JP2843220B2 - サイクロコンバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ある周波数の交流電力
を任意の周波数の電力に変換するサイクロコンバータ装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】サイクロコンバータは一定周波数の交流
電力を他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるが、その構成素子たるサイリスタを電源電圧によ
って転流させるため電源から多くの無効電力をとり電源
力率が悪いという欠点がある。したがって無効電力を一
定にして電源に接続している進相コンバータと打ち消し
て常に高い力率で運転するように循環電流を制御する無
効電力一定制御を備えたサイクロコンバータがある。し
かしながら、その無効電力は、負荷側の周波数に同期し
て常に変動しており、電源系統に運転周波数に依存した
高調波を発生する。このため、同一系統に接続された電
気機器の種々にサイクロコンバータの発生する高調波に
より悪影響を及ぼす。

【０００３】図８は、従来の代表的な無効電力補償装置
を示す。図中ＢＵＳは３相交流電源の電線路、Ｃは進相
コンデンサ、Ｔ_RU、Ｔ_RV、Ｔ_RWは電源トランス、ＣＣ−
Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗは循環電流式サイクロコンバー
タ、ＬＯＡＤＵ、ＬＯＡＤＶ、ＬＯＡＤＷは負荷、ＣＯ
ＮＴ−Ｕ、ＣＯＮＴ−Ｖ、ＣＯＮＴ−Ｗは負荷電流及び
循環電流の制御回路である。サイクロコンバータＣＣ−
Ｕは正群コンバータＳＳ−Ｐ、負群コンバータＳＳ−Ｎ
及び直流リアクトルＬ₀₁、Ｌ₀₂から構成されている。Ｃ
Ｃ−Ｖ、ＣＣ−Ｗも同様に構成されている。以下負荷電
流制御動作及び循環電流動作をＵ相のサイクロコンバー
タを例にとって説明する。まず、負荷電流の制御は次の
ようにして行われる。

【０００４】負荷電流検出器ＣＴ_LUにより負荷電流Ｉ_LU
を検出し指令値Ｉ_LU ^* と比較する。偏差ε₃ ＝Ｉ_LU ^* −
Ｉ_LUに比例した電圧をサイクロコンバータから発生する
ような位相制御回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎを制御する。Ｐ
Ｈ−Ｐの出力位相α_NU＝ 180°−α_PUの関係を保つよう
に増幅器Ｋ₂ から反転増幅器Ｋ₃ を介してＰＨ−Ｎに入
力される。すなわち、正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電
圧Ｖ_P ＝ｋｖ・Ｖ_S ・ＣＯＳα_PUと、負群コンバータＳ
Ｓ−Ｎの出力電圧Ｖ_N ＝ｋｖ・Ｖ_S ・ＣＯＳα_NU＝ｋｖ
・Ｖ_S ・ＣＯＳ（ 180°−α_PU）は負荷端子でつり合っ
た状態で通常の運転が行われる。ただしＶ_S は電源電
圧、ｋｖは変換定数である。電流指令Ｉ_LU ^* を正弦波状
に変化させるとそれに応じて流れるように電流偏差ε₃
が変化し、負荷に正弦波電流が流れるように前記α_PU及
びα_NUが制御される。この通常運転では正群コンバータ
ＳＳ−Ｐの出力電圧と負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電
圧は等しく釣り合っているため循環電流Ｉ_OUはほとんど
流れない。次に循環電流制御の動作を説明する。

【０００５】循環電流Ｉ_OUは次の演算を行うことによっ
て検出される。ただし、Ｉ_PUは正群コンバータＳＳ−Ｐ
の出力電流、Ｉ_NUは負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電
流、｜Ｉ_LU｜は負荷電流Ｉ_LUの絶対値である。 Ｉ_OU＝（Ｉ_PU＋Ｉ_NU−｜Ｉ_LU｜）／２ 電流検出器ＣＴ_PU、ＣＴ_NU、ＣＴ_LU、絶対値回路ＡＢ
Ｓ、加算器Ａ₁ 、Ａ₂ 及び増幅器Ｋ₀ （＝１／２倍）を
使って上記演算を行っている。

【０００６】このようにして検出された循環電流Ｉ_OUは
比較器Ｃ₂ によって指令値Ｉ_OU ^* と比較され、偏差ε₂
＝Ｉ_OU ^* −Ｉ_OUが出力される。偏差ε₂ は増幅器Ｋ₁ を
介して加算器Ａ₃ 及びＡ₄ に入力される。従って、ＰＨ
−Ｐ及びＰＨ−Ｎの入力ε₄及びε₅ は各々次のように
なる。ただしＫ₃ ＝−１とする。 ε₄ ＝ Ｋ₂ ・ε₃ ＋Ｋ₁ ・ε₂ ε₅ ＝−Ｋ₂ ・ε₃ ＋Ｋ₁ ・ε₂

【０００７】故にα_NU＝ 180°−α_PUの関係は崩れ、Ｋ
₁ ・ε₂ に比例した分だけ正群コンバータＳＳ−Ｐの出
力電圧Ｖ_P と負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電圧Ｖ_N と
が不平衡になる。その差電圧が直流リアクトルＬ₀₁及び
Ｌ₀₂に印加され循環電流Ｉ_OUが流れる。Ｉ_OUが指令値Ｉ
_OU ^* より流れすぎればε₁ が減少して上記差電圧を小さ
くする。結果的にはＩ_OUはＩ_OU ^* に等しくなるように制
御される。Ｖ、Ｗ相も同様に制御される。

【０００８】一方、無効電力制御は次のようにして行わ
れる。受電端には電流検出器ＣＴ_S及び電圧検出器ＰＴ
（いずれも三相分）が設置され、無効電力演算回路ＶＡ
Ｒによってその無効電力Ｑが演算される。無効電力の指
令値Ｑ^* は任意に設定され、比較器Ｃ₁ によって偏差ε
₁ が発生される。制御補償回路Ｈ（Ｓ）が定常偏差ε₁
を零にするため、通常積分要素が使われ、その出力Ｉ₀
^* が各相の循環電流基準であるＩ_OU ^* 、Ｉ_OV ^* 、Ｉ_OW ^*
となる。

【０００９】無効電力の指令値Ｑ^* は通常進相コンデン
サーの容量と同じ値に設定され、サイクロコンバータの
発生する一定の無効電力と進相コンデンサーの進み電力
が打ち消し合うため電源力率を常に一にすることができ
る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前記サイクロコンバー
タは、電源に対し運転周波数に依存した側帯波と呼ばれ
る高調波を発生する。それは下式で表される。 Ｆ＝（６ｎ±１）・Ｆ_S ±ｍ・Ｆ₀ ここで、Ｆ_S は入力電源周波数でＦ₀ は運転周波数であ
る。また、ｎ、ｍは整数である。

【００１１】このように運転周波数に依存するため電源
系統の持つ電源の固有振動数とある運転周波数でぶつか
ることとなり電源系統との共振をおこしてしまい、同一
の電源系統に接続された機器が運転できなくなったり、
電灯がフリッカするなど問題点があった。したがって運
転周波数に依存し、電源系統に影響を与える高調波電流
を抑制する必要があった。

【００１２】そこで本発明においては、運転周波数に依
存し電源系統に影響を与えるある特定系列の高調波の電
流成分を除去し、すべての運転範囲で電源に影響のない
安定なサイクロコンバータの制御装置を提供することに
ある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明では電源系統に影響する特定高調波成分と
それを打ち消す逆位相の補償電流を負荷力率と出力電圧
比（変換器が出力できる最大電圧に対する出力電圧比）
から求めそれを循環電流基準に加算して制御する。

【００１４】サイクロコンバータの発生する側帯波とよ
ばれる高調波電流はサイクロコンバータの出力電圧比、
つまりサイクロコンバータの出力する最大電圧に対する
出力電圧の比率と負荷力率で決まる。したがってあらか
じめ負荷力率と出力電圧比とから運転する範囲での補償
する電流の振幅と初期位相を関数テーブルとして作成
し、各運転状態での抑制したい特定系列の側帯波の 180
°位相のずれた補償電流を求める。

【００１５】

【作用】このことにより、循環電流が前記特定周波数と
180°逆位相の電流を電源に流し込むことになり、両者
が合成されてこの高調波成分は打ち消し合うことにな
る。したがって、前記の特定高調波は抑制されてすべて
の運転範囲で、電源系統に悪影響を与えないサイクロコ
ンバータシステムが実現できる。

【００１６】

【実施例】以下本発明について説明する。

【００１７】図１は、本発明の一実施例である。サイク
ロコンバータの発生する側帯波Ｉ_Hを打ち消す補償電流
Ｉ_CMP を回路１から出力し循環電流Ｉ_O ^* に加算する。
回路１には負荷電圧検出器ＰＴ_U から電圧Ｖ_U と負荷電
流Ｉ_LUを入力し、負荷力率検出回路２と補償電流演算回
路３からなる。

【００１８】図２に負荷力率検出回路２を示す。ここで
は、負荷電圧Ｖ_U と負荷電流Ｉ_LUを入力して図３に示す
ように負荷力率である位相差θ_V を求める。図４はその
具体的回路を示す。入力された負荷電圧Ｖ_U と負荷電流
Ｉ_LUは、係数Ｖ_M 、Ｉ_M により正規化されそれぞれ電圧
／周波数変換器21で、周波数に変換し、カウンタ22によ
り積分されて電圧位相θ_V と電流位相θ_I を得る。電圧
位相θ_V と電流位相θ_I の差（θ_V −θ_I ）から負荷力
率θ_VIを求めて電流位相（θ_I ）とともに出力する。図
５は補償電流演算回路３を示す。ここでは、前記の位相
を入力して補償電流Ｉ_CMP を出力する。補償電流は下式
で示される。 Ｉ_CMP ＝Ｉ_N ・ＳＩＮ（ｍ・θ_I ＋θ_N ） ここで図６に示すようにＩ_N は補償電流の振幅値、θ_N
は運転周波数との位相差である。ｍは整数で補償したい
高調波Ｉ_H Ｉ_H ＝（６ｎ±１）・Ｆ_S ±ｍ・Ｆ₀ のｍと同一である。ここで、Ｆ_S は入力電源周波数でＦ
₀ は運転周波数でありｎ、ｍは整数。

【００１９】図７に具体的な回路を示す。負荷電圧Ｖ_U
は最大出力電圧Ｖ_MAX で除算して出力電圧比Ｖ_N を得
る。32、33は出力電圧比Ｖ_N と負荷力率θ_VIを変数とし
補償電流の振幅Ｉ_N 、初期位相θ_N を出力する関数テー
ブルである。これらは、あらかじめ設定される。また電
流位相θ_I は運転周波数を意味し、それに整数ｍを乗算
し、補償電流の周波数成分を演算する。35は前記の各信
号を入力して、下記のように演算される。 Ｉ_CMP ＝Ｉ_N ・ＳＩＮ（ｍ・θ_I ＋θ_N ） この補償電流Ｉ_CMP を図１で示すように循環電流基準Ｉ
_O ^* に加算する。

【００２０】電源に悪影響を与えるサイクロコンバータ
の発生するある特定の高調波Ｉ_H に対してその 180°位
相の異なる補償電流Ｉ_CMP を循環電流によって発生させ
ることによりこの高調波を打ち消すことができる。

【００２１】以上より、前記の電源の共振周波数とある
運転周波数でぶつかるために電源系統を不安定にする特
定高調波が抑制されすべての運転範囲で電源系統は安定
となり、電源系統に悪影響を与えないサイクロコンバー
タシステムが実現できる。

【００２２】

【発明の効果】上記の補償電流演算回路において入力さ
れる負荷電流と電圧はフィードバック信号を用いている
が、制御で演算する負荷電流基準電圧基準を用いても同
じ効果が得られる。なお、制御出力から実際に出力され
るところで発生する遅れがない回路となるため高調波の
抑制効果としては良くなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のサイクロコンバータ装置の構成図であ
る。

【図２】負荷力率検出回路の回路図である。

【図３】負荷力率の位相を示す図である。

【図４】負荷力率検出回路の詳細説明図である。

【図５】補償電流演算回路図である。

【図６】補償電流波形を示す図である。

【図７】補償電流演算回路の詳細説明図である。

【図８】従来の代表的な無効電力補償装置の構成図であ
る。

【符号の説明】

１…補償回路 ２…負荷力率検出回路 ３…補償電流検出回路 21…電圧／周波数変換回路 22…カウンタ 32…負荷力率と出力電圧比に対する補償電流の振幅の関
数テーブル 33…負荷力率と出力電圧比に対する補償電流の初期位相
の関数テーブル ＢＵＳ…３相電線路 Ｃ…進相コンデンサー Ｔ_RU、Ｔ_RV、Ｔ_RW…電源トランス ＣＣ−Ｕ、ＣＣ−Ｖ、ＣＣ−Ｗ…循環電流式サイクロコ
ンバータ ＳＳ−Ｐ…正群コンバータ ＳＳ−Ｎ…負群コンバータ Ｌ⁰¹、Ｌ⁰²…直流リアクトル ＬＯＡＤ^U 〜ＬＯＡＤ^W …負荷 ＰＴ、ＰＴ^U …変成器 ＣＴ^S 、ＣＴ^PU、ＣＴ^NU、ＣＴ^W …変流器 ＶＡＲ…無効電力演算回路 Ｈ（Ｓ）…補償回路 Ｃ¹ 〜Ｃ³ …比較器 Ａ¹ 〜Ａ⁵ …加算器 ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎ…位相制御回路 ＡＢＳ…絶対値回路 Ｋ⁰ 〜Ｋ² …増幅器

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 正群と負群の１対の３相ブリッジ変換器
   と直流リアクトルを接続してある周波数の交流電力を任
   意の交流電力に変換する循環電流式サイクロコンバータ
   装置において、 負荷電圧と負荷電流から出力電圧比と負荷力率を演算す
   る回路と前記出力電圧比と負荷力率から補償電流の初期
   位相と振幅値を演算する回路と運転周波数の整数倍を演
   算する回路と、前記初期位相と振幅と周波数からもとめ
   た交流信号を循環電流基準に加算する回路を有し、循環
   電流を制御することを特徴としたサイクロコンバータ装
   置。