周波数Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚでは、電圧制御手段
７の出力である変調率γに一定の重畳率ｋを乗算手段６
４３で乗算したｋ・γと、一定の重畳位相βを与える。
これにより、簡単な構成で効果的に中性点電圧の変動を
抑制することができる。
【００７６】ここで、重畳率ｋと重畳位相βを一定とし
た場合のインバータ出力周波数Ｆinv に対する３次調波
成分による中性点Ｎ電圧の変動率の計算例を図１０に示
す。
た場合のインバータ出力周波数Ｆinv に対する３次調波
成分による中性点Ｎ電圧の変動率の計算例を図１０に示
す。
【００７７】計算では、誘導電動機４の電流Ｉm (４個
分の実効値)が力行モードで８００Ａ一定(すべり周波数
Ｆs＝３Ｈｚ)、回生モードで８８０Ａ一定（Ｆs＝−３
Ｈｚ）となるように、変調率γ／インバータ出力周波数
Ｆinv (図１０に示す)を与えて、力率角φを図８に従っ
て求め、このφと一定の重畳率ｋと重畳位相βを与え、
（数１７）と（数１５）及び（数１１）より、中性点Ｎ
電圧の３次調波成分ＶN3（実効値）を求め、このＶN3の
両振幅の中性点Ｎ電圧の直流平均電圧（＝直流電源１電
圧Ｅd ／２）に対する比率を中性点Ｎ電圧の変動率ηと
して、（数１８）より算出した。
分の実効値)が力行モードで８００Ａ一定(すべり周波数
Ｆs＝３Ｈｚ)、回生モードで８８０Ａ一定（Ｆs＝−３
Ｈｚ）となるように、変調率γ／インバータ出力周波数
Ｆinv (図１０に示す)を与えて、力率角φを図８に従っ
て求め、このφと一定の重畳率ｋと重畳位相βを与え、
（数１７）と（数１５）及び（数１１）より、中性点Ｎ
電圧の３次調波成分ＶN3（実効値）を求め、このＶN3の
両振幅の中性点Ｎ電圧の直流平均電圧（＝直流電源１電
圧Ｅd ／２）に対する比率を中性点Ｎ電圧の変動率ηと
して、（数１８）より算出した。
【００７８】なお、直流電源１電圧Ｅd は１５００Ｖ、
（数１１）の分圧コンデンサ２１と２２の容量Ｃは共に
４８００μＦとした。
（数１１）の分圧コンデンサ２１と２２の容量Ｃは共に
４８００μＦとした。
【００７９】
【数１８】
【００８０】図１０より次の事が考察される。
【００８１】即ち、図８より、力行モードで重畳率ｋ＝
０.３ ，重畳位相β＝１１°，回生モードでｋ＝０.３
０５，β＝−１２.３°とすると、力行及び回生両モー
ド共に、インバータ出力周波数Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚ
では中性点Ｎ電圧の変動率（図１０のη２）は、抑制制
御を行なわない場合（図１０のη１）の２５％程度から
数％以下に抑制されている。
０.３ ，重畳位相β＝１１°，回生モードでｋ＝０.３
０５，β＝−１２.３°とすると、力行及び回生両モー
ド共に、インバータ出力周波数Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚ
では中性点Ｎ電圧の変動率（図１０のη２）は、抑制制
御を行なわない場合（図１０のη１）の２５％程度から
数％以下に抑制されている。
【００８２】しかし、Ｆinv ＜１０〜１５Ｈｚでは抑制
効果は十分にあるが、中性点Ｎ電圧の変動率η２はかな
り大きい。
効果は十分にあるが、中性点Ｎ電圧の変動率η２はかな
り大きい。
【００８３】そこで、図９より、力行モードで重畳率ｋ
＝０.２８，重畳位相β＝０.８３°，回生モードでｋ＝
０.３３ ，β＝−１５°にすると、力行及び回生両モー
ド共に、インバータ出力周波数Ｆinv ＜１０〜１５Ｈｚ
では中性点Ｎ電圧の変動率（図１０のη３）は、図１０
のη２より小さくなっている。
＝０.２８，重畳位相β＝０.８３°，回生モードでｋ＝
０.３３ ，β＝−１５°にすると、力行及び回生両モー
ド共に、インバータ出力周波数Ｆinv ＜１０〜１５Ｈｚ
では中性点Ｎ電圧の変動率（図１０のη３）は、図１０
のη２より小さくなっている。
【００８４】つまり、本実施例においては、重畳率ｋ及
び重畳位相βをインバータ出力周波数にかかわらず一定
することにより、簡単な構成（ソフトウェア，マイクロ
プロセッサ等に多大な負担をかけずに）で効果的に中性
点電圧の変動を抑制することができる。
び重畳位相βをインバータ出力周波数にかかわらず一定
することにより、簡単な構成（ソフトウェア，マイクロ
プロセッサ等に多大な負担をかけずに）で効果的に中性
点電圧の変動を抑制することができる。
【００８５】ところで、上記実施例においては、インバ
ータ出力周波数Ｆinv ＜１０〜１５Ｈｚでは、比較的大
きい中性点電圧変動が生ずる。しかし、重畳率ｋと重畳
位相βを、図１の３次調波重畳手段６４の重畳率発生手
段６４４と重畳位相発生手段６４５インバータ出力周波
数ＦINV を入力することにより、ＦINV に対応して適切
に変更すれば、Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚの場合と同程度
の中性点Ｎ電圧の変動率に抑制することができる。以
下、詳説する。
ータ出力周波数Ｆinv ＜１０〜１５Ｈｚでは、比較的大
きい中性点電圧変動が生ずる。しかし、重畳率ｋと重畳
位相βを、図１の３次調波重畳手段６４の重畳率発生手
段６４４と重畳位相発生手段６４５インバータ出力周波
数ＦINV を入力することにより、ＦINV に対応して適切
に変更すれば、Ｆinv ＞１０〜１５Ｈｚの場合と同程度
の中性点Ｎ電圧の変動率に抑制することができる。以
下、詳説する。
【００８６】インバータ出力周波数ＦinV が１０乃至１
５Ｈｚ以上においては、重畳率ｋ及び重畳位相βを上記
した所定の一定値を与えることにより簡単な構成で効果
的に中性点の電圧の変動を抑制することができる。
５Ｈｚ以上においては、重畳率ｋ及び重畳位相βを上記
した所定の一定値を与えることにより簡単な構成で効果
的に中性点の電圧の変動を抑制することができる。
【００８７】しかし、インバータ出力周波数ＦinV が１
０乃至１５Ｈｚ以下の領域（以下、低周波領域という）
では、中性点の電圧の変動率が低下したとは言え、依然
として高率の電圧の変動が残る。
０乃至１５Ｈｚ以下の領域（以下、低周波領域という）
では、中性点の電圧の変動率が低下したとは言え、依然
として高率の電圧の変動が残る。
【００８８】そこで、本実施例では、低周波領域におい
て、インバータ出力周波数ＦinV が１０乃至１５Ｈｚ以
上の領域における重畳率ｋ及び重畳位相βと相違する一
定値（例えば、ｋ＝０.２８，β＝８.３°）を用いるこ
ととした。
て、インバータ出力周波数ＦinV が１０乃至１５Ｈｚ以
上の領域における重畳率ｋ及び重畳位相βと相違する一
定値（例えば、ｋ＝０.２８，β＝８.３°）を用いるこ
ととした。
【００８９】この構成により、ソフトウェアに負担を掛
けることなしに、効果的に全運転領域に渡って中性点の
電圧の変動を抑制することができる。
けることなしに、効果的に全運転領域に渡って中性点の
電圧の変動を抑制することができる。
【００９０】さらに、第２の実施例について図１を用い
て説明する。
て説明する。
【００９１】上記実施例においては、重畳率ｋ及び重畳
位相βを一定値としていたため、インバータ周波数に対
応したキメ細かく中性点電圧変動を抑制することができ
ない。以下に説明する実施例においては、インバータ周
波数に対応した重畳率ｋまたは（及び）重畳位相βを図
９に示すようなパターンとして図１の重畳率発生手段６
４４または（及び）重畳位相発生手段６４５に備え、破
線で示すインバータ出力周波数ＦinV 及び力行回生判別
回路（図示なし）の出力を入力することにより，リアル
タイムで演算をする場合に比べ、簡単な構成でしかもソ
フトウェアやマイクロプロセッサに負担を掛けずに、効
果的に中性点の電圧の変動を抑制することができる。
位相βを一定値としていたため、インバータ周波数に対
応したキメ細かく中性点電圧変動を抑制することができ
ない。以下に説明する実施例においては、インバータ周
波数に対応した重畳率ｋまたは（及び）重畳位相βを図
９に示すようなパターンとして図１の重畳率発生手段６
４４または（及び）重畳位相発生手段６４５に備え、破
線で示すインバータ出力周波数ＦinV 及び力行回生判別
回路（図示なし）の出力を入力することにより，リアル
タイムで演算をする場合に比べ、簡単な構成でしかもソ
フトウェアやマイクロプロセッサに負担を掛けずに、効
果的に中性点の電圧の変動を抑制することができる。
【００９２】この態様として、以下の構成が考えられ
る。
る。
【００９３】 全運転領域に渡って、重畳率ｋ及び重
畳位相βを図９に示すようなパターンに従って３次調波
を重畳する。
畳位相βを図９に示すようなパターンに従って３次調波
を重畳する。
【００９４】 全運転領域に渡って、重畳率ｋを図９
に示すようなパターンに従って３次調波を重畳し、重畳
位相βを一定値とする。
に示すようなパターンに従って３次調波を重畳し、重畳
位相βを一定値とする。
【００９５】 全運転領域に渡って、重畳位相βを図
９に示すようなパターンに従った３次調波を重畳し、重
畳率ｋを一定値とする。
９に示すようなパターンに従った３次調波を重畳し、重
畳率ｋを一定値とする。
【００９６】 インバータ出力周波数が１０乃至１５
Ｈｚ以上の領域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値
を与え、この周波数以下の領域において、重畳率ｋ及び
重畳位相βを図９に示すようなパターンに従った３次調
波を重畳する。
Ｈｚ以上の領域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値
を与え、この周波数以下の領域において、重畳率ｋ及び
重畳位相βを図９に示すようなパターンに従った３次調
波を重畳する。
【００９７】 インバータ出力周波数が１０乃至１５
Ｈｚ以上の領域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値
を与え、この周波数以下の領域において、重畳率ｋを図
９に示すようなパターンに従った３次調波を重畳し、重
畳位相βを一定値とする。 インバータ出力周波数が１０乃至１５Ｈｚ以上の領
域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値を与え、この
周波数以下の領域において、重畳位相βを図９に示すよ
うなパターンに従った３次調波を重畳し、重畳率ｋを一
定値とする。上記の態様においては、全ての周波数に
適した中性点電圧の変動を抑制することができるという
効果がある。
Ｈｚ以上の領域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値
を与え、この周波数以下の領域において、重畳率ｋを図
９に示すようなパターンに従った３次調波を重畳し、重
畳位相βを一定値とする。 インバータ出力周波数が１０乃至１５Ｈｚ以上の領
域では重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値を与え、この
周波数以下の領域において、重畳位相βを図９に示すよ
うなパターンに従った３次調波を重畳し、重畳率ｋを一
定値とする。上記の態様においては、全ての周波数に
適した中性点電圧の変動を抑制することができるという
効果がある。
【００９８】上記若しくはの態様においては、一方
を一定とすることにより、多少は抑制効果は減少する
が、構成を簡単にすることができるという効果がある
（但し、図９のパターンから少々はずれるパターンとな
る場合がある）。
を一定とすることにより、多少は抑制効果は減少する
が、構成を簡単にすることができるという効果がある
（但し、図９のパターンから少々はずれるパターンとな
る場合がある）。
【００９９】上記の態様においては、インバータ出力
周波数に応じて、変動幅の大きい低周波領域のみ図９の
パターンに従うので充分な抑制効果が得られつつ構成が
簡単になるという効果がある。
周波数に応じて、変動幅の大きい低周波領域のみ図９の
パターンに従うので充分な抑制効果が得られつつ構成が
簡単になるという効果がある。
【０１００】上記若しくはの態様においては、の
態様に比べ、抑制効果は劣るが、さらに構成が簡単にな
るという効果がある。
態様に比べ、抑制効果は劣るが、さらに構成が簡単にな
るという効果がある。
【０１０１】ところで、上記実施例においては、低周波
領域において、インバータ周波数に応じて中性点の電圧
の変動が大幅に変動することを問題として、重畳率ｋ及
び重畳位相βをインバータ周波数に応じて変化させるよ
うに構成したが、以下に説明する実施例では、これらを
全運転領域に渡って一定値または所定の周波数領域以上
で一定値とするのみで前述の第１の実施例より効果的に
中性点電圧の変動を抑制することができる。以下、第３
の実施例について詳説する。
領域において、インバータ周波数に応じて中性点の電圧
の変動が大幅に変動することを問題として、重畳率ｋ及
び重畳位相βをインバータ周波数に応じて変化させるよ
うに構成したが、以下に説明する実施例では、これらを
全運転領域に渡って一定値または所定の周波数領域以上
で一定値とするのみで前述の第１の実施例より効果的に
中性点電圧の変動を抑制することができる。以下、第３
の実施例について詳説する。
【０１０２】近年３レベルインバータにおいて、ダイポ
ーラ変調方式と呼ばれる変調方式が新たに提案されてい
る。
ーラ変調方式と呼ばれる変調方式が新たに提案されてい
る。
【０１０３】例えば、ア ノベル アプローチ トゥー
ザ ゼネレーション アンド オプチミゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フ
ォームス「A Novel approach to the Generation and O
ptimization of ThreelevelPWM Wave Forms」（PESC'88
Record.April 1988)の１２５５頁から１２６２頁に３
レベルインバータの波形改善用として、正負のパルス状
電圧を交互にゼロ電圧を介して出力するダイポーラ変調
方式が提案されており、また、この文献には、ダイポー
ラ変調方式から出力電圧と同一極性のみのパルス状電圧
を出力するユニポーラ変調方式(図3)への移行について
も述べられている。
ザ ゼネレーション アンド オプチミゼーション
オブ スリーレベル ピーダブリュエム ウェイブ フ
ォームス「A Novel approach to the Generation and O
ptimization of ThreelevelPWM Wave Forms」（PESC'88
Record.April 1988)の１２５５頁から１２６２頁に３
レベルインバータの波形改善用として、正負のパルス状
電圧を交互にゼロ電圧を介して出力するダイポーラ変調
方式が提案されており、また、この文献には、ダイポー
ラ変調方式から出力電圧と同一極性のみのパルス状電圧
を出力するユニポーラ変調方式(図3)への移行について
も述べられている。
【０１０４】ダイポーラ変調方式について図１１を用い
て説明する。
て説明する。
【０１０５】図１１（ａ）には基本波の指令が示されて
おり、この振幅が大きい場合は図３に示すようなユニポ
ーラ変調方式でもインバータ出力電圧として忠実に表現
することができる。しかし、電圧が低い場合（低周波領
域、例えば、誘導電動機を制御する場合Ｖ／Ｆを一定に
して制御するが、周波数が低い領域ではインバータの出
力電圧も低い）スイッチング素子の最小オン，最小オフ
時間の制約によって、微小電圧をインバータ出力電圧と
して表現する際に、基本波指令に忠実な電圧が出力され
ない。
おり、この振幅が大きい場合は図３に示すようなユニポ
ーラ変調方式でもインバータ出力電圧として忠実に表現
することができる。しかし、電圧が低い場合（低周波領
域、例えば、誘導電動機を制御する場合Ｖ／Ｆを一定に
して制御するが、周波数が低い領域ではインバータの出
力電圧も低い）スイッチング素子の最小オン，最小オフ
時間の制約によって、微小電圧をインバータ出力電圧と
して表現する際に、基本波指令に忠実な電圧が出力され
ない。
【０１０６】そこで、図１１（ｇ）に示されるようなイ
ンバータ出力相電圧のパルス列（正側と負側のパルス幅
の差引きにより微小電圧を表す）を作り出すことによ
り、パルス列の電圧の平均値として基本波に忠実な出力
電圧波形を得ることができる。このようなパルス列の作
り方を図１及び図１１を用いて説明する。
ンバータ出力相電圧のパルス列（正側と負側のパルス幅
の差引きにより微小電圧を表す）を作り出すことによ
り、パルス列の電圧の平均値として基本波に忠実な出力
電圧波形を得ることができる。このようなパルス列の作
り方を図１及び図１１を用いて説明する。
【０１０７】図１の基本波発生手段６２では、図１１に
示す基本波振幅指令(ａ)の振幅Ａを１／２とし、ゼロを
中心に振幅Ａに応じたオフセットＢで２つの振幅指令ap
l*及びanl*に分ける（ｂ）。この負側を反転させて正側
振幅指令ap* 及び負側振幅指令an* を作成し夫々搬送波
と比較することにより、正側パルスパタンＳp 及び負側
パルスパタンＳn を得る。
示す基本波振幅指令(ａ)の振幅Ａを１／２とし、ゼロを
中心に振幅Ａに応じたオフセットＢで２つの振幅指令ap
l*及びanl*に分ける（ｂ）。この負側を反転させて正側
振幅指令ap* 及び負側振幅指令an* を作成し夫々搬送波
と比較することにより、正側パルスパタンＳp 及び負側
パルスパタンＳn を得る。
【０１０８】この正側パルスパタンＳp を図１の上側の
スイッチング素子Ｇ１，Ｇ２に与え、負側パルスパタン
Ｓn を下側のスイッチング素子Ｇ３，Ｇ４に与えること
により出力相電圧（ｇ）を得る。
スイッチング素子Ｇ１，Ｇ２に与え、負側パルスパタン
Ｓn を下側のスイッチング素子Ｇ３，Ｇ４に与えること
により出力相電圧（ｇ）を得る。
【０１０９】このダイポーラ変調方式は、インバータ出
力電圧が高い領域（周波数が高くなる領域）では損失が
増加するため用いることは好ましくない。従って、低周
波数領域において用いられる。
力電圧が高い領域（周波数が高くなる領域）では損失が
増加するため用いることは好ましくない。従って、低周
波数領域において用いられる。
【０１１０】この方式は、図１１の（ｃ)(ｄ）に示すよ
うな正側，負側の２本の変調波によって基本波を作り出
す。このような変調波を用いると上側アームと下側アー
ムの交互のスイッチングにより中性点電流が互いに打消
合い、中性点電圧の変動がほとんど無くなる。
うな正側，負側の２本の変調波によって基本波を作り出
す。このような変調波を用いると上側アームと下側アー
ムの交互のスイッチングにより中性点電流が互いに打消
合い、中性点電圧の変動がほとんど無くなる。
【０１１１】本実施例では、低周波数領域でこの変調方
式を用いて、これ以上の領域においては、重畳率ｋ及び
重畳位相β共に一定値を与えるようにした。
式を用いて、これ以上の領域においては、重畳率ｋ及び
重畳位相β共に一定値を与えるようにした。
【０１１２】この構成により、全領域に渡り良好に中性
点電圧の変動を防止することができるという効果があ
る。
点電圧の変動を防止することができるという効果があ
る。
【０１１３】また、この変調方式を用いる周波数領域
が、起動時（０〜５Ｈｚ程度）と決定した場合、５〜１
０乃至１５Ｈｚの領域は中性点電圧の変動が大きくなっ
てしまう。
が、起動時（０〜５Ｈｚ程度）と決定した場合、５〜１
０乃至１５Ｈｚの領域は中性点電圧の変動が大きくなっ
てしまう。
【０１１４】そこで、この領域において、重畳率ｋ及び
重畳位相βをこの領域で一番効果のある一定値にするこ
と若しくは周波数に応じて変化させることも考えられ
る。
重畳位相βをこの領域で一番効果のある一定値にするこ
と若しくは周波数に応じて変化させることも考えられ
る。
【０１１５】また、この変調方式は正負２本の変動波を
用いるため、３次調波を重畳しても相殺され出力として
何ら影響が無い。
用いるため、３次調波を重畳しても相殺され出力として
何ら影響が無い。
【０１１６】そこで、この変調方式を行っている領域に
おいても、重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値を与える
ようにした。
おいても、重畳率ｋ及び重畳位相β共に一定値を与える
ようにした。
【０１１７】このようにすることにより、簡単な構成で
中性点の電圧の変動を効果的に抑制することができると
いう効果がある。
中性点の電圧の変動を効果的に抑制することができると
いう効果がある。
【０１１８】図１２に第４の実施例を示した。
【０１１９】この第４の実施例が上記第１及び第２の実
施例と異なるところは、インバータ出力周波数ＦinV と
すべり周波数Ｆs より力率角φを力率角演算手段１４で
演算し、その力率角φに応じて、図１２の３次調波重畳
手段６４の重畳率発生手段６４６と重畳位相発生手段６
４７により、重畳率ｋと重畳位相βを図７に基づいて制
御するようにしたことである。
施例と異なるところは、インバータ出力周波数ＦinV と
すべり周波数Ｆs より力率角φを力率角演算手段１４で
演算し、その力率角φに応じて、図１２の３次調波重畳
手段６４の重畳率発生手段６４６と重畳位相発生手段６
４７により、重畳率ｋと重畳位相βを図７に基づいて制
御するようにしたことである。
【０１２０】その結果、本実施例では、第１及び第２の
実施例と比べて、運転条件例えばすべり周波数Ｆs によ
る力率角φの変化（図９の特性の変化）に対して適切に
重畳率ｋと重畳位相βが制御されるので簡単な構成で、
３次調波成分による中性点Ｎ電圧変動の抑制効果を高め
ることができる。
実施例と比べて、運転条件例えばすべり周波数Ｆs によ
る力率角φの変化（図９の特性の変化）に対して適切に
重畳率ｋと重畳位相βが制御されるので簡単な構成で、
３次調波成分による中性点Ｎ電圧変動の抑制効果を高め
ることができる。
【０１２１】
【発明の効果】本発明によれば、中性点電圧の変動を、
高調波のうちでも最も振幅の大きい３次調波を抑制の対
象とし、基本波指令に重畳させる抑制用の３次調波の重
畳率及び重畳位相を一定値としたので、簡単なソフトウ
ェアで、マイクロプロセッサに負担を掛けずに、効果的
に中性点の電圧の変動を抑制することができるという効
果がある。
高調波のうちでも最も振幅の大きい３次調波を抑制の対
象とし、基本波指令に重畳させる抑制用の３次調波の重
畳率及び重畳位相を一定値としたので、簡単なソフトウ
ェアで、マイクロプロセッサに負担を掛けずに、効果的
に中性点の電圧の変動を抑制することができるという効
果がある。
【図１】本発明の１実施例を示す構成図。
【図２】３レベルインバータのスイッチング状態と出力
相電圧の関係を示す図。
相電圧の関係を示す図。
【図３】３レベルインバータのパルス幅変調の動作説明
図。
図。
【図４】中性点電流の３次調波成分と中性点電圧変動の
動作説明図。
動作説明図。
【図５】中性点電流及び中性点電圧の３次調波成分と位
相の特性図。
相の特性図。
【図６】本発明の動作説明図。
【図７】力率角に対する中性点電流の３次調波成分を０
にする重畳率と重畳位相を示す図。
にする重畳率と重畳位相を示す図。
【図８】誘導電動機のＴ型等価回路。
【図９】インバータ出力周波数に対する力率角及び中性
点電流の３次調波成分を０にする重畳率と重畳位相。
点電流の３次調波成分を０にする重畳率と重畳位相。
【図１０】インバータ出力周波数に対する中性点電圧の
変動率を示す図。
変動率を示す図。
【図１１】ダイポーラ変調方式を説明する図。
【図１２】本発明の他の実施例を説明する図。
１…直流電源、３…３レベルインバータ、４…誘導電動
機、５…変調手段、６…変調波発生手段、７…電圧制御
手段、１４…力率角演算手段、２１，２２…分圧コンデ
ンサ、６２…基本波発生手段、６４…３次調波重畳手
段、６４１…３次調波発生手段、６４４…重畳率発生手
段、６４５…重畳位相発生手段。
機、５…変調手段、６…変調波発生手段、７…電圧制御
手段、１４…力率角演算手段、２１，２２…分圧コンデ
ンサ、６２…基本波発生手段、６４…３次調波重畳手
段、６４１…３次調波発生手段、６４４…重畳率発生手
段、６４５…重畳位相発生手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (7)
- 【請求項１】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、少
なくとも前記基本波の所定の周波数領域において、前記
基本波の電圧指令に、前記中性点電位の変動が抑制され
るようにこの基本波に対して所定の振幅及び位相を有す
る３次調波の電圧成分を重畳する手段を有したことを特
徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、前
記基本波の電圧指令にこの基本波の３次調波の電圧成分
を与える手段を有し、この３次調波電圧成分は、前記基
本波の電圧指令の振幅に対する振幅の比が一定であり、
前記基本波に対する位相は前記基本波の周波数に応じて
変化させるようにしたことを特徴とする電力変換器の制
御装置。 - 【請求項３】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、前
記基本波の電圧指令にこの基本波の３次調波成分の電圧
成分を与える手段を有し、この３次調波電圧成分は、前
記基本波電圧指令の振幅に対する振幅の比が前記基本波
の周波数に応じて変化させ、前記基本波電圧指令に対す
る位相は一定としたことを特徴とする電力変換器の制御
装置。 - 【請求項４】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、前
記基本波の第１の周波数領域において、前記基本波電圧
指令の振幅に対する振幅の比及び位相がこの基本波の周
波数に応じて変化する前記基本波の３次調波成分を与
え、前記基本波の第２の周波数領域において、前記基本
波電圧指令の振幅に対する振幅の比及び位相が一定であ
る前記基本波の３次調波成分を与える手段である電力変
換器の制御装置。 - 【請求項５】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段と、該電圧指令
に基づき前記電力変換器より前記基本波の出力相電圧の
半周期に中性電位を介して正，負電位を交互に出力させ
る変調領域を有するダイポーラ変調手段と、前記電圧指
令に基づき前記電力変換器より前記基本波の出力相電圧
の半周期に中性電位を含み正電位又は負電位の一方のみ
を出力させる変調領域を有するユニポーラ変調手段とを
備えた電力変換器の制御装置において、前記変調波発生
手段は、少なくとも前記ユニポーラ変調領域において、
前記基本波電圧指令の振幅に対する振幅の比及び位相が
一定である前記基本波の３次調波成分を前記電圧指令に
重畳する手段を有したことを特徴とする電力変換器の制
御装置。 - 【請求項６】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、前
記基本波からこの基本波の３倍の周波数の単位正弦波を
作成する手段と、この単位正弦波の前記基本波の振幅に
対する振幅の比及び位相がこの基本波の周波数に応じて
変化する３次調波成分を前記基本波に与える手段を有し
たことを特徴とする電力変換器の制御装置。 - 【請求項７】直流電圧を分圧する直列接続された複数の
コンデンサと、これらコンデンサから直流を給電し、
正，中性，負の電位を有する３相の交流相電圧に変換す
る電力変換器と、この電力変換器が出力する交流の基本
波の電圧指令を発生する変調波発生手段とを備えた電力
変換器の制御装置において、前記変調波発生手段は、前
記基本波からこの基本波の３倍の周波数の単位正弦波を
作成する手段と、この単位正弦波の前記基本波の振幅に
対する振幅の比及び位相が力率角に応じて変化する３次
調波成分を前記基本波に与える手段を有したことを特徴
とする電力変換器の制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4024995A JP2884880B2 (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 電力変換器の制御装置 |
| EP92122097A EP0555557B1 (en) | 1992-02-12 | 1992-12-29 | Control apparatus of power converter |
| DE69218580T DE69218580T2 (de) | 1992-02-12 | 1992-12-29 | Steuervorrichtung eines Stromrichters |
| CN93101147A CN1037650C (zh) | 1992-02-12 | 1993-01-18 | 电力变换器控制装置 |
| US08/009,005 US5321599A (en) | 1992-02-12 | 1993-01-26 | Control apparatus for suppressing a third harmonic neutral point voltage in a three level inverter |
| KR1019930001725A KR930018824A (ko) | 1992-02-12 | 1993-02-09 | 전력변환기의 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4024995A JP2884880B2 (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227796A JPH05227796A (ja) | 1993-09-03 |
| JP2884880B2 true JP2884880B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=12153563
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4024995A Expired - Lifetime JP2884880B2 (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5321599A (ja) |
| EP (1) | EP0555557B1 (ja) |
| JP (1) | JP2884880B2 (ja) |
| KR (1) | KR930018824A (ja) |
| CN (1) | CN1037650C (ja) |
| DE (1) | DE69218580T2 (ja) |
Families Citing this family (63)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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