JP2755219B2 - 発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は発振回路に間する。

【０００２】

【従来の技術】デューティ比の異なる三角波を発生させ
る従来の発振回路を示す図４を参照すると、この回路
は、高電位源にコレクタを共通にしてダーリントン接続
されたｎｐｎ型トランジスタＱ５，Ｑ６と、これらトラ
ンジスタＱ５，Ｑ６の各々のエミッタに接続された定電
流源Ｉ３，Ｉ４と、トランジスタＱ５のコレクタ・ベー
ス間に接続された抵抗Ｒ２と、コレクタが抵抗Ｒ１を介
して高電位源に、ベースがトランジスタＱ６のエミッタ
に各々接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ３と、コレク
タがトランジスタＱ５のベースに、エミッタがトランジ
スタＱ３のエミッタと定電流源Ｉ２とに各々接続された
ｎｐｎ型トランジスタＱ４と、コレクタが高電位源に、
ベースがトランジスタＱ３のベースとトランジスタＱ６
のエミッタとに各々接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ
１と、エミッタが各々抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して高電位源
に、ベースが共通に接続されたｐｎｐ型トランジスタＱ
８，Ｑ９と、トランジスタＱ８のコレクタにコレクタが
接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ２と、トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２のコレクタ間に接続されたコンデンサＣと、
コレクタがトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタにエミッ
タが抵抗Ｒ５を介して低電位源に接続されたｎｐｎ型ト
ランジスタＱ１１と、エミッタが定電流源Ｉ５にコレク
タが高電位源に、ベースがトランジスタＱ２のコレクタ
に各々接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ７と、トラン
ジスタＱ９のベースをエミッタに、トランジスタＱ９の
コレクタをベースに、低電位源をコレクタに各々接続し
たｐｎｐ型トランジスタＱ１０と、エミッタが抵抗Ｒ６
を介して低電位源に、ベースがトランジスタＱ１１のベ
ースに、コレクタがトランジスタＱ９のコレクタに各々
接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１２と、コレクタが
定電流源Ｉ１を介して高電位源に、エミッタが抵抗Ｒ７
を介して低電位源に、ベースがトランジスタＱ１１，Ｑ
１２のベースに各々接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ
１５と、コレクタが高電位源にベースがトランジスタＱ
１５のコレクタに、エミッタがトランジスタＱ１５のベ
ースに各々接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１４とを
備えている。

【０００３】ここで、差動増幅手段としてトランジスタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１等があり、トランジスタＱ１，Ｑ２
を交互に導通・非導通とする正帰還手段としてトランジ
スタＱ７，Ｑ４，Ｑ３等があり、トランジスタＱ２のコ
レクタ電流はトランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０、抵抗Ｒ
３，Ｒ４等からなるカレントミラーから供給されてい
る。

【０００４】尚、以下の説明において、定電流源の定電
流値、抵抗の抵抗値、コンデンサの容量値は、各々に共
通したアルファベット、算用数字を用いる。

【０００５】次に、この発振器の発振動作を説明する。
トランジスタＱ１，Ｑ２からなる差動回路は、スイッチ
（ＳＷ）として動作する。最初にトランジスタＱ１が導
通状態になり、トランジスタＱ２が非導通状態になると
仮定すると、電流源Ｉ７すなわちトランジスタＱ８のコ
レクタ電流により、コンデンサＣに充電を始め、コンデ
ンサＣの充電が終わるにつれてトランジスタＱ７のベー
ス電位があがり、同時にトランジスタＱ２とトランジス
タＱ４のベース電位も上昇する。今、トランジスタＱ１
が導通状態としているため、トランジスタＱ３のベース
電位はトランジスタＱ４のベース電位より高くなってい
る。トランジスタＱ４のベース電位がトランジスタＱ３
のベース電位よりあがると、逆にトランジスタＱ１が非
導通状態となり、トランジスタＱ２が導通状態になる。
電流源Ｉ６すなわちＱ１１のコレクタ電流値がＩ６＞Ｉ
７になるように構成された電流Ｉ６によりコンデンサＣ
は放電を始め、放電を終わるとトランジスタＱ７のベー
ス電位が下がりトランジスタＱ２のベース電位が下が
る。トランジスタＱ２とＱ４のベース電位が、トランジ
スタＱ１，Ｑ３のベース電位より落ちると、トランジス
タＱ２が非導通状態となり、トランジスタＱ１が導通状
態になる。以上の動作を繰り返すことによりこの回路は
発振する。

【０００６】この発振動作において、トランジスタＱ２
のベース電位から三角波出力が得られる。トランジスタ
Ｑ１，Ｑ２がバランスしているときは、まずトランジス
タＱ２のベース電位が上がり、トランジスタＱ１が非導
通状態となり、発振が始まる。

【０００７】トランジスタＱ１のベース電圧の振幅を考
えると、トランジスタＱ２が非導通状態の時、トランジ
スタＱ４も非導通状態となっているため、抵抗Ｒ２には
電流が流れず、トランジスタＱ５のベース電位は電源電
圧ＶＣＣとなる。トランジスタＱ２が導通状態の時はト
ランジスタＱ５のベース電位は〔ＶＣＣ−Ｒ２×Ｉ２〕
となるため、トランジスタＱ１のベース電圧の振幅は
〔Ｒ２×Ｉ２〕に制限される。

【０００８】その一例としてデューティ比２：１の三角
波を発生させるための電流Ｉ６とＩ７の構成について説
明する。電流Ｉ１を入力とするカレントミラーを構成す
るトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ１５におい
て、出力電流がＩ６すなわちトランジスタＱ１１のコレ
クタ電流とトランジスタＱ１２のコレクタ電流の比が
３：１になるように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２の面
積比、及び抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値を設定する。トラン
ジスタＱ１２のコレクタ電流から、トランジスタＱ８，
Ｑ９，Ｑ１０、抵抗Ｒ３，Ｒ４からなるカレントミラー
を用いて、トランジスタＱ８の出力電流Ｉ７を得てい
る。

【０００９】図４のトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ８，Ｑ
１１、コンデンサＣから構成される回路を簡略化した等
価回路を図５に示す。図５において、電流Ｉ７は図４の
トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０、抵抗Ｒ３，Ｒ４から
なるカレントミラーの出力電流すなわちトランジスタＱ
８のコレクタ電流である。図５の電流Ｉ６は図４のトラ
ンジスタＱ１１，Ｑ１４，Ｑ１５、抵抗Ｒ５，Ｒ７から
なるカレントミラーの出力電流すなわちトランジスタＱ
１１のコレクタ電流である。これらはカレントミラーを
用いて、電流Ｉ７とＩ６の電流比１：３を得る回路であ
る。図５のＳＷは、図４のトランジスタＱ２に相当し、
トランジスタＱ１とＱ２により差動スイッチを構成す
る。

【００１０】図５を用いてこの回路の動作を説明する。
この回路はコンデンサＣに対し、ＳＷ：導通の時、Ｉ７
−Ｉ６＝−０．５×Ｉ１の電流が、ＳＷ：非導通の時、
Ｉ７＝０．２５×Ｉ１の電流が流れる。電流比２：１の
符号が逆の電流がコンデンサＣに流れるため、電流比１
で充電し、電流比２で放電し、コンデンサＣに現れる電
圧は、デューティ比２：１の三角波になる。

【００１１】この回路のＳＷはトランジスタで構成され
ており、そのＳＷのトランジスタのコレクタ電流とエミ
ッタ電流とは、ベース電流分だけエミッタ電流が多くな
るため、その電流の比をκとして考える。トランジスタ
の電流増幅率ｈｆｅをβとすると、κは次式とする。

【００１２】κ＝β／（β＋１） 従来では、デューティ比を変えるために、電流比Ｉ６，
Ｉ７を設定する。

【００１３】図５において、Ｉ６＝３・Ｉ１／４，Ｉ７
＝Ｉ１／４とすると、出力波形は図６の波形に示すよう
に、Ｔ１＝４・Ｃ・ＶＸ／Ｉ１，Ｔ２＝４・Ｃ・ＶＸ／
（３κ−１）Ｉ１となる。ここで、ＶＸは波形Ｗの最大
振幅値。

【００１４】この時の発振周波数ｆは、次式となる。

【００１５】ｆ＝１／（Ｔ１＋Ｔ２）＝Ｉ１・（３κ−
１）／６・Ｃ・ＶＸ・２Ｋ もし、スイッチＳＷ部のβの影響が無い場合の発振周波
数ｆｏｒｇは、次式となる。

【００１６】ｆｏｒｇ＝Ｉ１／６・Ｃ・ＶＸ その周波数差ｆｅｒｒは、次式となる。

【００１７】 ｆｅｒｒ＝ｆｒｏｇ−ｆ＝Ｉ１／６・Ｃ・ＶＸ・２・β この式から、発振周波数がβによって影響されるのがわ
かる。βは温度特性を持っているため、発振周波数が雰
囲気温度によって著しく変動する。さらに、図４の回路
の自己発熱による温度上昇によっても変動することにな
る。通常雰囲気温度変化が５０℃，自己発熱による温度
上昇が５０℃程度を見積る必要があり、合わせて１００
℃の変動に対して、発振周波数の安定した実用的な三角
波発振出力が、このような温度特性では得られないとい
う問題があった。

【００１８】特に、車両搭載機器や、衛星通信機器等に
は不適当であるという問題があった。

【００１９】このような問題を解決するため、恒温槽内
に入れて使用することが考えられるが、これではコンパ
クトに構成できず、消費電力も著しく増加することにな
る。

【００２０】また、熱抵抗を小さくして放熱を良好にし
ても、雰囲気温度変化まで低減することはできない。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】以上のような諸問題点
等に鑑み、本発明は次の課題を掲げる。（１）雰囲気温
度変化に対して、発振周波数の高度安定化をはかるこ
と。（２）小型に収納できること。（３）消費電力の増
加を極力抑えること。（４）回路構成を複雑にしないこ
と。（５）発振周波数の安定化により、用途の拡大をは
かること。（６）発振周波数の変動原因となるトランジ
スタの電流増幅率βに起因するものを、低減すること。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明の構成は、差動対
を構成する第１のトランジスタ及び第２のトランジスタ
と、 前記第１のトランジスタ及び第２のトランジスタ
の各コレクタ間に接続したコンデンサと、 前記第１の
トランジスタ及び第２のトランジスタの各エミッタの共
通接点にコレクタを接続した第３のトランジスタと、ベ
ースを前記第３のトランジスタのベースと共通接続した
第４のトランジスタとを備える第１のカレントミラー回
路と、前記第２のトランジスタのコレクタにコレクタを
接続した第５のトランジスタと、前記第４のトランジス
タのコレクタにコレクタを接続しベースを前記第５のベ
ースと共通接続した第６トランジスタと、前記第５のト
ランジスタと前記第６のベースの共通接点にエミッタを
接続しベースを前記第６のトランジスタのコレクタに接
続した第７のトランジスタとを備える第２のカレントミ
ラー回路と、前記第４のトランジスタのベース及びコレ
クタにエミッタ及びコレクタをそれぞれ接続した第８の
トランジスタとを設けたことを特徴とする。

【００２３】

【００２４】

【００２５】

【００２６】本発明によれば、差動増幅回路を構成する
一対のトランジスタの温度特性に起因する発振周波数の
変動を補償するように、温度補償手段が設けられている
ため、発振周波数が安定する。

【００２７】特に一対のトランジスタの電流増幅率の温
度特性を相殺するように、温度補償手段を構成するトラ
ンジスタを追加しているので、一桁程度温度変動の小さ
い発振周波数が得られる。

【００２８】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態の発振
回路を示す図１の回路図を参照すると、この実施の形態
は、コレクタをトランジスタＱ１２のコレクタに、エミ
ッタをトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１５のベース
に、ベースをトランジスタＱ１４のベースに各々接続し
たｎｐｎ型トランジスタＱ１３からなる温度補償手段を
備えていること以外図４の回路図と共通しているため、
共通した部分は共通のアルファベット、算用数字で示す
に留め、説明を省く。

【００２９】この実施の形態は、デューティ比２：１の
三角波を発生するときの構成例である。

【００３０】この実施の形態の電流値；Ｉ６とＩ７の構
成について説明する。電流Ｉ１を入力とするカレントミ
ラーのトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，
Ｑ１５は、出力電流がＩ６すなわちトランジスタＱ１１
のコレクタ電流とトランジスタＱ１２のコレクタ電流と
の比が３：１になるように、トランジスタＱ１１，Ｑ１
２の面積比、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値を設定する。電流
補正用に追加したトランジスタＱ１３と共にトランジス
タＱ１２のコレクタ電流から、トランジスタＱ８，Ｑ
９，Ｑ１０、抵抗Ｒ３，Ｒ４のカレントミラーを用いて
トランジスタＱ８の出力電流としてコレクタ電流Ｉ７を
得ている。

【００３１】図１のトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ８，Ｑ
１１、コンデンサＣから構成される回路を簡略化した等
価回路を図２に示す。図２において、Ｉ７は、図１のト
ランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ１０、抵抗Ｒ３，Ｒ４からな
るカレントミラーの出力電流すなわちトランジスタＱ８
のコレクタ電流である。トランジスタＱ８のカレントミ
ラーは、トランジスタＱ１２とＱ１３のコレクタから電
流を供給される。図２のＩ６は、図１のトランジスタＱ
１１，Ｑ１４，Ｑ１５，抵抗Ｒ５，Ｒ７からなるカレン
トミラーの出力電流すなわちトランジスタＱ１１のコレ
クタ電流である。これらはカレントミラーを用いて、Ｉ
７とＩ６の電流比１：３を得る回路である。図２のスイ
ッチＳＷは、図１のトランジスタＱ２に相当し、トラン
ジスタＱ１とＱ２により差動スイッチを構成する。

【００３２】この実施の形態の基本動作は、図４の動作
説明と共通しているため、相違した部分のみを数式を用
いて説明する。

【００３３】次に、Ｉ６，Ｉ７について数式を用いて具
体的に説明する。まず、トランジスタＱ９のカレントミ
ラーの入力電流を考える。入力Ｉ１からカレントミラー
により、トランジスタＱ１２に、ＩＱ１２＝Ｉ１／４の
電流を発生させる。この電流に、βの補正項として、ト
ランジスタＱ１３を追加すると、以下のようになる。

【００３４】 Ｉ７＝１／４・Ｉ１＋ｎ・Ｉ１（１−κ）／４ ただし、κ＝β／（β＋１）とする。

【００３５】この補正項ｎ・Ｉ１（１−κ）／４のｎ
は、トランジスタＱ１４，Ｑ１３の面積比を変えること
によって、任意の値を選ぶ。トランジスタＱ１４，Ｑ１
３に流れる電流Ｉ８，Ｉ９の合計は、トランジスタＱ１
５，Ｑ１２，Ｑ１１のベース電流分なので、Ｉ８＋Ｉ９
＝２・Ｉ１（１−κ）となる。この電流を分割して、上
記補正項の電流を得る。

【００３６】次に図２を用いて説明する。この等価回路
は、コンデンサに対し、スイッチＳＷ：導通の時Ｉ７−
Ｉ６の電流が、スイッチＳＷ：非導通の時Ｉ７の電流が
流れる。電流比〔Ｉ７−Ｉ６〕：Ｉ７の電流がコンデン
サＣに流れるので、コンデンサＣに現れる電圧はデュー
ティ比２：１の三角波になる。

【００３７】この実施の形態では、スイッチＳＷに流れ
込む電流にβの温度特性を持たせるため、電流を以下の
ように設定する。

【００３８】図１のＩ６，Ｉ７を、Ｉ６＝３・Ｉ１／
４、Ｉ７＝１／４・Ｉ１＋ｎ・Ｉ１（１−κ）／４とす
る。図６の出力波形のＴ１，Ｔ２は次式となる。

【００３９】 Ｔ１＝４・Ｃ・ＶＸ／Ｉ１（１＋ｎ−ｎκ） Ｔ２＝４・Ｃ・ＶＸ／Ｉ１（（３＋ｎ）κ−１−ｎ） このときの発振周波数ｆは、次式となる。

【００４０】ｆ＝Ｉ１（１＋ｎ−ｎκ）（（３＋ｎ）κ
−１−ｎ）／６・Ｃ・ＶＸ・２・Ｋ ここで、βの影響を考慮しないとき（κ＝１）との周波
数差ｆｅｒｒは、ｎ＝１とするとｆｅｒｒ＝Ｉ１・２／
６・Ｃ・ＶＸ・β（β＋１）となる。

【００４１】ここで、ｆｅｒｒのβの項に注目すると、
分母がβの２乗になっているので、βの温度特性による
周波数の変動は、従来の４／（β＋１）程度に小さく抑
えられる。仮にβ＝３０とすると、周波数変動は従来よ
りも一桁小さくなる。

【００４２】以上数式を用いて説明した通り、トランジ
スタＱ１，Ｑ２で構成される差動型のスイッチＳＷと、
その差動スイッチＳＷによって電流を充放電されるコン
デンサＣと、その電流を供給する第１、第２の電流源を
有し、前記コンデンサＣを充放電させることで三角波を
発生させる発振回路において、前記差動スイッチＳＷの
ｈｆｅの影響を、発振デューティ比に応じて補償するよ
うに前記第１の電流源に前記差動スイッチＳＷに用いら
れているトランジスタと同一導電型のトランジスタＱ１
３を用いて補償電流を加える構成としたことで、発振デ
ューティ比を変化させたときに、前記差動スイッチをｈ
ｆｅの影響を抑えることができる。

【００４３】この実施の形態は、個別の素子をプリント
配線基板に組み込むことにより、構成することも可能で
あるが、一つの半導体基板内に構成することが、高密度
に集積する上で望ましい。

【００４４】また、この実施の形態の出力波形は、トラ
ンジスタＱ２のコレクタあるいはトランジスタＱ１のコ
レクタから、高入力インピーダンスのバッファを介し
て、得ることが望ましい。

【００４５】この実施の形態の電源ＶＣＣは、雰囲気温
度による電圧変動の小さい安定化電源から供給されるこ
とが望ましい。

【００４６】この実施の形態によれば、トランジスタを
一個分追加するだけで済むから、回路構成を複雑にする
ことがなく、しかも発振周波数の温度変動を一桁程度改
善できるという効果が得られ、多方面の用途が考えられ
るようになった。

【００４７】上述した第１の実施の形態では、トランジ
スタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１
１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５がｎｐｎ型のバイ
ポーラ・トランジスタで、トランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ
１０がｐｎｐ型のバイポーラ・トランジスタで各々構成
したが、この逆の導電型のバイポーラ・トランジスタで
構成することも可能である。

【００４８】このような構成の第２の実施の形態を示す
図３を参照すると、この実施の形態は、トランジスタＱ
８，Ｑ９，Ｑ１０がｎｐｎ型で、その他のトランジスタ
がｐｎｐ型で構成され、これにともない配線接続関係が
変更されているが、各部の作用・効果は上述した第１の
実施例と共通するため、共通したアルファベット，算用
数字で図示するに留め、説明を省略する。

【００４９】第１，第２の実施の形態のトランジスタＱ
１，Ｑ２，Ｑ１３が、いずれも共通した導電型のバイポ
ーラ・トランジスタとなっているため、これらを各々一
枚の半導体基板に集積した場合の特性上のばらつきが小
さいという利点もある。

【００５０】尚、第１，第２の実施の形態の正帰還手段
は、図１，図３に図示されたものに限定されるものでは
なく、要するにトランジスタＱ１，Ｑ２を交互に導通・
非導通する作用を有する回路であれば、いかなるもので
もよい。

【００５１】

【発明の効果】以上説明した通り、本発明によれば、差
動増幅回路の一対のトランジスタの温度特性を補償する
ように、温度補償手段を設けたことにより、雰囲気温度
変化による発振周波数の変動を小さく抑え、もって発振
回路の安定化をはかることができ、上記各課題がことご
とく達成される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の発振回路を示す回
路図である。

【図２】第１の実施の形態の等価回路図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態の回路図である。

【図４】従来の発振回路の回路図である。

【図５】従来の発振回路の等価回路図である。

【図６】従来の発振回路の発振波形を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

Ｑ１乃至Ｑ１５ バイポーラ・トランジスタ Ｒ１乃至Ｒ７ 抵抗 ＶＣＣ 高電位源 Ｉ１乃至Ｉ５ 低電流源 Ｉ６乃至Ｉ９ 電流値 Ｃ コンデンサ Ｔ１，Ｔ２ 時間 ＶＸ 三角波の波高値 Ｗ 三角波

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 差動対を構成する第１のトランジスタ及
   び第２のトランジスタと、 前記第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの各コ
   レクタ間に接続したコンデンサと、 前記第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの各エ
   ミッタの共通接点にコレクタを接続した第３のトランジ
   スタと、ベースを前記第３のトランジスタのベースと共
   通接続した第４のトランジスタとを備える第１のカレン
   トミラー回路と、 前記第２のトランジスタのコレクタにコレクタを接続し
   た第５のトランジスタと、前記第４のトランジスタのコ
   レクタにコレクタを接続しベースを前記第５のベースと
   共通接続した第６トランジスタと、前記第５のトランジ
   スタと前記第６のベースの共通接点にエミッタを接続し
   ベースを前記第６のトランジスタのコレクタに接続した
   第７のトランジスタとを備える第２のカレントミラー回
   路と、 前記第４のトランジスタのベース及びコレクタにエミッ
   タ及びコレクタをそれぞれ接続した第８のトランジスタ
   と を設けたことを特徴とする発振回路。