JP2693685B2 - トルク制御方式 - Google Patents
トルク制御方式Info
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- JP2693685B2 JP2693685B2 JP4094379A JP9437992A JP2693685B2 JP 2693685 B2 JP2693685 B2 JP 2693685B2 JP 4094379 A JP4094379 A JP 4094379A JP 9437992 A JP9437992 A JP 9437992A JP 2693685 B2 JP2693685 B2 JP 2693685B2
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- control means
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＷＭインバータによる
誘導電動機のトルク制御の特性改善に関するものであ
る。
誘導電動機のトルク制御の特性改善に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータによる誘導電動機の高
速応答トルク制御については、既に、例えば特開昭61-2
03869 号公報「ＰＷＭインバータの制御方式」に開示さ
れている。
速応答トルク制御については、既に、例えば特開昭61-2
03869 号公報「ＰＷＭインバータの制御方式」に開示さ
れている。
【０００３】図２は前記公開特許公報に記載されたもの
と略同等な制御方式で，この図を用いて従来方式を説明
する。
と略同等な制御方式で，この図を用いて従来方式を説明
する。
【０００４】整流回路１は、商用三相交流を整流し，一
定電圧の直流電圧Ｖd を発生する。１a はフィルタ・コ
ンデンサであり、単独またはフィルタ・リアクトルと組
合せて整流に伴う電圧脈動を平滑する。電圧形インバー
タ２は三相誘導電動機３に電力を供給する。破線で囲わ
れたブロック４は瞬時磁束・トルク演算手段を表し、三
相誘導電動機３に入力される瞬時電圧、電流ベクトル
“ｖ1"，“ｉ1"（ここで“ ”はベクトルを表すものと
する）より一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"及び瞬時トルク
Ｔを演算する。
定電圧の直流電圧Ｖd を発生する。１a はフィルタ・コ
ンデンサであり、単独またはフィルタ・リアクトルと組
合せて整流に伴う電圧脈動を平滑する。電圧形インバー
タ２は三相誘導電動機３に電力を供給する。破線で囲わ
れたブロック４は瞬時磁束・トルク演算手段を表し、三
相誘導電動機３に入力される瞬時電圧、電流ベクトル
“ｖ1"，“ｉ1"（ここで“ ”はベクトルを表すものと
する）より一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"及び瞬時トルク
Ｔを演算する。
【０００５】ベクトル“ｖ1"，“ｉ1"は誘導電動機３の
各相瞬時電圧（ｖu , ｖv 、ｖw ）及び瞬時電流
（ｉu ，ｉv ，ｉw ）を図示してない検出器により検出
し、式(1)及び(2) により静止ｄｑ座標系に変換したも
のである。ｖ1d、ｖ1qはそれぞれｄ及びｑ成分である。
各相瞬時電圧（ｖu , ｖv 、ｖw ）及び瞬時電流
（ｉu ，ｉv ，ｉw ）を図示してない検出器により検出
し、式(1)及び(2) により静止ｄｑ座標系に変換したも
のである。ｖ1d、ｖ1qはそれぞれｄ及びｑ成分である。
【数１】 ｖ1d＝(2/3)1/2（ｖu −ｖv /2−ｖw 2 ） (1) ｖ1q＝(3/2)1/2（ｖu −ｖw ） (2) ベクトル“ｉ1"の成分ｉ1d，ｉ1qも式(1) ，(2) と同様
の式で変換される。
の式で変換される。
【０００６】さて破線ブロック４内部のブロック41、42
は式(1) 、(2) で示した三相／二相変換を表し、43, 44
はＲ1 乗算ブロックである。
は式(1) 、(2) で示した三相／二相変換を表し、43, 44
はＲ1 乗算ブロックである。
【０００７】一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"の成分ψ1d、
ψ1qは式(3) 、(4) で示されるように、ブロック45、46
で演算される。
ψ1qは式(3) 、(4) で示されるように、ブロック45、46
で演算される。
【数２】 ψ1d＝∫（ｖ1d−Ｒ1 ｉ1d）dt (3) ψ1q＝∫（ｖ1q−Ｒ1 ｉ1q）dt (4)
【０００８】ブロック47は式(5) で示される演算により
磁束の大きさを求める。
磁束の大きさを求める。
【数３】 ｜ψ｜＝（ψ1d 2 ＋ψ1q 2 ）1/2 (5)
【０００９】ブロック48，49は乗算を示し、加算点410
に式(6) で演算されるトルクが求められる。
に式(6) で演算されるトルクが求められる。
【数４】 Ｔ＝ψ1dｉ1q−ψ1qｉ1d (6)
【００１０】61，62はそれぞれ与えられた磁束指令，ト
ルク指令と、前記の式(5), (6)による磁束演算値，トル
ク演算値との偏差を求める演算点である。
ルク指令と、前記の式(5), (6)による磁束演算値，トル
ク演算値との偏差を求める演算点である。
【００１１】破線で囲われたブロック５は演算点61、62
の偏差信号が常に所定のしきい値を越えないように、イ
ンバータ２のスイッチング状態を決定する瞬時トルク制
御手段で、２つのヒステリシス・コンパレータ手段51，
52と、磁束角判別手段53と、順にこれらの出力状態信号
Ｆφ、Ｆτ、Ｆθからトルク応答を最適化したインバー
タ２のスイッチング・テーブル54等から構成される。ブ
ロック５の動作原理は前記公開特許公報に詳述されてい
るので省略する。
の偏差信号が常に所定のしきい値を越えないように、イ
ンバータ２のスイッチング状態を決定する瞬時トルク制
御手段で、２つのヒステリシス・コンパレータ手段51，
52と、磁束角判別手段53と、順にこれらの出力状態信号
Ｆφ、Ｆτ、Ｆθからトルク応答を最適化したインバー
タ２のスイッチング・テーブル54等から構成される。ブ
ロック５の動作原理は前記公開特許公報に詳述されてい
るので省略する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】このような瞬時トルク
制御方式は過渡応答が速いが、演算処理、スイッチング
素子等に遅れがあると制御結果に行き過ぎを生じ、その
結果過大の修正動作が行われ、定常トルクにランダム性
のリップルを含むに至る。特に制御系がマイクロプロセ
ッサ等によるソフトウェア制御の場合にはサンプル時間
が実質的な遅れとなり、定常トルクリップルは無視でき
ないレベルに達することがある。
制御方式は過渡応答が速いが、演算処理、スイッチング
素子等に遅れがあると制御結果に行き過ぎを生じ、その
結果過大の修正動作が行われ、定常トルクにランダム性
のリップルを含むに至る。特に制御系がマイクロプロセ
ッサ等によるソフトウェア制御の場合にはサンプル時間
が実質的な遅れとなり、定常トルクリップルは無視でき
ないレベルに達することがある。
【００１３】上記定常トルクリップルを低減するために
は、トルクの平均値制御をキャリアによるＰＷＭ制御と
組み合わせて行うことが有効である。キャリアを用いた
ＰＷＭ制御はインバータ出力波形の再現性が良く、制御
遅れが直ちに定常トルクリップルを発生させることはな
い。
は、トルクの平均値制御をキャリアによるＰＷＭ制御と
組み合わせて行うことが有効である。キャリアを用いた
ＰＷＭ制御はインバータ出力波形の再現性が良く、制御
遅れが直ちに定常トルクリップルを発生させることはな
い。
【００１４】図３を用いてトルクの平均値制御をキャリ
アによるＰＷＭ制御と組合せた従来の一例を説明する。
ただし図２と同一の機能を持つブロックは同一番号符号
で示しその説明は省略する。
アによるＰＷＭ制御と組合せた従来の一例を説明する。
ただし図２と同一の機能を持つブロックは同一番号符号
で示しその説明は省略する。
【００１５】破線で囲われたブロック７は磁束及びトル
クの平均値制御を行うブロックである。演算点61，62に
生成された磁束偏差，トルク偏差はそれぞれ磁束及びト
ルクのＰＩ増幅手段71，72に加えられる。該増幅手段の
出力はそれぞれ磁束、トルクを設定された指令値に維持
するための電圧ベクトル指令の成分とみなされる。これ
らをそれぞれｖα* ，ｖβ* とする。ｖα* ，ｖβ* は
一種の直流量で、磁束ベクトルと同期して回転するαβ
座標系上の変数と解釈される。また記号* は指令値を表
す。
クの平均値制御を行うブロックである。演算点61，62に
生成された磁束偏差，トルク偏差はそれぞれ磁束及びト
ルクのＰＩ増幅手段71，72に加えられる。該増幅手段の
出力はそれぞれ磁束、トルクを設定された指令値に維持
するための電圧ベクトル指令の成分とみなされる。これ
らをそれぞれｖα* ，ｖβ* とする。ｖα* ，ｖβ* は
一種の直流量で、磁束ベクトルと同期して回転するαβ
座標系上の変数と解釈される。また記号* は指令値を表
す。
【００１６】
【数５】ｖα* , ｖβ* を静止ｄｑ座標系に変換するに
は式(7), (8), (9) を用いる。 ｖ1d * ＝ｖα* cos θ＋ｖβ* sin θ (7) ｖ1q * ＝ｖα* sin θ−ｖβ* cos θ (8) θ ＝ tan-1（ψ1d／ψ1q） (9)
は式(7), (8), (9) を用いる。 ｖ1d * ＝ｖα* cos θ＋ｖβ* sin θ (7) ｖ1q * ＝ｖα* sin θ−ｖβ* cos θ (8) θ ＝ tan-1（ψ1d／ψ1q） (9)
【００１７】このままではインバータへのスイッチング
信号として不都合なので，さらに式(10)，(11)，(12)に
より、三相系へ変換する。
信号として不都合なので，さらに式(10)，(11)，(12)に
より、三相系へ変換する。
【数６】 ｖu * ＝(2/3)1/2ｖ1d * (10) ｖv * ＝(2/3)1/2｛−ｖ1d * /2＋(3)1/2ｖ1q * /2｝ (11) ｖw * ＝(2/3)1/2｛−ｖ1d * /2−(3)1/2ｖ1q * /2｝ (12)
【００１８】ブロック73はブロック４にて演算された一
次鎖交磁束成分ψ1d、ψ1qより、式(7) 〜(12)の演算を
一括して行う。ブロック73の出力ｖu * ，ｖv * ，ｖw
* は瞬時値ではなく、ＰＩ増幅器により平均化されたイ
ンバータへの電圧指令とみなされる。これらの出力はキ
ャリア発生手段74の出力信号とともにブロック75のＰＷ
Ｍ制御手段に加えられ、インバータのスイッチング信号
Ｓu ，Ｓv ，Ｓw を生成する。
次鎖交磁束成分ψ1d、ψ1qより、式(7) 〜(12)の演算を
一括して行う。ブロック73の出力ｖu * ，ｖv * ，ｖw
* は瞬時値ではなく、ＰＩ増幅器により平均化されたイ
ンバータへの電圧指令とみなされる。これらの出力はキ
ャリア発生手段74の出力信号とともにブロック75のＰＷ
Ｍ制御手段に加えられ、インバータのスイッチング信号
Ｓu ，Ｓv ，Ｓw を生成する。
【００１９】このようなトルクの平均値制御方式は、定
常トルクリップルは小さいものの、トルク応答は遅くな
る。トルクリップルを下げるには、Ｐ（比例）ゲインを
下げて、Ｉ（積分）時間を長く設定することが有効であ
るが、トルク応答は益々遅くなる。
常トルクリップルは小さいものの、トルク応答は遅くな
る。トルクリップルを下げるには、Ｐ（比例）ゲインを
下げて、Ｉ（積分）時間を長く設定することが有効であ
るが、トルク応答は益々遅くなる。
【００２０】本発明は上記の点に鑑み，トルク応答が速
くかつ定常トルクリップルが小さい制御方式を提供する
ことを目的とする。
くかつ定常トルクリップルが小さい制御方式を提供する
ことを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の基本構成
を表す。図２及び図３にて説明した如く、ブロック４は
瞬時磁束・トルク演算手段、ブロック５は瞬時トルク制
御手段、ブロック７は平均トルク制御手段であり、61,
62はそれぞれ磁束及びトルクの偏差信号を生成する演算
点である。
を表す。図２及び図３にて説明した如く、ブロック４は
瞬時磁束・トルク演算手段、ブロック５は瞬時トルク制
御手段、ブロック７は平均トルク制御手段であり、61,
62はそれぞれ磁束及びトルクの偏差信号を生成する演算
点である。
【００２２】ブロック８は偏差判定手段を表す。ブロッ
ク８は磁束及びトルクの偏差信号を監視し、これらの一
方または両方が所定のしきい値に達すると出力を能動レ
ベルに転ずる。
ク８は磁束及びトルクの偏差信号を監視し、これらの一
方または両方が所定のしきい値に達すると出力を能動レ
ベルに転ずる。
【００２３】ブロック９は切替制御手段を表し、第一及
び第二のトルク制御手段５及び７から送出される二種類
のインバータのスイッチング信号をと、偏差判定手段４
からの信号に基づいて、前記二種類のスイッチング信号
の一方を選択し切り換える。
び第二のトルク制御手段５及び７から送出される二種類
のインバータのスイッチング信号をと、偏差判定手段４
からの信号に基づいて、前記二種類のスイッチング信号
の一方を選択し切り換える。
【００２４】
【作用】過渡状態すなわちトルク、磁束の偏差が大なる
とき、偏差判定手段４の出力は能動レベルとなるため、
切り替え制御手段９は第一のトルク制御手段から送出さ
れるスイッチング信号を選択し、定常状態すなわちトル
ク、磁束の偏差が小なるときは第二のトルク制御手段か
ら送出されるスイッチング信号を選択する。
とき、偏差判定手段４の出力は能動レベルとなるため、
切り替え制御手段９は第一のトルク制御手段から送出さ
れるスイッチング信号を選択し、定常状態すなわちトル
ク、磁束の偏差が小なるときは第二のトルク制御手段か
ら送出されるスイッチング信号を選択する。
【００２５】
【実施例】図４は本発明の一実施例で、偏差判定手段と
してはトルク偏差のみに着目した場合、また第一及び第
二トルク制御手段の出力スイッチング信号を切り換える
とき、両信号の一致判定を条件として実行するものであ
り、ブロック91は一致判定手段を表す。一致判定を行っ
ているため、切り替えに伴う電流、トルク等のショック
を抑制したスムーズな切り替えを行うことができる。
してはトルク偏差のみに着目した場合、また第一及び第
二トルク制御手段の出力スイッチング信号を切り換える
とき、両信号の一致判定を条件として実行するものであ
り、ブロック91は一致判定手段を表す。一致判定を行っ
ているため、切り替えに伴う電流、トルク等のショック
を抑制したスムーズな切り替えを行うことができる。
【００２６】図５は本発明の構成要素の一つである瞬時
磁束・トルク演算手段の別の例を示すもので、位置セン
サの信号または速度センサの信号を積分したもの用いて
磁束及びトルクの瞬時値を演算するものである。一次鎖
交磁束ベクトル“ψ1"の成分ψ1d，ψ1qは式(13)〜(17)
を用いて求められる。即ち、一次電流ベクトル“ｉ1"を
電動機回転子と同期して回転するｄm ｑm 座標系に変換
しこれを“ｉ1m”とすると、その成分ｉ1dm ，ｉ
1qm は、位置センサの出力をθm として
磁束・トルク演算手段の別の例を示すもので、位置セン
サの信号または速度センサの信号を積分したもの用いて
磁束及びトルクの瞬時値を演算するものである。一次鎖
交磁束ベクトル“ψ1"の成分ψ1d，ψ1qは式(13)〜(17)
を用いて求められる。即ち、一次電流ベクトル“ｉ1"を
電動機回転子と同期して回転するｄm ｑm 座標系に変換
しこれを“ｉ1m”とすると、その成分ｉ1dm ，ｉ
1qm は、位置センサの出力をθm として
【数７】 ｉ1dm ＝ｉ1dcos θm ＋ｉ1qsin θm (13) ｉ1qm ＝ｉ1dsin θm −ｉ1qcos θm (14) ｄm ｑm 座標系における一次鎖交磁束ベクトル“ψ1m”
は “ψ1m”＝Ｌ1 ｛（１＋Ｔ12s ）／（１＋Ｔ2 s ）｝“ｉ1m” (15) ただし Ｔ12＝（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ2 ）／Ｌ1 Ｒ2 Ｔ2 ＝Ｌ2 ／Ｒ2 Ｌ1 ：電動機一次インダクタンス Ｌ2 ：電動機二次インダクタンス Ｍ ：電動機相互インダクタンス Ｒ2 ：電動機二次抵抗
は “ψ1m”＝Ｌ1 ｛（１＋Ｔ12s ）／（１＋Ｔ2 s ）｝“ｉ1m” (15) ただし Ｔ12＝（Ｌ1 Ｌ2 −Ｍ2 ）／Ｌ1 Ｒ2 Ｔ2 ＝Ｌ2 ／Ｒ2 Ｌ1 ：電動機一次インダクタンス Ｌ2 ：電動機二次インダクタンス Ｍ ：電動機相互インダクタンス Ｒ2 ：電動機二次抵抗
【００２７】静止ｄｑ座標系における磁束ベクトル“ψ
1"は式(15)より求められる“ψ1m”の成分ψ1dm ，ψ
1qm を用いて
1"は式(15)より求められる“ψ1m”の成分ψ1dm ，ψ
1qm を用いて
【数８】 ψ1d＝ψ1dm cos θm −ψ1qm sin θm (16) ψ1q＝ψ1dm sin θm ＋ψ1qm cos θm (17)
【００２８】図５において31は位置センサ、10は前記の
位置センサを用いる一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"を演算
し、これを用いてトルクＴを演算するブロックで、101
は式(13)、(14)の座標変換を行うブロック、102 は式(1
5)の演算を行うブロック、また103 は式(16)、(17)の逆
変換を行うブロックである。その他のブロックは図２と
同一である。
位置センサを用いる一次鎖交磁束ベクトル“ψ1"を演算
し、これを用いてトルクＴを演算するブロックで、101
は式(13)、(14)の座標変換を行うブロック、102 は式(1
5)の演算を行うブロック、また103 は式(16)、(17)の逆
変換を行うブロックである。その他のブロックは図２と
同一である。
【００２９】このように図２におけるブロック５、７は
図２と同一の演算方法に限定されるものでなく、それぞ
れ瞬時トルク制御、平均トルク制御を行うことができる
ものならばよい。
図２と同一の演算方法に限定されるものでなく、それぞ
れ瞬時トルク制御、平均トルク制御を行うことができる
ものならばよい。
【００３０】
【発明の効果】トルク，磁束の偏差信号の大きさを判定
し，偏差信号が大すなわち速い応答が要求される過渡状
態では瞬時磁束・トルク制御方式を、また偏差信号が小
すなわち低いトルクリップルが要求される定常状態では
平均磁束・トルク制御方式を用い、しかも二系統の方式
の信号を切り換えるときには両信号が一致するタイミン
グで実行することにより、切り替えに伴うショックを抑
制し、過渡、定常特性とも優れたトルク制御を構成する
ことができる。
し，偏差信号が大すなわち速い応答が要求される過渡状
態では瞬時磁束・トルク制御方式を、また偏差信号が小
すなわち低いトルクリップルが要求される定常状態では
平均磁束・トルク制御方式を用い、しかも二系統の方式
の信号を切り換えるときには両信号が一致するタイミン
グで実行することにより、切り替えに伴うショックを抑
制し、過渡、定常特性とも優れたトルク制御を構成する
ことができる。
【図１】本発明によるトルク制御方式の基本構成を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図２】従来技術に基づく高速応答の瞬時磁束・トルク
制御方式を示すブロック線図である。
制御方式を示すブロック線図である。
【図３】従来技術に基づく低トルクリップルの平均磁束
・トルク制御方式を示すブロック線図である。
・トルク制御方式を示すブロック線図である。
【図４】本発明によるトルク制御方式の一実施例を示す
ブロック線図である。
ブロック線図である。
【図５】別な瞬時磁束・トルク制御方式を示すブロック
線図である。
線図である。
１ 整流回路 １a はフィルタ・コンデンサ ２ 電圧形インバータ ３ 三相誘導電動機 31 位置センサ ４ 瞬時磁束・トルク演算手段 41，42 三相／二相変換を表すブロック 43, 44 Ｒ1 乗算ブロック 45，46 一次鎖交磁束ベクトル成分ψ1d、ψ1q演算ブロ
ック 47 磁束の大きさを求めるブロック 48，49 乗算ブロック 410 加算点 ５ 瞬時トルク制御手段 51，52 ヒステリシス・コンパレータ手段 53 磁束角判別手段 61，62 演算点 ７ 平均トルク制御手段 71，72 ＰＩ増幅手段 73 電圧指令演算手段 74 キャリア発生手段 75 ＰＷＭ制御手段 ８ 偏差判定手段 ９ 切替制御手段 91 一致判定手段 10 位置センサを用いる瞬時磁束・トルク演算手段
ック 47 磁束の大きさを求めるブロック 48，49 乗算ブロック 410 加算点 ５ 瞬時トルク制御手段 51，52 ヒステリシス・コンパレータ手段 53 磁束角判別手段 61，62 演算点 ７ 平均トルク制御手段 71，72 ＰＩ増幅手段 73 電圧指令演算手段 74 キャリア発生手段 75 ＰＷＭ制御手段 ８ 偏差判定手段 ９ 切替制御手段 91 一致判定手段 10 位置センサを用いる瞬時磁束・トルク演算手段
Claims (2)
- 【請求項１】 電圧及び電流信号から電動機磁束及びト
ルクの瞬時値を演算する瞬時磁束・トルク演算手段と、
該演算磁束及びトルクと与えられた磁束及びトルク指令
との偏差を常に所定のしきい値以内に保持するようにイ
ンバータの出力スイッチング状態を瞬時に更新する第一
のトルク制御手段と、前記磁束及びトルクそれぞれの偏
差増幅信号により磁束及びトルク成分電圧ベクトル指令
を得、キャリアとの比較によりインバータのスイッチン
グ状態を決定する第二のトルク制御手段と、状況に応じ
て第一及び第二のトルク制御手段を切り換える切換制御
手段とを具えるとともに、磁束及びトルクそれぞれの偏
差信号の大きさが設定された許容値を越えたとき出力を
能動レベルに反転する偏差判定手段を備え、該出力が能
動レベルのときは第一制御手段に切り換え、然らざると
きは第二トルク制御手段に切り換えることを特徴とする
誘導電動機のトルク制御方式。 - 【請求項２】 第一トルク制御手段の出力スイッチング
状態と第二トルク制御手段の出力状態とが一致したとき
出力を能動レベルに反転する一致反転手段を備え、該一
致判定手段出力が能動レベルに達したとき、第一トルク
制御手段から第二トルク制御手段へ、もしくは第二トル
ク制御手段から第一トルク制御手段へ切り換えを実行す
ることを特徴とする請求項１記載のトルク制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4094379A JP2693685B2 (ja) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | トルク制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4094379A JP2693685B2 (ja) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | トルク制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05292778A JPH05292778A (ja) | 1993-11-05 |
| JP2693685B2 true JP2693685B2 (ja) | 1997-12-24 |
Family
ID=14108685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4094379A Expired - Fee Related JP2693685B2 (ja) | 1992-04-14 | 1992-04-14 | トルク制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2693685B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100442494B1 (ko) * | 2002-02-26 | 2004-07-30 | 엘지산전 주식회사 | 인버터의 토오크 제어장치 및 방법 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH082197B2 (ja) * | 1986-09-25 | 1996-01-10 | 株式会社東芝 | 誘導電動機のトルク制御方法 |
| JPS63186579A (ja) * | 1987-01-26 | 1988-08-02 | Daikin Ind Ltd | 誘導電動機の駆動制御装置 |
-
1992
- 1992-04-14 JP JP4094379A patent/JP2693685B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05292778A (ja) | 1993-11-05 |
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