JP2855998B2 - 絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路 - Google Patents
絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路Info
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- 230000005669 field effect Effects 0.000 title claims description 16
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000009795 derivation Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
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Description
【０００１】
【技術分野】本発明は絶縁ゲート型電界効果トランジス
タの直線性補償回路に関し、特に映像信号情報の電力増
幅を行う高周波電力増幅用絶縁ゲート電界効果トランジ
スタの直線性補償回路に関するものである。
タの直線性補償回路に関し、特に映像信号情報の電力増
幅を行う高周波電力増幅用絶縁ゲート電界効果トランジ
スタの直線性補償回路に関するものである。
【０００２】
【従来技術】絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（以下
単にトランジスタと称す）を増幅素子として使用した高
周波電力増幅回路の概略構成を図３に示す。トランジス
タ２のゲート入力には入力整合回路１が設けられてお
り、入力信号ＩＮはこの入力整合回路１を介してトラン
ジスタ２のゲート入力となり電力増幅される。この電力
増幅されたドレイン出力は出力整合回路３を介して出力
ＯＵＴとして導出される。
単にトランジスタと称す）を増幅素子として使用した高
周波電力増幅回路の概略構成を図３に示す。トランジス
タ２のゲート入力には入力整合回路１が設けられてお
り、入力信号ＩＮはこの入力整合回路１を介してトラン
ジスタ２のゲート入力となり電力増幅される。この電力
増幅されたドレイン出力は出力整合回路３を介して出力
ＯＵＴとして導出される。
【０００３】この場合、入出力整合回路１，３は、最大
出力電力時に最適な整合が得られるように、回路定数が
決定されている。一方、電力増幅回路としての直線性に
関しては、トランジスタ２のバイアス条件を最適化する
ことによりある程度の特性を確保するようになっている
のみであり、特に直線性の補償については何等考慮され
ていない。
出力電力時に最適な整合が得られるように、回路定数が
決定されている。一方、電力増幅回路としての直線性に
関しては、トランジスタ２のバイアス条件を最適化する
ことによりある程度の特性を確保するようになっている
のみであり、特に直線性の補償については何等考慮され
ていない。
【０００４】ここで、トランジスタ（絶縁ゲート型電界
効果トランジスタ）は出力側（ドレイン側）のデバイス
構造がＰＮ接合にて形成されている。従って、出力電圧
の変化に応じてそのＰＮ接合部の容量が変化することに
なり、その結果、出力側から増幅回路をみたダイナミッ
クインピーダンスは出力電圧に応じて変化するという事
実がある。
効果トランジスタ）は出力側（ドレイン側）のデバイス
構造がＰＮ接合にて形成されている。従って、出力電圧
の変化に応じてそのＰＮ接合部の容量が変化することに
なり、その結果、出力側から増幅回路をみたダイナミッ
クインピーダンスは出力電圧に応じて変化するという事
実がある。
【０００５】尚、このＰＮ接合容量Ｃjaと出力電圧Ｖo
との関係は次式で表わされる。
との関係は次式で表わされる。
【０００６】
【数１】
【０００７】上記（１）式において、Ｃjaは出力電圧の
変化が正弦波であると仮定した場合の一周期分の平均接
合容量であり、ＣjoはＶo ＝０のときの接合容量であ
り、よって、出力電圧の変化に応じて出力側のダイナミ
ックインピーダンスが変化し、増幅回路の出力電圧によ
り出力整合回路３に対して不整合を与える結果となる。
この不整合は低出力電力時の直線性に影響を与えること
になり、従って、高周波高出力電力増幅回路において
は、出力電力が小さい小信号入力時に増幅回路の直線性
が良くないままで使用されることになる。
変化が正弦波であると仮定した場合の一周期分の平均接
合容量であり、ＣjoはＶo ＝０のときの接合容量であ
り、よって、出力電圧の変化に応じて出力側のダイナミ
ックインピーダンスが変化し、増幅回路の出力電圧によ
り出力整合回路３に対して不整合を与える結果となる。
この不整合は低出力電力時の直線性に影響を与えること
になり、従って、高周波高出力電力増幅回路において
は、出力電力が小さい小信号入力時に増幅回路の直線性
が良くないままで使用されることになる。
【０００８】特に、映像信号を扱うテレビ放送機におい
ては、直線性に大きく依存する微分利得（ＤＧ），微分
位相（ＤＰ），三次の混変調等の特性に対して悪影響を
生ずる原因となっている。
ては、直線性に大きく依存する微分利得（ＤＧ），微分
位相（ＤＰ），三次の混変調等の特性に対して悪影響を
生ずる原因となっている。
【０００９】そこで、直線性補償回路を付加した図４に
示す電力増幅回路が提案されている。図４において、ト
ランジスタ２のゲート入力電圧に比例した電圧を入力ア
イソレータ９を介してバラクタダイオード１０へ印加
し、このバラクタダイオード１０の容量変化を出力アイ
ソレータ１１を介してトランジスタ２のドレイン出力側
へ供給するようにしている。
示す電力増幅回路が提案されている。図４において、ト
ランジスタ２のゲート入力電圧に比例した電圧を入力ア
イソレータ９を介してバラクタダイオード１０へ印加
し、このバラクタダイオード１０の容量変化を出力アイ
ソレータ１１を介してトランジスタ２のドレイン出力側
へ供給するようにしている。
【００１０】尚、インダクタンス１３はバラクタダイオ
ード１０へのバイアス電圧１２を供給するものであり、
アイソレータ９は増幅入力側の入力電圧を補償回路のバ
ラクタダイオード１０へ伝達すると共に、補償回路のイ
ンピーダンスを増幅入力側へ帰還させないためのもので
ある。また、アイソレータ１１は増幅入力電圧に応じて
変化するバラクタダイオード１０の容量値を増幅出力側
へ伝達すると共に、増幅出力側の電圧変化を補償回路へ
帰還させないためのものである。
ード１０へのバイアス電圧１２を供給するものであり、
アイソレータ９は増幅入力側の入力電圧を補償回路のバ
ラクタダイオード１０へ伝達すると共に、補償回路のイ
ンピーダンスを増幅入力側へ帰還させないためのもので
ある。また、アイソレータ１１は増幅入力電圧に応じて
変化するバラクタダイオード１０の容量値を増幅出力側
へ伝達すると共に、増幅出力側の電圧変化を補償回路へ
帰還させないためのものである。
【００１１】この図４の回路では、入力電圧に追従して
バラクタダイオード１０の容量を変化させ、この容量を
トランジスタ２の出力側（ドレイン側）へ供給すること
で、増幅出力からトランジスタ２をみたインピーダンス
を補償しており、時間軸上での補償であるから、直線性
補償特性は極めて優れているが、アイソレータ９，１１
を使用しているために、回路規模が増大し、コストアッ
プの原因ともなる。
バラクタダイオード１０の容量を変化させ、この容量を
トランジスタ２の出力側（ドレイン側）へ供給すること
で、増幅出力からトランジスタ２をみたインピーダンス
を補償しており、時間軸上での補償であるから、直線性
補償特性は極めて優れているが、アイソレータ９，１１
を使用しているために、回路規模が増大し、コストアッ
プの原因ともなる。
【００１２】更に、補償回路の容量変化によりトランジ
スタ２の出力容量の変化を打消すものであるから、補償
回路側電圧変化と増幅回路側のそれとは互いに位相が反
転する関係に設定しておく必要があり、よって、補償回
路側の電気長を常にλ／２（λは信号波長を示す）にし
なければならず、回路設計が困難であるという欠点もあ
る。
スタ２の出力容量の変化を打消すものであるから、補償
回路側電圧変化と増幅回路側のそれとは互いに位相が反
転する関係に設定しておく必要があり、よって、補償回
路側の電気長を常にλ／２（λは信号波長を示す）にし
なければならず、回路設計が困難であるという欠点もあ
る。
【００１３】
【発明の目的】本発明の目的は、簡単な構成でローコス
トの絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回
路を提供することである。
トの絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回
路を提供することである。
【００１４】本発明の他の目的は、回路設計上の制約を
なくした絶縁ゲート電界効果トランジスタの直線性補償
回路を提供することである。
なくした絶縁ゲート電界効果トランジスタの直線性補償
回路を提供することである。
【００１５】
【発明の構成】本発明によれば、高周波電力増幅用の絶
縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路であ
って、前記トランジスタのゲート入力電力を検波する検
波回路と、この検波出力を反転する反転回路と、この反
転出力に応じて容量値が制御される可変容量素子と、こ
の可変容量素子の容量値を前記トランジスタのドレイン
出力へ導出する導出手段とを含み、ゲート入力電圧に対
して正相で変化するドレイン出力容量を補償するように
したことを特徴とする直線性補償回路が得られる。
縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路であ
って、前記トランジスタのゲート入力電力を検波する検
波回路と、この検波出力を反転する反転回路と、この反
転出力に応じて容量値が制御される可変容量素子と、こ
の可変容量素子の容量値を前記トランジスタのドレイン
出力へ導出する導出手段とを含み、ゲート入力電圧に対
して正相で変化するドレイン出力容量を補償するように
したことを特徴とする直線性補償回路が得られる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
つつ詳細に説明する。
つつ詳細に説明する。
【００１７】図１は本発明の実施例の回路図であり、図
３，４と同等部分は同一符号により示している。検波回
路４はトランジスタ２のゲート入力電圧を整流平滑化し
て当該入力電圧に比例した電圧を得るもので、検波ダイ
オード４１，平滑用チョークコイル４２，コンデンサ４
３，４４からなっている。
３，４と同等部分は同一符号により示している。検波回
路４はトランジスタ２のゲート入力電圧を整流平滑化し
て当該入力電圧に比例した電圧を得るもので、検波ダイ
オード４１，平滑用チョークコイル４２，コンデンサ４
３，４４からなっている。
【００１８】反転増幅回路５はこの検波回路出力を位相
反転するものであり、オペアンプ５１，抵抗５２〜５４
からなっている。この反転出力は可変容量素子であるバ
ラクタダイオード６への印加電圧となっており、このバ
ラクタダイオード６の容量値が、トランジスタ２の出力
容量の変化を打消して補償すべく直流阻止用コンデンサ
８を介してトランジスタ２のドレイン側へ導出されるよ
うになっている。
反転するものであり、オペアンプ５１，抵抗５２〜５４
からなっている。この反転出力は可変容量素子であるバ
ラクタダイオード６への印加電圧となっており、このバ
ラクタダイオード６の容量値が、トランジスタ２の出力
容量の変化を打消して補償すべく直流阻止用コンデンサ
８を介してトランジスタ２のドレイン側へ導出されるよ
うになっている。
【００１９】尚、バラクタダイオード６に並列に設けら
れている抵抗７は、反転増幅回路５の吸込み電流特性を
補償するためのダンピング抵抗である。
れている抵抗７は、反転増幅回路５の吸込み電流特性を
補償するためのダンピング抵抗である。
【００２０】図１において、増幅回路入力ＩＮからの入
力電圧は入力整合回路１を介してトランジスタ２のゲー
ト入力へ印加されるが、トランジスタ２のゲート入力側
インピーダンスは極めて高いので、この入力電力はほと
んどゲート入力電圧として消費されることになる。従っ
て、検波回路４へはこのゲート入力電圧が印加されて直
流電圧に変換される。
力電圧は入力整合回路１を介してトランジスタ２のゲー
ト入力へ印加されるが、トランジスタ２のゲート入力側
インピーダンスは極めて高いので、この入力電力はほと
んどゲート入力電圧として消費されることになる。従っ
て、検波回路４へはこのゲート入力電圧が印加されて直
流電圧に変換される。
【００２１】ここで、図２を参照すると、トランジスタ
２の簡易等価回路が示されており、ゲート端子２１へ印
加されるゲート入力電圧に比例した出力電力ｉd がドレ
イン端子２３からドレイン側へ流入する。この電流は接
地となったソース２２へ流れるが、ゲート２１へ印加さ
れる電圧が交流の場合、インダクタンス２５（ドレイン
バイアス電圧２６の供給用）の影響でドレイン２３の電
圧はゲート２１へ印加される入力電圧が大なる程低下す
る。
２の簡易等価回路が示されており、ゲート端子２１へ印
加されるゲート入力電圧に比例した出力電力ｉd がドレ
イン端子２３からドレイン側へ流入する。この電流は接
地となったソース２２へ流れるが、ゲート２１へ印加さ
れる電圧が交流の場合、インダクタンス２５（ドレイン
バイアス電圧２６の供給用）の影響でドレイン２３の電
圧はゲート２１へ印加される入力電圧が大なる程低下す
る。
【００２２】この場合、出力接合容量２４の平均値Ｃja
は上記（１）式で表わされ、このＣjaと出力Ｖo との関
係は反比例となっているため、Ｃjaとゲート入力電圧と
の関係は正比例（同相）となる。従って、ゲート入力電
圧に比例した電圧を検波回路４で得て、この電圧を反転
増幅回路５で反転させてバラクタダイオートド６のバイ
アス電圧として印加することにより、このバラクタダイ
オード６の容量変化がドレイン出力接合容量２４の変化
を打消す様に作用するのである。
は上記（１）式で表わされ、このＣjaと出力Ｖo との関
係は反比例となっているため、Ｃjaとゲート入力電圧と
の関係は正比例（同相）となる。従って、ゲート入力電
圧に比例した電圧を検波回路４で得て、この電圧を反転
増幅回路５で反転させてバラクタダイオートド６のバイ
アス電圧として印加することにより、このバラクタダイ
オード６の容量変化がドレイン出力接合容量２４の変化
を打消す様に作用するのである。
【００２３】尚、トランジスタとして絶縁ゲート型電界
効果トランジスタに限定する理由は次のとおりである。
絶縁ゲート型電界効果トランジスタは、図２に等価回路
を示す如く、入力側にはゲート容量のみが存在している
ので、多少の高周波電流が入力側に流れるのみで高入力
インピーダンスとなっている。従って、入力電圧はほと
んど電圧としてゲートへ印加されるので、バラクタダイ
オードに対して充分な電圧が供給されることになる。し
かしながら、増幅素子がバイポーラトランジスタであれ
ば、入力電圧の大部分は電流として消費されるので、バ
ラクタダイオードへの電圧変化はほとんど生じないこと
になり、よって、本発明では、増幅素子として絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタに限定されることになるので
ある。
効果トランジスタに限定する理由は次のとおりである。
絶縁ゲート型電界効果トランジスタは、図２に等価回路
を示す如く、入力側にはゲート容量のみが存在している
ので、多少の高周波電流が入力側に流れるのみで高入力
インピーダンスとなっている。従って、入力電圧はほと
んど電圧としてゲートへ印加されるので、バラクタダイ
オードに対して充分な電圧が供給されることになる。し
かしながら、増幅素子がバイポーラトランジスタであれ
ば、入力電圧の大部分は電流として消費されるので、バ
ラクタダイオードへの電圧変化はほとんど生じないこと
になり、よって、本発明では、増幅素子として絶縁ゲー
ト型電界効果トランジスタに限定されることになるので
ある。
【００２４】
【発明の効果】叙上の如く、本発明によれば、電力増幅
用トランジスタのゲート入力電圧を検波してこの検波電
圧の反転出力を可変容量ダイオードのバイアス電圧とし
供給することにより、入力電圧に対して逆相で変化する
補償容量を、トランジスタのドレイン出力容量に加える
ようにしたので、入力電圧に正相で変化するドレイン出
力容量を補償可能となる。
用トランジスタのゲート入力電圧を検波してこの検波電
圧の反転出力を可変容量ダイオードのバイアス電圧とし
供給することにより、入力電圧に対して逆相で変化する
補償容量を、トランジスタのドレイン出力容量に加える
ようにしたので、入力電圧に正相で変化するドレイン出
力容量を補償可能となる。
【００２５】従って、映像信号を扱うテレビ送信機にお
いては、トランジスタの直線性が良好となって、ＤＧ，
ＤＰ及び混変調特性等が大幅に改善可能となるものであ
る。
いては、トランジスタの直線性が良好となって、ＤＧ，
ＤＰ及び混変調特性等が大幅に改善可能となるものであ
る。
【００２６】また、補償回路の大部分はＤＣ回路で構成
できるので、安価でしかも設計が容易になり、回路の調
整も、反転増幅回路のゲインとオフセット電圧との調整
のみで良く、極めて容易となるものである。
できるので、安価でしかも設計が容易になり、回路の調
整も、反転増幅回路のゲインとオフセット電圧との調整
のみで良く、極めて容易となるものである。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】絶縁ゲート型電界効果トランジスタの簡易等価
回路図である。
回路図である。
【図３】従来の絶縁ゲート型電界効果トランジスタを用
いた高周波電力増幅回路のブロック図である。
いた高周波電力増幅回路のブロック図である。
【図４】直線性補償回路を有する従来の絶縁ゲート型電
界効果トランジスタを用いた高周波電力増幅回路のブロ
ック図である。
界効果トランジスタを用いた高周波電力増幅回路のブロ
ック図である。
１ 入力整合回路 ２ 絶縁ゲート型電界効果トランジスタ ３ 出力整合回路 ４ 検波回路 ５ 反転増幅回路 ６ バラクタダイオード ８ 直流阻止用コンデンサ ２１ ゲート ２２ ソース ２３ ドレイン ２４ ドレイン出力容量
Claims (3)
- 【請求項１】 高周波電力増幅用の絶縁ゲート型電界効
果トランジスタの直線性補償回路であって、前記トラン
ジスタのゲート入力電力を検波する検波回路と、この検
波出力を反転する反転回路と、この反転出力に応じて容
量値が制御される可変容量素子と、この可変容量素子の
容量値を前記トランジスタのドレイン出力へ導出する導
出手段とを含み、ゲート入力電圧に対して正相で変化す
るドレイン出力容量を補償するようにしたことを特徴と
する直線性補償回路。 - 【請求項２】 前記可変容量素子はバラクタダイオード
であることを特徴とする請求項１記載の直線性補償回
路。 - 【請求項３】 前記導出手段は前記バラクタダイオード
のカソードと前記ドレインとの間に設けられた直流阻止
用コンデンサであることを特徴とする請求項２記載の直
線性補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4266499A JP2855998B2 (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | 絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4266499A JP2855998B2 (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | 絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0690119A JPH0690119A (ja) | 1994-03-29 |
| JP2855998B2 true JP2855998B2 (ja) | 1999-02-10 |
Family
ID=17431772
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4266499A Expired - Lifetime JP2855998B2 (ja) | 1992-09-09 | 1992-09-09 | 絶縁ゲート型電界効果トランジスタの直線性補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2855998B2 (ja) |
-
1992
- 1992-09-09 JP JP4266499A patent/JP2855998B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0690119A (ja) | 1994-03-29 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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