JP2596154B2

JP2596154B2 - 楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法

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Publication number: JP2596154B2
Application number: JP1341774A
Authority: JP
Inventors: 広岩瀬
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1988-12-29
Filing date: 1989-12-29
Publication date: 1997-04-02
Anticipated expiration: 2012-04-02
Also published as: JPH02275993A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、楽音波形発生装置に係り、更に詳しくは変
調を行って高次倍音声成分を多く含む楽音波形を発生す
る楽音波形発生装置及び楽音波形発生方法に関する。

これに加えて、演奏操作に応じて発生される演奏情報
に基づいて楽音波形の特性を制御する楽音波形発生装置
及び楽音波形発生方法に関する。

また、変調された波形信号の生成を多段で行い、その
場合に任意の接続組合わせで楽音波形を発生する楽音波
形発生装置及び楽音波形発生方法に関する。

更に、変調を行って高次倍音成分を多く含む楽音波形
をステレオで発生する楽音波形発生装置及び楽音波形発
生方法に関する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕

様々な種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル的に発
生可能な電子楽器の第１の従来例として、特公昭54−33
525号公報又は特開昭50−126406号公報等に記載のFM方
式に基づく電子楽器がある。この方式は基本的には、ｅ＝Ａ・sin｛ω_ct＋Ｉ（ｔ）sinω_mt｝・・・（１）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送周波数ω_ｃとそれを変調するための変
調波周波数ω_ｍを適当な比で選択し、時間的に変化し得
る変調深度関数Ｉ（ｔ）を設定し、また、同様に時間的
に変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑な
倍音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し得
る楽音を合成することが可能であり、実際の楽器の楽音
に近い楽音を合成できるほか、非常に個性的な合成音等
も得ることが可能である。

また、FM方式を改良した第２の従来方式として、特公
昭61−12279号公報に記載の電子楽器がある。この方式
は、前記（１）式のsin演算の代わりに三角波演算を用
い、ｅ＝Ａ・Ｔ｛α＋Ｉ（ｔ）Ｔ（θ）｝・・・（２）なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものである。ここで、Ｔ（θ）は、変調波位相角θによ
って生成される三角波関数である。そして、搬送波位相
角αと変調波位相角θを適当な進行速度比で進め、ま
た、前記第１の従来例と同様に変調深度関数Ｉ（ｔ）と
振幅係数Ａを設定することにより、楽音波形を合成でき
る。

ここで、ピアノ等の実際の楽器の楽音にはピッチ周波
数に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複数の周波
数の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分まで存在
する。更には、非整数倍の倍音成分が含まれることもあ
る。そして、これらの倍音成分によって豊かな音質の楽
音が生成されている。また、実際の楽器の楽音において
は、楽音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程
で、高次の低音成分から順にその振幅が減少してゆき、
最終的にはピッチ周波数に対応する単一正弦波成分のみ
が残る場合がある。また、元々単一正弦波成分しか含ま
ない楽音も存在する。

前記第１の従来例では、正弦波による変調を基本とし
ているため、前記（１）式で変調深度関数Ｉ（ｔ）の値
を時間と共に０に近づけることにより、上記実際の楽音
の場合と同様に、楽音が減衰して単一正弦波成分のみに
なってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる
楽音の生成を実現することができる。しかし、前記
（１）式で生成される楽音は、その周波数成分が低次の
（周波数の低い）倍音成分に集中し、変調深度関数Ｉ
（ｔ）を大きな値にして変調を深くかけても高次の（周
波数の高い）倍音成分がうまく現れない。従って、上記
第１の従来例では、実際の楽音のような豊かな音質の楽
音を生成することができず、生成可能な楽音の音質が制
限されてしまうという問題点を有している。

これに対して、前記（２）式に基づく第２の従来例で
は、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本とし
ているため、周波数成分として高次の倍音成分まで明確
に存在する雑音を容易に生成することが可能である。し
かし、逆に、前記（２）式の中に単一正弦波成分の項を
含まないため、実際の楽音のように、楽音が減衰して単
一正弦波成分のみになってゆく過程、あるいは単一正弦
波成分のみからなる楽音の生成を実現することができな
いという問題点を有している。

一方、一般にピアノ等のアコースティック楽器におい
ては、速く押鍵すれば多くの高次倍音成分を含む硬い感
じの楽音を発生でき、逆に、非常に遅く押鍵すればほと
んど単一正弦波成分しか含まない軟らかい感じの楽音を
発生させることができる。

しかし、上記効果を有する鍵盤楽器を前記第１の従来
例により実現しようとした場合、前述した如く、前記
（１）式で生成される楽音には、高次の倍音成分がうま
く現れない。この結果、速い押鍵操作のときに変調深度
関数Ｉ（ｔ）の値が大きな値となるように制御しても、
生成できる高次倍音成分のレベルに制限があり、演奏操
作に対応するような高次倍音を豊かに含む楽音を発生さ
せることができないという問題点を有している。

これに対して、上記効果を有する鍵盤楽器を前記第２
の従来例により実現しようとした場合、前述の如く、単
一正弦波成分のみからなる楽音を発音できない。この結
果、非常に弱い押鍵操作のときに変調深度関数Ｉ（ｔ）
の値が小さな値（例えば０）になるように制御しても、
単一正弦波成分のみが発生されるように制御することは
できず、演奏操作に対応して単一正弦波成分のみからな
る軟らかい感じの楽音を発生させることができないとい
う問題点を有している。

更に、前記第１又は第２の従来例において、前記
（１）式又は（２）式のような演奏を１回行って波形出
力ｅを得るだけでは十分な周波数特性の波形を得ること
ができないことがある。このため、これらの演算を複数
回所定の接続組合わせで実行し、前記（１）式又は前記
（２）式のＩ（ｔ）sinω_mt、あるいはＩ（ｔ）Ｔ
（θ）の代わりに前段の演算で得られる波形出力ｅを入
力させることによって、更に複雑な倍音構成の楽音波形
を合成できるようにした従来技術がある。例えば特開昭
58−211789公報に記載の電子楽器である。

しかし、変調に基づく波形出力演算を複数回所定の接
続組合わせで実行する上記従来技術に、前記第１の従来
例を適用した場合、十分な倍音成分を得るためにかなり
複雑な接続組合わせを必要とする。これは、前述の如
く、第１の従来例は高次の倍音成分を発生しにくいから
である。従って、例えば上記接続組合わせが制限される
低価格の電子楽器に適用したような場合、実際の楽音の
ような豊かな音質の楽音を生成することができず、生成
可能な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有
している。

これに対して、変調に基づく波形出力演算を複数回所
定の接続組合わせで実行する上記従来技術に、前記第２
の従来例を適用した場合には、比較的単純な接続組合わ
せでも十分な低音成分が得られるという利点はある。し
かし、逆に例えば単一正弦波成分のみ波形出力、或いは
周波数の異なる単一正弦波成分の波形出力が複数並列に
混合されたハモンドオルガンの楽音のような正弦波合成
音を得ることができず、やはり生成可能な楽音の音質が
制限されてしまうという問題点を有している。

以上のように、変調に基づく波形出力演算を複数回所
定の接続組合わせで実行する前記従来技術においては、
変調方式を特に限定していない結果、前記第１の楽音波
形発生方式を単に適用しただけでは単一正弦波成分等の
楽音合成は容易だが単純な接続組合わせでは十分な倍音
成分を得ることができず、前記第２の楽音波形発生方式
を単に適用しただけでは単純な接続組合わせでも十分な
倍音成分を得られるが単一正弦波成分等の楽音合成は容
易ではないといった相反する問題点を有している。

この結果、変調方式を特に限定しないで前記組合わせ
技術に基づく楽音生成を行なった場合、例えば発音開始
直後は豊富な倍音成分を含み、時間経過と共に次第に単
一正弦波成分のみを含むように変化する楽音波形を単純
な接続組合わせで得ることができず、例えば低価格の電
子楽器において合成可能な楽音の音質が制限されてしま
うという問題点を有している。

また、楽器の種類によって、各高次倍音の周波数構成
が異なる場合が多いため、様々な倍音構成の楽音を発生
できることが望ましい。しかし、前記第１の従来例で
は、正弦波で正弦波を駆動するため、その組み合わせと
して発生し得る倍音特性の楽音しか生成できず、しかも
前述した如く、元々高次倍音を発生しにくいため、対応
できる楽音の音色が限られてしまうという問題点を有し
ている。一方、前記第２の従来例では、三角波で三角波
を駆動するため、やはりその組み合わせとして発生し得
る倍音特性の楽音しか生成することができず、生成可能
な楽音の種類が限定されてしまうという問題点を有して
いる。

上記各種問題とは別に、上述のような変調タイプの楽
音波形発生装置においてステレオ効果を出すためには、
従来、BBD等の遅延素子やRAMを用いて楽音信号を遅延さ
せ、その遅延時間を左右の各ステレオチャネルで独立に
制御することにより、左チャネル及び右チャネル用のス
テレオ楽音信号を生成し、ステレオ効果を得ている。

しかし、上記従来例では、ステレオ効果を得るために
通常の楽音発生装置の他に遅延装置が必要となり、装置
全体のコストアップを招いてしまうという問題点を有し
ている。

本発明の課題は、高次の倍音成分まで存在する楽音の
生成を可能とし、かつ、単一正弦波成分又は単一余弦波
成分のみからなる様々な楽音の合成も可能にすることに
ある。

また、そのときの楽音の特性を、演奏操作に応じて発
生される演奏情報に基づいて制御可能とすることにあ
る。

更に、変調に基づく波形出力演算を複数回所定の接続
組合わせで実行して楽音波形を生成する場合に、単純な
接続組合わせでも、高次の倍音成分まで豊富に存在する
楽音から、単一正弦波成分又は余弦波成分のみを含む楽
音から周波数の異なる単一正弦波成分或いは余弦波成分
が複数混合された楽音まで容易に合成可能とすることに
ある。

加えて、変調タイプに基づく楽音の合成において、容
易にステレオ効果を得ることを可能にすることにある。

〔課題を解決するための手段及び作用〕

本発明の第１の態様によれば、搬送信号に変調信号を
混合して得た混合信号に基づいて楽音波形を発生する楽
音波形発生装置において以下の構成を有する。

まず、搬送信号を発生する搬送信号発生部を有する。
同発生部は、例えば位相角が１周期の間で時間経過に対
し順次線形に増加する動作を繰り返す搬送波位相角信号
を入力とし、それを一定の関数に従って変換して搬送信
号として出力する回路であり、搬送波位相角信号をアド
レス入力とするROM等によって構成される。なお、出力
される搬送信号の特性については後述する。

次に、変調信号を発生する変調信号発生部を有する。
同発生部は、例えば位相角が１周期の間で時間経過に対
し順次線形に増加する動作を繰り返す変調波位相角信号
を入力とし、それを一定の関数に従って変換して正弦波
形、矩形波、鋸歯状波等の変調信号として出力する回路
であり、例えば変調波位相角信号をアドレス入力とする
ROM等によって構成される。

また、上記変調信号を搬送信号発生部から発生される
搬送信号に混合して混合信号を出力し、その場合の変調
信号の搬送信号に対する混合率を０から任意の混合率ま
での間で制御する混合制御部を有する。同制御部は、例
えば変調信号発生部から出力される変調信号に対して、
所定の変調深度関数に従って値が例えば０から１の間で
変化し得る変調深度値を乗算する乗算器と、該乗算器の
出力信号と搬送信号発生部から発生される搬送信号を加
算し、混合信号として出力する加算器である。なお、上
記混合率を、楽音波形の開始以後時間的に変化し得るよ
うに制御する混合率制御部を有するようにしてもよい。
この場合、例えば上記乗算器で乗算される変調深度値
は、楽音変形の発音開始以後経過する各時間毎に、所定
の変調深度関数から異なる変調深度値が求められ、乗算
器で乗算される。

更に、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制
御部から出力される混合信号を入力として楽音波形を出
力する波形出力部を有する。同出力部は、例えば混合信
号を所定の関数関係に従って変換して楽音変形として出
力するデコーダである。又は、混合信号をアドレス入力
とするROM等である。

上述の構成において、波形出力部における所定の関数
関係は、正弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、
かつ、搬送信号発生部から発生される搬送信号は、混合
制御部で変調信号の混合率が０になるように制御された
場合に、波形出力部から発生される楽音波形が正弦波又
は余弦波となるように設定される信号である。

具体的には、搬送信号発生部は、時間的に一定の角速
度で増加する搬送波位相角ω_ct〔rad〕を入力として、
例えば次式に示される搬送信号ω_ｃ〔rad〕を出力す
る。

W_c＝（π/2）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝π−（π/2）sinω_ct ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_c＝２π＋（π/2）sinω_ct ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）ここで、πは円周率、sinは正弦波演算を示す。この
場合に、波形出力部は、混合信号ｘを入力として次式に
基づいて楽音波形Ｄを出力する。

Ｄ＝（2/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝−１＋（2/π）（３π/2−ｘ）・・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝−１＋（2/π）（ｘ−３π/2）・・・（３π/2≦ｘ≦２π）以上の第１の態様において、波形出力部から出力され
る楽音波形の振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包
絡制御部を含むように構成できる。同制御部は、例えば
波形出力部から出力される楽音波形に対し、楽音波形の
発音開始以後、所定の振幅包絡関数に従って値が例えば
０から１の間で時間的に変化し得る振幅係数を乗算する
乗算器である。

また、搬送信号発生部、変調信号発生部、混合制御部
及び波形出力部は、複数の発音チャネルに対して時分割
で処理を行い、該各発音チャネルに対応して割り当てら
れた複数の楽音波形をポリフォニックで出力するように
してもよい。

上述の第１の態様によれば、波形出力部から出力され
る楽音波形は、基本的には搬送信号発生部から出力され
る搬送信号を所定の関数関係に従って変換した特性を有
し、更に、混合制御部において搬送信号に変調信号が混
合されることにより、楽音波形が上記変調信号で変調さ
れた特性が付加される。

これにより、楽音波形の周波数特性として倍音成分を
付加させることができ、実際の楽器の楽音に近い楽音を
合成できるほか、個性的な合成音等も得ることができ
る。

特に、波形出力部における所定の関数関係として、正
弦関数、余弦関数以外の関数関係を設定することによ
り、出力される楽音波形に、より多くの高次倍音成分を
含ませることができる。

更に、混合制御部で、搬送信号に対する変調信号の混
合率を任意に設定変更できるようにすることで、様々な
周波数特性を有する楽音波形を発生できる。

この場合、上記混合率を演奏開始前に設定するだけで
なく、楽音波形の発音開始以後時間的に変化させること
により、楽音の周波数特性を発音開始以後徐々に変化さ
せることが可能となる。

特に、本発明では、搬送信号発生部からの搬送信号の
特性を、混合制御部で変調信号の混合率が０になるよう
制御された場合に波形出力部から発生される楽音波形が
正弦波又は余弦波となるように設定しておく。これによ
り、混合制御部で予め変調信号の混合率を０に設定して
おけば、正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形を発生
させることが可能である。又は演奏中において、楽音の
発音開始直後は例えば混合率が高い値になるようにし、
それ以後の時間経過と共に混合率を０に近づけること
で、高次倍音を多く含む状態から単一正弦波成分又は単
一余弦波成分のみを含む状態になるように、徐々に楽音
波形の周波数特性を制御することができる。このよう
に、実際の楽器の楽音の如く、発音開始以後、高次の倍
音成分の振幅が徐々に減少してゆき、最終的には単一正
弦波成分のみが残るような過程を実現できる。

また、上記動作と共に、振幅包絡制御部によって、波
形出力部から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時
間的に例えば減衰するように制御することにより、実際
の楽器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に
減衰してゆく過程を実現することができる。

以上のように、本発明の第１の態様では、高次倍音を
多く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみ
を含む状態の両者を容易に生成することができ、しか
も、それを実現するための構成として、通常のROM、デ
コーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで実現でき
るため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実現するこ
とが可能となり、結果として、質のよい電子楽器等を低
コストで提供することが可能となる。

なお、波形出力手段における所定の関数関係は、混合
率が所定の値で搬送信号と変調信号の波形形状が特定の
形状である場合に、正弦波又は余弦波が前記波形出力手
段から発生されるように決定してもよい。

次に、本発明の第２の態様につき説明する。この態様
では、第１の態様と同様の変調タイプで、かつ楽音波形
の特性を演奏操作に応じて発生される演奏情報に基づい
て制御するタイプの楽音波形発生装置を前提とする。こ
の場合の演奏情報とは、例えば鍵盤楽器の場合、どの鍵
が押鍵されたかを示す音高情報、押鍵の速さを表すベロ
シティ情報、押鍵後の押鍵圧力を表すアフタータッチ情
報又はどの鍵域の鍵盤が押鍵されたかを表す鍵域情報等
である。

そして、第１の態様と同様の搬送信号発生部と変調信
号発生部を有するが、これらの発生部は、各々演奏情報
に対応して搬送信号又は変調信号を発生する。この場
合、例えば搬送波位相角信号の周期が例えば音高情報に
対応するように決定され、変調波位相角信号の周期が例
えば音高情報に基づいて発生される搬送波位相角信号に
対して所定の比になるように決定される。

また、混合制御部も第１の態様と同様であるが、この
場合の混合率も演奏情報に対応した混合特性に従って変
化するように制御される。この場合、第１の態様の場合
と同様の変調深度関数の変調深度値とその時間的な変化
度合が、上記演奏情報に応じて制御される。

更に、第１の態様と同様の波形出力部を有する。

以上の第２の態様において、第１の態様と同様の振幅
包絡制御部を有するように構成でき、この場合、例えば
第１の態様の場合と同様の振幅係数とその時間的な変化
度合が、上記演奏情報に応じて制御される。

また、第１の態様と同様、ポリフォニックで楽音波形
を出力できるようにも構成できる。

上記第２の態様によれば、第１の態様での特徴に加
え、混合制御部での混合特性を、演奏開始前に設定する
だけでなく演奏情報であるベロシティ情報又は鍵域情報
等に対応して変化させることにより、楽音波形の同波数
特性を演奏操作に応じて変化させることが可能となる。
特に、混合特性を制御することにより、搬送信号と変調
信号とで定まる倍音成分の各振幅値を制御することが可
能となる。

これにより、演奏中において、例えば強く押鍵したと
きに混合率が高い値になるようにし、逆に、弱く押鍵し
たときに混合率を０に近づけるようにすると、演奏操作
に応じて高次倍音を多く含む状態及び単一正弦波成分又
は単一余弦波成分のみを含む状態を任意に生成すること
ができる。また、混合率を時間的に変化させるようにし
て、楽音波形の周波数特性が時間的に変化するように制
御することもでき、なおかつ、演奏情報に応じて混合率
の時間的な変化度合を制御すれば、演奏操作に応じて楽
音波形の周波数特性の時間的な変化特性も可変させるこ
とができる。

以上のように、本発明の第２の態様では、高次倍音を
多く含む状態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみ
を含む状態の両者を容易に生成することができると共
に、その状態を演奏操作に応じて任意に可変させること
ができる。

次に、本発明の第３の態様につき説明する。この態様
では、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装
置を前提とする。

第３の態様では、まず、搬送信号を発生する搬送信号
発生部と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を
出力する混合信号出力部と、入力と出力とが所定の関数
関係を有すると共に混合信号出力部により出力される混
合信号を入力として波形信号を出力する波形出力部と、
そこから出力される波形信号の時間的な振幅包絡特性を
制御する振幅包絡特性制御部とを含む基本処理部を、基
本的な構成として少なくとも１つ有する。

ここで、搬送信号発生部、変調信号発生部は第１の態
様の場合と同様であり、また、混合信号出力部に入力す
る変調信号がない場合の（値が０の場合の）、搬送信号
と所定の関数関係については、第１の態様の混合制御部
における混合率が０とされた場合と同様である。従っ
て、上記基本処理部は、それ１つで、第１の態様と同様
に、正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形から、多く
の高次倍音成分を含む楽音波形まで、容易に生成するこ
とができる。

そして、第３の態様では、上記基本処理部を基本とし
て、０又は０近傍の値をとる変調信号を１つの基本処理
部に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新たな変
調信号入力として１つの基本処理部に入力する第２の接
続、又は１つの基本処理部で得られる波形信号に他の少
なくとも１つの基本処理部で得られる各波形信号を混合
して新たな波形信号を得る第３の接続を、予め設定され
た接続組合わせに基づいて組み合わせることにより、基
本処理部を接続し、最終段から出力される波形信号を楽
音波形として出力する波形入出力制御部を有する。

これにより、第１の接続を行えば単一正弦波又は余弦
波のみからなる波形信号を生成できる。また、第２の接
続を行えば、変調された波形信号を更に次の変調波形と
して用いるため、非常に深く変調がなされた波形信号を
生成できる。更に、第３の接続を行えば、異なる倍音成
分を含む波形信号が混合された波形信号が得られる。そ
して、これらの各接続を組み合わせて最終的に楽音波形
を得ることにより、非常に複雑な特性を有する楽音波形
を生成できる。

特に、本発明では、単純な接続組合わせでも十分な倍
音成分を得られる一方、単一正弦波成分又は単一余弦波
成分のみの楽音波形も容易に得ることができる。

上述の第３の態様において、基本処理部を複数個接続
する構成ではなく、１つの基本処理部を時分割動作させ
る構成とすることもできる。

この場合、上述の波形入出力制御部の代わりに、複数
の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期内の
各処理タイミング毎に、変調信号入力を値０又は０近傍
の値として基本処理部を動作させて波形信号を得る第１
の演算、又は現在の処理タイミングより前の処理タイミ
ングで得られた波形信号を新たな変調信号入力として基
本処理部を動作させて新たな波形信号を得る第２の演
算、又は第１若しくは第２の演算と同様の演算を実行し
て波形信号を得てそれに現在の処理タイミングより前の
少なくとも１つの処理タイミングで得られた各波形信号
を混合する第３の演算を、予め設定された接続組合わせ
に基づいて実行し、各演算周期内の最後タイミングで得
られた波形信号をその演算周期の楽音波形として発生す
る波形入出力制御部を有する。同制御部は、例えば第１
及び第２の累算部と、基本処理部から出力される波形信
号を第１又は第２の累算部に選択的に入力させる第１の
スイッチ部と、値０又は０近傍の値又は第２の累算部の
出力を基本処理部への変調信号として選択的に入力させ
る第２のスイッチ部と、複数の処理タイミングを１演算
周期とし、該各演算周期内の各処理タイミング毎に、第
１及び第２の累算部での累算動作、並びに第１及び第２
のスイッチ部の選択動作を、予め設定された接続組合わ
せに基づいて制御することにより、各処理タイミング単
位で基本処理部を多段動作させる多段動作制御部と、各
演算周期の終了時毎に第１の累算部の出力をその演算周
期の楽音波形として出力する楽音波形出力部と、から構
成できる。なお、演算周期は例えばサンプリング周期に
対応する。

上述の構成により、１つの基本処理部を用いて、前述
の場合と同様の効果を得ることができ、回路規模を縮小
できると共に、接続組み合わせの自由度の高い構成を実
現できる。

次に、本発明の第４の態様につき説明する。この態様
の基本構成は、第３の態様と同様であり、更に、以下の
構成を有する。

まず、第３の態様において予め設定されるべき接続組
合わせをユーザに設定させるための設定部を有する。同
設定部は、例えばユーザに対して、第３の態様における
各処理タイミング間の波形出力部における入出力関係
を、シンボル化された演算式によって設定させることに
より、上述の接続組合わせを設定させる。

次に、設定部で設定された接続組合わせを表示する表
示部を有する。同表示部は、例えば上述の設定部と同様
のシンボル化された演算式によって表示を行うことによ
り、設定部で設定された接続組合わせを表示する。或い
は、表示部は、例えば各処理タイミング毎の基本処理部
を１ユニットとし、該ユニット間の接続関係として、設
定部で設定された接続組合わせを表示する。

上述の第４の態様により、ユーザ（演奏者）は、第３
の態様の楽音波形発生装置において、効率的な接続組合
わせの設定を行うことができ、これを分かり易い形式で
表示させることができるため、非常に操作性の良い楽音
波形発生装置を実現することができる。

次に、本発明の第５の態様について説明する。この態
様の基本構成は、第３の態様と同様であるが、波形入出
力制御部が若干異なった動作をする。

すなわち、波形入出力制御部は、第３の態様における
第１、第２又は第３の演算を、各楽音波形の発音開始後
に時間的にその組合わせが変化する予め設定された接続
組合わせに基づいて実行し、これにより楽音波形を発生
する。

上述の第５の態様により、例えば高次倍音成分を非常
に多く含む楽音波形を発生できる接続組合わせから、単
一正弦波又は余弦波成分のみを含む楽音波形を発生でき
る接続組合わせに、発音途中で自動的に変更することが
できるため、非常に幅の広い発音動作を行うことが可能
となる。

次に、本発明の第６の態様につき説明する。この態様
の基本構成も、第３の態様と同様であるが、第６の態様
では、波形入出力制御部は、複数の発音チャネルに対し
て時分割で処理を行い、該各発音チャネルに対応して割
り当てられた複数の楽音波形をポリフォニックで出力す
る。

上述の第６の態様により、第３の態様に基づく動作を
ポリフォニックで実現できる。

次に、本発明の第７の態様につき説明する。この態様
では、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装
置を前提とする。

第７の態様では、まず、第３の態様の場合に似た基本
処理部を有する。すなわち同処理部は、搬送信号を発生
する搬送信号発生部と、該搬送信号に変調信号を混合し
て混合信号を出力しその場合の変調信号の搬送信号に対
する混合率を０から任意の混合率までの間で制御する混
合制御部と、入力と出力とが所定の関数関係を有すると
共に混合制御部から出力される混合信号を入力として波
形信号を出力する波形出力部とを含む基本処理部を、基
本的な構成として複数有する。

ここで、搬送信号発生部、変調信号発生部は第１の態
様の場合と同様であり、また混合制御部における変調信
号の混合率が０の場合の、搬送信号と所定の関数関係に
ついては、第１の態様の場合と同様である。従って、上
記基本処理部は、それ１つで、第１の態様と同様に、正
弦波又は余弦波のみからなる楽音波形から、多くの高次
倍音成分を含む楽音波形まで、容易に生成することがで
きる。

そして、第７の態様では、上記基本処理部を基本とし
て、０又は０近傍の値をとる変調信号を１つの基本処理
部を入力する第１の接続、又は他の波形信号を新たな変
調信号入力として１つの基本処理部に入力する第２の接
続、又は１つの基本処理部で得られる波形信号に他の少
なくとも１つの基本処理部で得られる各波形信号を混合
して新たな波形信号を得る第３の接続、又は１つの基本
処理部への変調信号入力を該自己の基本処理部で得られ
る波形信号をフィードバックした信号とする第４の接続
を、予め設定された接続組合わせに基づいて組み合わせ
ることにより、複数の基本処理部を接続し、最終段から
出力される波形信号を楽音波形として出力する波形入出
力制御部を有する。

上述の第７の態様が前述の第３の態様と異なるのは、
１つの基本処理部への変調信号入力を自己の基本処理部
で得られる波形信号をフィードバックした信号とする第
４の接続を含む点である。このような接続を含むことに
より、楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を特有なもの
にすることができ、特徴的な楽音波形を生成することが
できる。特に、本発明のように、単純な接続組合わせで
も十分な倍音成分を得られる一方、単一正弦波成分又は
単一余弦波成分のみの楽音波形も容易に得ることができ
る構成に適用した場合、大きな効果が得られる。

次に、本発明の第８の態様につき説明する。この態様
では、第７の態様と同じ基本処理部を複数有する。

そして、第８の態様では、上記基本処理部を基本とし
て、前段の基本処理部で得られる波形信号を新たな変調
信号入力として現在の基本処理部に入力する接続を、複
数段連続に組み合わせ、最終段の基本処理部で得られる
波形信号を、楽音波形として出力すると共に、初段の基
本処理部への変調信号入力としてフィードバックする波
形入出力制御部を有する。

上述の第８の態様が前述の第７の態様と異なるのは、
波形信号を変調信号へフィードバックする基本処理部
を、自己の基本処理部ではなく、いくるか前の基本処理
部とした点である。このような接続を含むことにより、
楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を、第７の態様とは
異なる特有なものにすることができ、特徴的な楽音波形
を生成することができる。

次に、本発明の第９の態様につき説明する。この態様
では、第１の態様と同様の変調タイプの楽音波形発生装
置を前提とする。

そして、まず、第１の態様と同様の搬送信号発生部を
有する。

続いて、複数種類の変調信号を選択的に発生する変調
信号発生部を有する。複数種類の変調信号を発生できる
点が第１の態様の場合と異なる。同発生部は、例えば複
数種類の変調関数を予め記憶するROM等の記憶部と、該
記憶部に記憶されている複数種類の変調関数のうち１つ
を選択するアドレス指定回路等の選択部と、外部から入
力される位相角が１周期の間で時間経過に対し順次線形
に増加する動作を繰り返す変調波位相角信号を、選択部
により選択された変調関数により変換して変調波補正位
相角信号を生成し、更にこの変調波補正位相角信号を三
角波関数に基づいて変換することにより、正弦波形、矩
形波、鋸歯状歯等の変調信号を出力する出力部とから構
成される。

次に、上記選択的に発生された変調信号を搬送信号発
生部から発生された搬送信号の混合して混合信号を出力
し、その場合の変調信号の搬送信号に対する混合率を０
から任意の混合率までの間で制御する混合制御部を有す
る。この構成は、第１の態様の場合と同様である。

そして、第１の態様の場合と同様の波形出力部を有す
る。

以上の第９の態様において、第１の態様と同様の振幅
包絡制御部を有するように構成でき、また、第１の態様
と同様、ポリフォニックで楽音波形を出力できるように
も構成できる。

上述の第９の態様では、変調信号発生部で複数種類の
変調信号を選択的に発生できるため、混合制御部で搬送
信号に混合される変調信号の特性を可変させることが可
能となる。この結果、波形出力部から様々な倍音特性を
有する多くの種類の楽音波形を出力させることが可能と
なる。

次に、本発明の第10の態様について説明する。この態
様は、第１の態様に示したような変調タイプで、ステレ
オの楽音波形を発生する楽音波形発生装置を前提とす
る。

すなわち、例えば第１の態様と同様の搬送信号発生
部、変調信号発生部を有する。また、例えば変調信号を
搬送信号発生部から発生される搬送信号に混合して混合
信号を出力する混合部と、混合部による変調信号の搬送
信号に対する混合率を、０から任意の混合率までの間で
時間的に変化させる混合率制御部とを有する。この混合
物と混合率制御部を合わせたものが、第１の態様におけ
る混合制御部である。更に、例えば第１の態様と同様の
波形出力部を有する。

上記構成に加えて、第10の態様では、搬送信号発生
部、変調信号発生部又は混合率制御部のうち少なくとも
１つが各ステレオチャネル間で互いに異なる値を発生す
るようこれらを時分割制御し、これに基づいて各時分割
タイミング毎に混合部から出力される各ステレオチャネ
ル毎の混合信号を波形出力部に入力させることにより、
各ステレオチャネル毎に独立して変調された各楽音波形
を出力させる時分割制御部を有する。

以上の第10の態様において、第１の態様と同様の振幅
包絡制御部を有するようにも構成できる。この場合、例
えば波形出力部から各ステレオチャネル毎に独立して出
力される各楽音波形の振幅包絡特性が、各ステレオチャ
ネル間で互いに異なる特性で時間的に変化するよう制御
される。

また、搬送信号発生部、変調信号発生部、混合部、混
合率制御部、波形出力部及び時分割制御部が、各ステレ
オチャネルを更に複数の発音チャネルに時分割して処理
を行い、該各発音チャネルに対応して割り当てられた複
数の楽音波形をステレオかつポリフォニックで出力する
ように構成することもできる。

今、搬送信号と変調信号を混合した信号を所定の関数
関係で変換して楽音波形を得る変調方式の楽音波形発生
装置では、変調状態を変化させれば異なった特性の楽音
波形を得ることができる。特に、変調信号を数Hz〜数十
Hz程度の低い正弦波形にして搬送信号に混合し、これに
よっても得られる混合信号に基づいて関数変換を行うこ
とによりコーラス効果を付加させることができるが、こ
のときの混合率を各々互いに異ならせて複数の混合信号
を得、これら各々互いに異なる混合信号に基づいて生成
した複数の楽音波形を同時に発音させるとステレオ効果
を得ることができる。

そこで上述の第10の態様では、まず、例えば変調信号
や混合率等が各ステレオチャネル間で互いに異なるよう
に各ステレオチャネル毎にこれらを独立して制御し、搬
送信号は共通にして、各ステレオチャネル毎の混合信号
を生成すると共に、これら独立に生成された混合信号に
基づいて変調を行うことにより、各ステレオチャネル毎
の楽音波形を容易に得ることができる。

また、予め、或いは時間経過と共に、混合率制御部に
おける搬送信号に対する変調信号の混合率を、０とそれ
以外の値との間で任意に設定することにより、高次倍音
を多く含む状態から単一正弦波成分又は単一余弦波成分
のみを含む状態までを自在に生成制御することが可能で
あり、これにより、実際の楽器の楽音に近い楽音又は個
性的な合成音等をステレオで得ることができる。

次に、本発明の第11の態様について説明する。この態
様では、第１の態様と同様の変調タイプで、かつ楽音波
形の特性を演奏操作に応じて発生される演奏情報に基づ
いて制御するタイプの楽音波形発生装置を前提とする。

そして、第１の態様に加えて、搬送信号発生部で発生
された搬送信号、或いは変調信号発生部で発生される変
調信号、或いは混合制御部が制御する混合率の少なくと
も１つが、ランダムに変化する成分を含むように制御ラ
ンダム制御部を含む。

この場合特に、楽音の発音開始以後所定の時間区間で
ランダムに変化する成分を含むように制御すると大きな
効果を得られる。ここで、所定の時間区間は、例えば楽
音波形の振幅包絡特性におけるアタック部、ディケイ
部、サスティーン部又はリリース部のいずれかである。

以上の第11の態様において、歩形出力手段から出力さ
れる楽音波形の振幅包絡特性が、楽音の発音開始以後所
定の時間空間でランダムに変化する成分を含むように制
御する振幅包絡ランダム制御手段を含むように構成して
もよい。

上述の第11の態様では、本発明の特徴である単一正弦
波又は余弦波のみの成分を有する楽音波形から多くの倍
音成分を有する楽音までの連続的に生成できると同時
に、発音される楽音のピッチ、音色、音量等に自然なゆ
らぎを付加できる。これにより、自然楽器のゆらぎに似
た特性を実現することが可能となる。

最後に本発明の第12の態様につき説明する。この態様
では、第２の態様と同様、楽音波形の特性を演奏操作に
応じて発生される演奏状態に基づいて制御する変調タイ
プの楽音波形装置を前提とする。

そして、第１の態様又は第２の態様と同様の搬送信号
発生部、変調信号発生部、混合制御部及び波形出力部を
有する。

第12の態様が第２の態様と異なるのは、演奏情報に基
づいて混合制御部での混合率を制御するのではなく、周
波数比制御部が、搬送信号と変調信号の周波数比を制御
する点である。同制御部は、例えば周波数比の制御を発
音される楽音波形の音色により行う。又は、演奏操作が
鍵盤の押鍵操作である場合、周波数比制御部は、周波数
比の制御を押鍵操作の速さ又は押鍵された鍵の鍵域のう
ち少なくとも一方に対応させて行う。

上記第12の態様によれば、第２の態様と同様、設定音
色、押鍵操作又は押鍵された鍵の鍵域に応じて、楽音波
形の周波数特性を変化させることが可能となる。特に、
搬送信号と変調信号の周波数比を制御することにより、
倍音成分の周波数構成そのものを制御することが可能と
なる。この結果、第２の態様とは異なった特有の特性
を、楽音波形に付加させることが可能となる。

〔実施例〕

以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明す
る。

第１の実施例の説明まず、本発明の第１の実施例について説明する。

始めに、第１の実施例の原理から説明する。

第１図に、第１の実施例を原理を示す。

その値が０〜２π〔rad〕の間で順次線形に増加する
搬送波位相角ω_ctは、搬送波ROM101のアドレスとされて
搬送信号W_cを読み出させる。ここで搬送波位相角ω
_ctは、角速度ω_ｃ〔rad/sec〕に時間ｔ〔sec〕を乗じた
値であるが、以後特に言及しない限りは、「_ct」をまと
めて添字で表すこととする。

また、やはり値が０〜２π〔red〕の間で順次線形に
増加する変調波位相角ω_mtは、変調波ROM102のアドレス
とされ、更にこれで読み出された変調信号に乗算器（以
下、MULと呼ぶ）103において、時間的に変化し得る変調
深度関数Ｉ（ｔ）〔rad〕が乗算されることで、変調信
号W_Mが得られる。この変調波位相角ω_ｍも、角速度ω_ｍ
〔rad/sec〕に時間ｔ〔sec〕を乗じた値であるが、以後
特に言及しない限りは、「_mt」をまとめて添字で表すこ
ととする。

上記変調信号W_Mと前記搬送信号W_Cは、加算器（以下、
ADDと呼ぶ）104で加算され、その加算波形W_C＋W_M〔ra
d〕は更にデコーダ105でデコードされてデコード出力Ｄ
を得る。

そして、デコード出力ＤはMUL106で振幅係数Ａと乗算
され、最終的な波形出力ｅが得られる。

上記構成の楽音波形発生装置において、まず、搬送波
ROM101には第２図に示す関数波形が記憶されている。
今、πは円周率とし、同図Ｉ、II及びIIIの各領域での
搬送波位相角ω_ct〔rad〕と搬送信号W_C〔rad〕との関係
は、各々、 W_c＝（π/2）sinω_ct ・・（領域I:0≦ω_ct≦π/2） W_c＝π−（π/2）sinω_ct ・・（領域II:π/2≦ω_ct≦３π/2） W_c＝２π＋（π/2）sinω_ct ・・（領域III:3π/2≦ω_ct≦２π）・・・（３）となる。

一方、変調波ROM102には、通常のsin関数波形が記憶
されている。従って、MUL103を通過した後の変調波位相
角ω_mt〔rad〕と変調信号W_M〔rad〕との関係は、 W_M＝Ｉ（ｔ）sinω_mt ・・・（４）となる。

上記（３）式及び（４）式によって演算される搬送信
号W_C及び変調信号W_Mが加算され、デコーダ105に入力す
ることにより、デコーダ105からデコード出力Ｄが出力
され、更にこれに、MUL106で振幅係数Ａが乗算された後
の波形出力ｅは、ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinω_ct＋Ｉ（ｔ）sinω_mt｝・・（０≦ω_ct≦π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinω_ct ＋Ｉ（ｔ）sinω_mt｝・・（π/2≦ω_ct≦３π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinω_ct＋Ｉ（ｔ）sinω
_mt｝・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（５）となる。但し、TRI（ｘ）は、三角波関数として定義さ
れる。

ここで、まず、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値が０、すな
わち無変調の場合、デコーダ105への入力波形は前記
（３）式で定まる搬送信号W_Cそのものとなる。すなわ
ち、ｅ＝Ａ・TRI（W_C）・・・（６）である。なお、搬送信号W_Cと搬送波位相角ω_ctは、前記
（３）式又は第２図より、第３図の関係Ａで示される。

一方、デコーダ105において演算される三角波関数Ｄ
＝TRI（ｘ）（但し、ｘは入力）は、Ｄ＝TRI（ｘ）＝（2/π）ｘ・・（領域I:0≦ｘ≦π/2）Ｄ＝TRI（ｘ）＝−１＋（2/π）（３π/2−ｘ）・・（領域II:π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝TRI（ｘ）＝−１＋（2/π）（ｘ−３π/2）・・（領域III:3π/2≦ｘ≦２π）・・・（７）で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。

第３図の関係Ａ及び関係Ｂからわかるように、デコー
ダ105への入力波形である搬送信号W_Cと、デコーダ105で
演算される三角波関数Ｄ＝TRI（ｘ）は、前記（３）式
又は（７）式で定義されている各領域Ｉ、II及びIIIに
おいて単調増加関数となっており、従って、前記（３）
式での入力である搬送波位相角ω_ctと前記（７）式での
入力ｘは、常に同じ区間の値をとることになるので、前
記（３）式、（６）式及び（７）式は、同一区間どうし
で合成できる。すなわち、前記（３）式及び（７）式を
前記（６）式に代入すると、ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinω_ct｝＝Ａ・（2/π）（π/2）sinω_ct ＝Ａ・sinω_ct ・・（領域I:0≦ω_ct≦π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinω_ct｝＝Ａ・｛−１＋（2/π）（３π/2−π ＋（π/2）sinω_ct）｝＝Ａ・sinω_ct ・・（領域II:π/2≦ω_ct≦３π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinω_ct｝＝Ａ・｛−１＋（2/π）（２π＋＋（π/2）sinω_ct−３π/2）｝＝Ａ・sinω_ct ・・（領域III:3π/2≦ω_ct≦２π）・・・（８）となる。すなわち、無変調時には、搬送波位相角ω_ctの
いずれの領域に対しても、高次倍音を全く含まない単一
正弦波Ａ・sinω_ctが出力される。すなわち、例えば振
幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の搬送波位相角ω_ctと
波形出力ｅとの関係は、第３図の関係Ｃのように単一正
弦波となる。

以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみ
になってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからな
る楽音の生成を実現するためには、前記（５）式で変調
深度関数Ｉ（ｔ）の値を時間と共に０に近づければよい
ことがわかる。

次に、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を増加させていった
場合の波形出力ｅの変化について考える。変調深度関数
Ｉ（ｔ）を値０から徐々に増加させてゆくと、第１図の
ADD104から出力される加算波形W_C＋W_Mには、搬送信号W_C
のみの成分から徐々に変調信号W_Mの成分が重畳されてゆ
くため、波形出力ｅは、単一正弦波から徐々に時間軸上
で歪んでゆき、同波数軸上では高次の倍音成分を多く含
むように変化してゆく。

第４図（ａ）〜（ｉ）に、搬送波位相角ω_ct＝変調波
位相角ω_mtとし、その条件下で変調深度関数Ｉ（ｔ）の
値を０〜２π〔red〕まで変化させた場合の波形出力ｅ
の波形図を示す。また、第５図（ａ）〜（ｉ）に、第４
図（ａ）〜（ｉ）の各波出力ｅの周波数特性（パワース
ペクトル）を示す。なお、同図で、h₁は基本周波数（ピ
ッチ周波数）を示し、h₂、h₃、h₄、・・・は、基本周波
数成分の２倍、３倍、４倍、・・・の高次倍音周波数を
示す。

第４図（ａ）〜（ｉ）からわかるように、変調深度関
数Ｉ（ｔ）の値を大きくするに従って、波形出力ｅに鋭
いエッジが現れることがわかる。すなわち、波形出力ｅ
にかなり高次の倍音成分まで含まれてくることが予想さ
れる。

このことは、第５図（ａ）〜（ｉ）を見れば明らかで
ある。すなわち、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値が大きくな
るに従って、10倍音以上の高次の倍音成分が現れている
ことがわかる。また、低次の倍音成分のパワーも単純な
増減ではなく、Ｉ（ｔ）の変化に応じて複雑な倍音変化
を得ることが可能となっている。

第６図（ａ）及び（ｂ）に、本実施例による前記
（５）式、及び前記第１の従来例であるFM方式による前
記（１）式を用いて、同一の条件下で合成された各波形
出力ｅの周波数特性のヒストグラム（度数分布）を示
す。同図より、FM方式では11倍音以上の高次の倍音成分
を表現することはできないが、本実施例では30倍音付近
の高次の倍音成分まで表現することが可能となっている
ことがわかる。

以上の事実より、第１図の楽音波形発生装置で、変調
深度関数Ｉ（ｔ）の値を０〜２π〔rad〕程度の間で変
化させることにより、実際の楽音の場合と同様に、楽音
が減衰して単一正弦波成分のみになってゆく過程、ある
いは単一正弦波成分のみからなる楽音を生成することが
できると共に、周波数成分として高次の倍音成分まで明
確に存在する楽音を容易に生成することが可能となる。
特に、音程の低い楽音を合成する場合、すなわち基本周
波数（ピッチ周波数）h₁が低く可聴周波数範囲に多くの
高次倍音が含まれ得るような楽音を合成する場合に、本
実施例による楽音波形発生装置は非常に有効である。

第７図（ａ）に、搬送波位相角ω_ctの角速度ω_ｃと変
調波位相角ω_mtの角速度ω_ｍとの比をω_c:ω_ｍ＝1:0.5
として、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を変化させたときの
波形出力ｅの変化を、また、同図（ｂ）に、ω_c:ω_ｍ＝
1:16として、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を０とした場合
及び適度な値にした場合の波形出力ｅを示す。同図
（ａ）の条件は、ブラス音等の厚くサブハーモニクス
（0.5倍音）を含む楽音の合成に有効であり、同図
（ｂ）の条件は、エレピ音又はバイブ音等の打弦時の楽
音成分を16倍音等の高次倍音で出したい場合等に特に有
効である。

また、ω_ｃとω_ｍの比を整数比からわずかにずらして
（ディチューンして）コーラス効果を得たり、変調波位
相角ω_mtを数Hz〜数十Hz程度の低周波とすることによ
り、搬送波位相角ω_ctに対して位相変調を付加して同様
のコーラス効果を得たり、あるいは搬送波位相角ω_ctと
変調波位相角ω_mtの比を完全な非整数比とすること、非
整数倍音を含むチャイム音、ドラム音の楽音をシミュレ
ートすることも可能である。

以上の楽音波形発生装置に関する原理構成では、前記
（７）式又は第３図の関係Ｂに示す特性を有するデコー
ダ105に対し、その波形出力ｅが正弦波となるような前
記（３）式又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すよ
うな搬送信号W_Cを搬送波ROM101に記憶させることによ
り、単一正弦波の生成を可能にしている。しかし、これ
に限られるものではなく、デコーダ105で単一正弦波以
外の元々倍音成分を含んでいる関数の演算を行わせ、こ
れに対してそのデコード出力Ｄが正弦波となるような関
数を搬送波ROM101に記憶させることで同様の効果を得る
こともできる。第８図の（ａ）〜（ｄ）に、デコーダ10
5で演算される関数及び搬送波ROM101に記憶される関数
の組み合わせの例を示す。同図において搬送波位相角ω
_ctと搬送信号W_Cとを関係付ける関数が搬送波ROM101に記
憶され、入力ｘとデコード出力Ｄとを関係付ける関数が
デコーダ105で演算される。また、第８図（ａ）〜
（ｄ）に対応する特性を以下に示す。

まず、第８図（ａ）に対応して第１図のデコーダ105
で演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝（4/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/4）Ｄ＝１・・・（π/4≦ｘ≦３π/4）Ｄ＝−（4/π）ｘ＋４・・・（３π/4≦ｘ≦５π/4）Ｄ＝−１・・・（５π/4≦ｘ≦７π/4）Ｄ＝（4/π）ｘ−８・・・（７π/4≦ｘ≦２π）・・・（９）また、第８図（ａ）に対応して第１図の搬送波ROM101
に記憶される関数は以下のようになる。

W_C＝（π/4）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_C＝−（π/4）sinω_ct＋π ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_C＝（π/4）sinω_ct＋２π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（10）次に、第８図（ｂ）に対応して第１図のデコーダ105
で演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝sin 2x ・・・（０≦ｘ≦π/4）Ｄ＝１・・・（π/4≦ｘ≦３π/4）Ｄ＝sin（2x−π）・・・（３π/4≦ｘ≦５π/4）Ｄ＝−１・・・（５π/4≦ｘ≦７π/4）Ｄ＝sin（2x−２π）・・・（７π/4≦ｘ≦２π）・・・（11）また、第８図（ｂ）に対応して第１図の搬送波ROM101
に記憶される関数は以下のようになる。

W_C＝ω_ct/2 ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_C＝ω_ct/2＋π/2 ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_C＝ω_ct/2＋π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（12）更に、第８図（ｃ）に対応して第１図のデコーダ105
で演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝sin x ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝−（2/π）ｘ＋２・・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝sin x ・・・（３π/2≦ｘ≦２π）・・・（13）また、第８図（ｃ）に対応して第１図の搬送波ROM101
に記憶される関数は以下のようになる。

W_C＝ω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_C＝−（π/2）sinω_ct＋π ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_C＝ω_ct ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（14）そして、第８図（ｄ）に対応して第１図のデコーダ10
5で演算される関数は以下のようになる。

Ｄ＝（2/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝sin x ・・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝（2/π）ｘ−４・・・（３π/2≦ｘ≦２π）・・・（15）また、第８図（ｄ）に対応して第１図の搬送波ROM101
に記憶される関数は以下のようになる。

W_C＝（π/2）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_C＝ω_ct ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_C＝（π/2）sinω_ct＋２π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（16）以上、（９）式と（10）式、（11）式と（12）式、
（13）式と（14）式、（15）式と（16）式の組み合わせ
で、第１図のMUL103における変調深度関数Ｉ（ｔ）の値
を０とした場合に、搬送波ROM101から出力される搬送信
号W_Cがデコーダ105への入力ｘとして入力させることに
より、波形出力ｅとして単一正弦波を出力させることが
できる。また、第８図（ａ）〜（ｄ）に示したようなデ
コーダ105の関数により、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を
０以外にすれば高次倍音を多く含んだ波形出力ｅを得る
ことが可能となる。

なお、上記第１の実施例の原理構成に関する各態様で
は、第１図の変調波ROM102にはsin関数を記憶させ、前
記（４）式に基づいて生成される変調信号W_Mで変調を行
っているが、これに限られるものではない。例えば、第
９図（ａ）〜（ｃ）に示すような鋸歯状波、矩形波等の
高次倍音を含む波形等を記憶させ、これをデコーダ105
への入力とすることで、より高次倍音を多く含む楽音波
形を合成することができる。また、変調波ROM102から上
記各種波形を読み出して変調波を生成するのではなく、
高次倍音を含む波形を直接発生するような論理回路、あ
るいは第１図のデコーダ105と同様のものを内蔵し、そ
れにROM等に記憶させた各種位相角波形を入力させるこ
とによって高次倍音を含む変調信号を生成するような回
路構成にしてもよい。

また、第１図のMUL106で乗算される振幅係数Ａは、上
記各実施例では一定値として説明したが、実際には時間
的に変化し得るものであり、これにより楽音に振幅変調
されたエンベロープ特性を付加させることができる。

次に、上記第１の実施例の原理構成に基づく第１の実
施例の具体的構成について説明する。この実施例は、本
発明による楽音波形発生装置を、電子楽器を適用した例
である。

まず、第10図は、第１の実施例である電子楽器の全体
的な構成図である。本実施例は、第１図の第１の実施例
の原理構成を基本としているため、以下の説明では随時
第１図等を参照しながら説明する。

コントローラ1001は、特には図示しないパラメータ設
定部における設定状態及び例えば鍵盤部等の操作に従っ
て、キャリア周波数CF、モジュレータ周波数MF及びエン
ベロープ情報ED（エンベロープの各レート値、レベル値
等）を生成・出力する手段である。

アダー1002又は1004は、各出力を被加算端子Ｂにフィ
ードバックさせ、加算端子Ａにキャリア周波数CF又はモ
ジュレータ周波数MFを入力させることにより、当該各周
波数のステップ幅ずつ順次増加してゆく各10ビットの搬
送波位相角ω_ct0〜ω_ct10又は変調波位相角ω_mt0〜ω_mt
10を生成するための累算器である。ここで、搬送波位相
角ω_ct0〜ω_ct10及び変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10は、各
々、第１図の搬送波位相角ω_ct及び変調波位相角ω_mtに
対応する。また、キャリア周波数CFは搬送波位相角ω_ct
の角速度ω_ｃに、モジュレータ周波数MFは変調波位相角
ω_mtの角速度ω_ｍに対応する。

上記搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10及び変調波位相角ω
_mt0〜ω_mt10は、各々、搬送波発生回路1003及び変調波
発生回路1005に各アドレス信号として入力する。なお、
搬送波発生回路1003及び変調波発生回路1005、各々、第
１図の搬送波ROM101及び変調波ROM102に対応する。

一方、エンベロープジェネレータ1006は、コントロー
ラ1001からのエンベロープ情報EDに基づいて端子Ｃ及び
Ｍから11ビット及び10ビットの２チャネルの変調深度関
数I0〜I10及び振幅係数AMP0〜AMP10を出力する。なお、
これらは各々、第１図の変調深度関数Ｉ（ｔ）及び振幅
係数Ａに対応し、共に時間的に変化し得る。

変調深度関数I0〜I10は１以下の値をとり、乗算器100
7の端子Ｂに入力して、端子Ａに入力する変調波発生回
路1005からの出力と乗算され、11ビットの変調信号W_M0
〜W_M10を出力する。

ここで、乗算器1007と変調信号W_M0〜W_M10は、各々、
第１図のMUL103及び変調信号W_Mに対応する。

前記搬送波発生回路1003及び上記乗算器1007から出力
される搬送信号W_C0〜W_C10及び変調信号W_M0〜W_M10は、各
々アダーの1008の端子Ａ及びＢに入力し加算され、11ビ
ットの加算波形O0〜O10を出力する。なお、アダー1008
及び加算波形O0〜O10は、各々、第１図のADD104と加算
波形W_C＋W_Mに対応する。

上記加算波形O0〜O10は、三角波デコーダ1009とアド
レス信号となり、10ビットのデコード出力MA0〜MA9を出
力させる。ここで、三角波デコーダ1009及びデコーダ出
力MA0〜MA9は、各々、第１図のデコーダ105及びデコー
ド出力Ｄに対応する。

上記デコーダ出力MA0〜MA9は、更に乗算器1010の端子
Ａに入力し、端子Ｂに入力する振幅係数AMP0〜AMP9と乗
算されて振幅変調される。なお、振幅係数AMP0〜AMP9は
１以下の値をとる。

このようにして生成されたデジタル楽音信号は、D/A
変換器1011及びローパスフィルタ1012においてアナログ
楽音信号に変換され、特には図示しないサウンドシステ
ムから放音される。

以上の構成により、演奏者による演奏操作に対応して
コントローラ1001から出力されるキャリア周波数CF、モ
ジュレータ周波数MF及びエンベロープ情報EDを制御する
ことにより、該演奏操作に基づいて音高、音量及び音色
等が制御された楽音を、第１図の楽音波形発生装置と全
く同様にD/A変換器1011及びローパスフィルタ1012にお
いてアナログ楽音信号に変換され、特には図示しないサ
ウンドシステムから放音される。

以上の構成により、演奏者による演奏操作に対応して
コントローラ1001から出力されるキャリア周波数CF、モ
ジュレータ周波数MF及びエンベロープ情報EDを制御する
ことにより、該演奏操作に基づいて音高、音量及び音色
等が制御された楽音を、第１図の楽音波形発生装置と全
く同様にして出力し、放音させることができる。

次に、第11図に第10図の搬送波発生回路1003の第１の
回路例を示す。

＃０〜＃９の排他論理和回路（以下、EORと呼ぶ）110
2の各第１の入力端子には第10図のアダー1002からの最
上位ビットの搬送波位相各ω_ct10が入力し、また各第２
の入力端子には０〜９ビットの搬送波位相波ω_ct0〜ω
_ct9が入力する。

＃０〜＃９のEOR1102の出力A0〜A9は、1/2波搬送波RO
M1101の各アドレス信号として入力する。

1/2波搬送波ROM1101のROM出力D0〜D9は、各々、＃０
〜＃９のEOR1103の第１の入力端子に入る。また、＃０
〜＃９のEOR1103の第２の入力端子には最上位ビットの
搬送波位相角ω_ct10が入力する。

＃０〜＃９のEOR1103の各出力及び最上位ビットの搬
送波位相角ω_ct10は、搬送信号W_C0〜W_C10として第10図
のアダー1008に出力される。

上記第１の回路例の動作を第12図の動作説明図に基づ
いて説明する。

まず、第11図の1/2搬送波ROM1101には、前記第２図又
は（３）式で説明した搬送信号W_Cのうち、1/2周期分
（０〜π〔rad〕）に相当する波形が記憶されている。
すなわち、前記（３）式より、第11図の1/2波搬送波ROM
1101の出力D0〜D9で定まる値をY1とすれば、 Y1＝（π/2）sinω_ct ・・（０≦ω_ct≦π/2） Y1＝π−（π/2）sinω_ct ・・（π/2≦ω_ct≦π）・・・（17）なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ω_ctとは、ω_ct0〜ω_ct9で定まる値をいう。

一方第10図のアダー1002から出力される搬送波位相角
ω_ct0〜ω_ct10は、最上位ビットω_ct10が論理０の状態
で下位10ビットω_ct0〜ω_ct9のフルレンジによって、０
〜π〔rad〕の位相角を指定でき、更に、最上位ビット
ω_ct10が論理１の状態で、下位10ビットω_ct0〜ω_ct9の
フルレンジによって、π〜２〔rad〕の位相角を指定で
きる。

従って今、第10図のアダー1002で搬送波位相角ω_ct0
〜ω_ct10のフルレンジが指定される時間をＴとすれば、
まず時間０〜T/2において、第12図（ｂ）のように、最
上位ビットの搬送波位相角ω_ct10が論理０で、かつ、同
図（ａ）のように、下位10ビットの搬送波位相角ω_ct0
〜ω_ct9のフルレンジが指定される。そして、このとき
＃０〜＃９のEOR1102の第１の入力端子には、論理０の
最上位ビットの搬送波位相角ω_ct10が入力しているた
め、時間０〜T/2で下位10ビットの搬送波位相角ω_ct0〜
ω_ct9の値が順次増加することにより、第12図（ｃ）の
ように、それと全く同様の関係で順次増加するアドレス
信号A0〜A9が得られる。これにより、第11図の1/2波搬
送波ROM1101の出力D0〜D9は、第12図（ｄ）のように、
前記（17）式に基づく０〜π〔rad〕の範囲の波形が順
次読み出される。そして、この波形は＃０〜＃９のEOR1
103の第１の入力端子に入力するが、上記EOR1103の第２
の入力端子には論理０の最上位ビットの搬送波位相角ω
_ct10が入力しているため、その出力の下位10ビットの搬
送信号W_C0〜W_C9は、第12図（ｅ）のように、同図（ｄ）
の出力D0〜D9と全く同様の波形が出力される。更に、最
上位ビットの搬送信号W_C10は、最上位ビットの搬送波位
相角ω_ct10に等しく論理０であるため、結局、第12図
（ｆ）の時間０〜T/2で示されるように、同図（ｄ）の
出力D0〜D9と全く同様の波形が、搬送信号W_C0〜W_C10と
して出力される。

次に、時間T/2〜Ｔでは、第12図（ｂ）のように、最
上位ビットの搬送波位相角ω_ct10が論理１で、かつ、同
図（ａ）のように、下位ビットの搬送波位相角ω_ct0〜
ω_ct9のフルレンジが指定される。そして、このとき＃
０〜＃９のEOR1102の第１の入力端子には、論理１の最
上位ビットの搬送波位相角ω_ct10が入力するため時間T/
2〜Ｔにおいて下位10ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct
9の値が順次増加することにより、第12図（ｃ）のよう
に、それと全く逆の関係で順次減少するアドレス信号A0
〜A9が得られる。これにより、第11図の1/2波搬送波ROM
1101の出力D0〜D9は、第12図（ｄ）に示すように、前記
（17）式に基づく０〜π〔rad〕の範囲の波形が逆方向
に読み出される。そして、この波形は＃０〜＃９のEOR1
103の第１の入力端子に入力するが、上記EOR1103の第２
の入力端子には論理１の最上位ビットの搬送波位相角ω
_ct10が入力しているため、その出力である下位10ビット
の搬送信号W_C0〜W_C9は、第12図（ｅ）のように、同図
（ｄ）の出力D0〜D9に対して増減関係が反転された波形
が出力される。これに加え、最上位ビットの搬送信号W_C
10は、最上位ビットの搬送波位相角ω_ct10に等しく論理
１であるため、上記出力に下位10ビットの搬送波位相角
ω_ct0〜ω_ct9のフルレンジ分にあたるπ〔rad〕のオフ
セットが重畳され、結局、第12図（ｆ）の時間T/2〜Ｔ
で示される波形が搬送信号W_C0〜W_C10として出力され
る。

以上の動作からわかるように、時間０〜Ｔの範囲で出
力される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬
送信号W_Cと全く同様の波形が出力される。そして、この
第１の回路例の場合、第11図の1/2波搬送波ROM1101に
は、第２図の１周期分の波形に対して1/2周期分の波形
を記憶させればよいため、単純に１周期分の波形を記憶
させる場合に比較してメモリ容量を1/2にすることがで
きる。

第13図に第10図の搬送信号発生回路1003の第２の回路
例の構成を示す。

＃０〜＃８のEOR1302の各第１の入力端子には、第10
図アダー1002から10ビット目の搬送波位相角ω_ct9が入
力し、また各第２の入力端子には０〜８ビットの搬送波
位相角ω_ct0〜ω_ct8が入力する。

＃０〜＃８のEOR1302の出力A0〜A8は、1/4波搬送波RO
M1301の各アドレス信号として入力する。

1/4波搬送波ROM1301のROM出力D0〜D8は、各々、＃０
〜＃８のEOR1303の第１の入力端子に入力する。また、
＃０〜＃８のEOR1303の第２の入力端子には10ビット目
の搬送波位相角ω_ct9が入力する。

＃０〜＃８のEOR1303の各出力、10ビット目の搬送波
位相角ω_ct9及び最上位ビットの搬送波位相角ω_ct10
は、搬送信号W_C0〜W_C10として第10図のアダー1008に出
力される。

上記第２の回路列の動作を第14図の動作説明図に基づ
いて説明する。

まず、第13図の1/4波搬送波ROM1301には、前記第２図
又は（３）式で説明した搬送信号W_Cのうち、1/4周期分
（０〜π/2〔rad〕）に相当する波形が記憶されてい
る。すなわち、前記（３）式より、第13図の1/4波搬送
波ROM1301からの出力D0〜D8で定まる値をY2とすれば、 Y2＝（π/2）sinω_ct ・・（０≦ω_ct≦π/2）・・（18）なる波形が記憶されている。なお、ここでいう搬送波位
相角ω_ctとは、ω_ct0〜ω_ct8で定まる値をいう。

一方第10図アダー1002から出力される搬送波位相角ω
_ct0〜ω_ct10は、最上位ビットω_ct10と10ビット目ω_ct9
の論理の組合わせ（ω_ct10、ω_ct9）で、（０、０）と
なる場合に下位９ビットω_ct0〜ω_ct8のフルレンジによ
って、０〜π/2〔rad〕の位相角を指定でき、（０、
１）となる場合に下位９ビットω_ct0〜ω_ct8のフルレン
ジによって、π/2〜π〔rad〕の位相角を指定でき、
（１、０）となる場合に同様にπ〜３π/2〔rad〕の位
相角を指定でき、（１、１）となる場合に同様に３π/2
〜２π〔rad〕の位相角を指定できる。以下、上記４つ
の各場合毎に説明する。

今、第10図アダー1002で搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10
のフルレンジが指定される時間をＴとすれば、上記第１
の場合として、（ω_ct10、ω_ct9）＝（０、０）となる
場合は、第14図（ｂ）及び（ｃ）のように、時間０〜T/
4に相当する。この時間範囲において、＃０〜＃８のEOR
1302の第１の入力端子には、論理０の10ビット目の搬送
波位相角ω_ct9が入力しているため、時間０〜T/4で下位
９ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct8の値が順次増加す
ることにより、第14図（ｄ）のように、それと全く同様
の関係で順次増加するアドレス信号A0〜A8が得られる。
これにより、第13図の1/4波搬送波ROM1301の出力D0〜D8
は、第14図（ｅ）のように、前記（18）式に基づく０〜
π/2〔rad〕の範囲の波形が順次読み出される。そし
て、この波形は＃０〜＃８のEOR1303の第１の入力端子
に入力するが、上記EOR1303の第２の入力端子には論理
０の10ビット目の搬送波位相角ω_ct9が入力しているた
め、その出力の下位９ビットの搬送信号W_C0〜W_C8は、第
14図（ｆ）のように、同図（ｅ）の出力D0〜D8と全く同
様の波形が出力される。更に、10ビット目及び最上位ビ
ットの搬送信号W_C9及びW_C10は、10ビット目及び最上位
ビットの搬送波位相角ω_ct9及びω_ct10に等しく共に論
理０であるため、結局、第14図（ｇ）の時間０〜T/4で
示されるように、同図（ｅ）の出力D0〜D8と全く同様の
波形が、搬送信号W_C0〜W_C10として出力される。

次に、第２の場合として、（ω_ct10、ω_ct9）＝
（０、１）となる場合は、第14図（ｂ）及び（ｃ）のよ
うに、時間T/4〜T/2に相当する。この時間範囲において
は、＃０〜＃８のEOR1302の第１の入力端子には、論理
１の10ビット目の搬送波位相角ω_ct9が入力するため時
間T/4〜T/2において下位９ビットの搬送波位相角ω_ct0
〜ω_ct8の値が順次増加することにより、第14図（ｄ）
のように、それと全く逆の順次減少するアドレスA0〜A8
が得られる。これにより、第13図1/4波搬送波ROM1301の
出力D0〜D8は、第14図（ｅ）に示すように、前記（18）
式に基づく０〜π/2〔rad〕の範囲の波形が逆方向に読
み出される。そして、この波形は＃０〜＃８のEOR1302
の第１の入力端子に入力するが、上記EOR1302の第２の
入力端子には論理１の10ビット目の搬送波位相角ω_ct9
が入力するため、その出力である下位９ビットの搬送波
位相角W_cc0〜W_c8は、第14図（ｆ）のように同図（ｅ）
の出力D0〜D8に対して増減関係が反転された波形が出力
される。これに加え、10ビット目及び最上位ビットの搬
送信号W_C9及びW_C10は、10ビット目及び最上位ビットの
搬送波位相角ω_ct9及びω_ct10に等しく各々の論理は１
及び０であるため、上記出力に下位１ビットの搬送波位
相角ω_ct0〜ω_ct9のフルレンジ分にあたるπ/2〔rad〕
のオフセットが重畳され、結局、第14図（ｇ）の時間T/
4〜T/2で示されるような波形が搬送信号_C0〜W_C10として
出力される。

続いて、第３の場合として、（ω_ct10、ω_ct9）＝
（１、０）となる場合は、第14図（ｂ）及び（ｃ）のよ
うに、時間T/2〜3T/4に相当する。この時間範囲におい
ては、10ビット目の搬送波位相角ω_ct9の論理が０であ
るため、EOR1302、1/4波搬送波ROM1301及びEOR1303にお
ける動作は、前記第１の場合と全く同様である。従っ
て、EOR1303の出力である下位９ビット搬送信号W_C0〜W_C
8は、第14図（ｆ）のように、同図（ｅ）の出力D0〜D8
と全く同様の波形が出力される。これに加え、10ビット
目及び最上位ビットの搬送信号W_C9及びW_C10は、10ビッ
ト目及び最上位ビットの搬送波位相角ω_ct9及びω_ct10
に等しく各々の論理は０及び１であるため、上記出力に
下位９ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct8のフルレンジ
分の２倍にあたるπ〔rad〕のオフセットが重畳され、
結局、第14図（ｇ）の時間T/4〜T/2で示されるような波
形が搬送信号WW_C0〜W_C10として出力される。

最後に、第４の場合として、（ω_ct10、ω_ct9）＝
（１、１）となる場合は、第14図（ｂ）及び（ｃ）のよ
うに、時間3T/4〜Ｔに相当する。この時間範囲では、10
ビット目の搬送波位相角ω_ct9の論理が１であるため、E
OR1302、1/4波搬送波ROM1301及びEOR1303における動作
は、前記第２の場合と全く同様である。従って、EOR130
3のの出力である下位９ビットの搬送信号W_C0〜W_C8は、
第14図（ｆ）のように同図（ｅ）の出力D0〜D8に対して
増減関係が反転された波形が出力される。これに加え
て、10ビット目及び最上位ビットの搬送信号W_C9及びW_C1
0は、10ビット目及び最上位ビットの搬送波位相角ω_ct9
及びω_ct10に等しく共に論理１であるため、上記出力に
下位９ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct8のフルレンジ
分の３倍にあたる３π/2〔rad〕のオフセットが重畳さ
れ、結局、第14図（ｇ）の時間3T/4〜Ｔで示される波形
が、W_C0〜W_C10として出力される。

以上の動作からわかるように、時間０〜Ｔの範囲で出
力される波形は、前記第２図又は（３）式で説明した搬
送信号W_Cと全く同様の波形が出力される。そして、この
第２の回路例の場合、第13図の1/4波搬送波ROM1301に
は、第２図の１周期分の波形に対して1/4周期分の波形
を記憶させればよいため、メモリ容量を、前記第１の回
路例に比較して更に1/2、単純に１周期分の波形を記憶
させる場合に比較して1/4にすることができる。

次に、第15図に第10図の三角波デコーダ1009の回路例
を示す。

＃９の２つの各入力端子には、第10図アダー1008から
の10ビット目及び最上位ビットの加算波形O9及びO10が
入力し、この出力は＃０〜＃８のEOR1501の各第１の入
力端子に入力する。また、＃０〜＃８のEOR1501の各第
２の入力端子には０〜８ビットの加算波形O0〜O8が入力
する。

上記＃０〜＃８のEOR1501の各出力はデコード出力MA0
〜MA8として、また、最上位ビットの加算波形O10は符号
ビットを表す最上位ビットのデコード出力MA9として第1
0図の乗算器1010に出力される。

上記構成の三角波デコーダの動作を以下に説明する。

今、加算波形O0〜O10で定まる値Ｚが時間経過に正比
例して順次増加すると仮定し、加算波形O0〜O10のフル
レンジで１周期分すなわち０〜２π〔rad〕の位相角を
指定できるとする。そして、まず第１の場合として、加
算波形の最上位ビットO10と10ビット目O9の論理の組み
合わせ（O10、O9）が（０、０）となる場合は、加算波
形O0〜O10の示す値が０からフルレンジの４分の１すな
わちπ/2〔rad〕まで変化する場合である。そして、こ
の範囲では＃９のEOR1501の出力は論理０となるため、
＃０〜＃８のEOR1501に入力する加算波形O0〜O8が時間
経過と共に順次増加するに従って、それと全く同様の波
形が下位９ビットのデコード出力MA0〜MA8として現れ
る。更に、符号ビットである最上位ビットのデコード出
力MA9は、最上位ビットの加算波形O10に等しく論理０で
あり、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成す
る。これを式で表すと、前記デコード出力MA0〜MA9で定
まる値をＷとすれば、Ｗ＝Ｚ但し、（０≦Ｚ≦π/2）・・・（19）となる。

第２の場合として、（O10、O9）＝（０、１）となる
場合は、加算波形O0〜O10の示す値が、π/2〜π〔rad〕
まで変化する場合である。そして、この範囲では＃９の
EOR1501の出力は論理１となるため、＃０〜＃８のEOR15
01に入力する加算波形O0〜O8が時間経過と共に順次増加
するに従って、それと全く逆の関係で順次減少する波形
が下位９ビットのデコード出力MA0〜MA8として出力され
る。更に、符号ビットである最上位ビットのデコード出
力MA9は、最上位ビットの加算波形O10に等しく論理０で
あり、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成す
る。これを式で表すと、Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π/2≦Ｚ≦π）・・・（20）となる。

第３の場合として、（O10、O9）＝（１、０）となる
場合は、加算波形O0〜O10の示す値が、π〜３π/2〔ra
d〕まで変化する場合である。そして、この範囲では＃
９のEOR1501の出力は前記第２の場合と同様に論理１と
なるため、＃０〜＃８のEOR1501の状態も前記第２の場
合と同様で、入力する加算波形O0〜O8が時間経過と共に
順次増加するに従って、それと全く逆の関係で順次減少
する波形が下位９ビットのデコード出力MA0〜MA8として
出力される。一方、符号ビットである最上位ビットのデ
コード出力MA9は、最上位ビットの加算波形O10が論理１
に変化したため、上記範囲では負のデコード出力を生成
する。これを式で表すと、Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π≦Ｚ≦３π/2）・・・（21）となる。

第４の場合として、（O10、O9）＝（１、１）となる
場合は、加算波形O0〜O10の示す値が、３π/2〜２π〔r
ad〕まで変化する場合である。そして、この範囲では＃
９のEOR1501の出力は前記第１の場合と同様に論理０と
なるため、＃０〜＃８のEOR1501の状態も前記第１の場
合と同様で、入力する加算波形O0〜O8が時間経過と共に
順次増加するに従って、それと全く同様の波形が下位９
ビットのデコード出力MA0〜MA8として出力される。一
方、符号ビットである最上位ビットのデコード出力MA9
は、最上位ビットの加算波形O10が論理であるため、上
記範囲では負のデコード出力を生成する。これを式で表
すと、Ｗ＝Ｚ−２π 但し、（３π/2≦Ｚ≦２π）・・・（22）となる。

以上の第１〜第４の場合に対応する（19）〜（22）式
をまとめると、Ｗ＝Ｚ但し、（０≦Ｚ≦π/2）Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π/2≦Ｚ≦３π/2）Ｗ＝Ｚ−２π 但し、（３π/2≦Ｚ≦２π）・・・（23）となる。

ここで、第１図のデコーダ105の特性として既に示し
た前記（７）式を変形すると、Ｄ＝（2/π）ｘ・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝（2/π）（−ｘ＋π）・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝（2/π）（ｘ−２π）・・（３π/2≦ｘ≦２π）・・・（24）となる。上記（24）式と前記（23）式を比較すると、入
出力の関係は、全体的なゲインが2/π異なるだけで、実
質的に全く同じ関係であり、従って、第15図に示される
第10図の三角波デコーダ1009は、前記（７）式の特性で
示される第１図のデコーダ105と全く同様に動作するこ
とがわかる。

以上、第10図の搬送信号発生回路1003と三角波デコー
ダ1009について具体的な回路例を示したが、そのほか第
10図の変調信号発生回路1005は、1/2又は1/4周期分のsi
n波形を記憶し、第11図又は第13図と同様に１周期分の
波形を生成するROMメモリとして実現することができ
る。また、アダー1002、1005、1008又は乗算器1007、10
10等は公知の回路で実現でき、エンベロープジェネレー
タ1006についても、電子楽器における公知のものを用い
れば実現可能である。

上記第10図の第１の実施例では単一の楽音波形を出力
するための回路として説明したが、同図のアダー1002、
搬送信号発生回路1003、アダー1004、変調信号発生回路
1005、エンベロープジェネレータ1006、乗算器1007、ア
ダー1008、三角波デコーダ1009及び乗算器1010を時分割
で動作できるように構成し、D/A変換器1011の入力段
で、各時分割チャネルの楽音を各サンプリング周期毎に
累算するようにすれば、複数の楽音波形を並列して発音
させることが可能となる。

第２の実施例の説明次に、本発明の第２の実施例について説明する。

始めに、第２の実施例の基本的な原理は、第１図〜第
９図を用いて前述した第１の実施例の原理構成及び動作
と同じである。

第２の実施例の具体的構成は第16図に示される。この
実施例は、本発明による楽音波形発生装置を、電子鍵盤
楽器に適用した例である。そして、本実施例は、鍵盤上
の鍵を押鍵する速さ（強さ）によって、生成される楽音
に高次倍音が多く含まれる状態から単一正弦波のみが含
まれる状態まで幅広く制御することができることを特徴
とする。

第16図において、第10図の第１の実施例と同じ番号・
記号を付した回路又は信号等は、第10図の場合と同じ機
能を有するものとする。

第16図の第２の実施例が第10図の第１の実施例と異な
る点は、まず、コントローラ1602（第10図1001に対応す
る）に、鍵盤部1601が接続されている点である。そし
て、コントローラ1602は、特には図示しないパラメータ
設定部における設定状態及び鍵盤部1601から入力するキ
ーコードKC及びベロシティVLの各データに従って、キャ
リア周波数CF、モジュレータ周波数MF及び後に詳述する
エンベロープ情報ED、FAを生成・出力する。

アダー1002又は1004は、第10図の場合と同様、各々10
ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10又は変調波位相角
ω_mt0〜ω_mt10を生成するための累算器であるが、キャ
リア周波数CFは、例えば鍵盤部1601からのキーコードKC
に対応する周波数に決定され、また、モジュレータ周波
数MFは例えばキャリア周波数CFに対して予め演奏者が設
定した比になるように決定することにより、鍵盤部1601
で操作した鍵盤に対応する音高の楽音波形が発生され
る。

搬送信号発生回路1003及び変調信号発生回路1005の機
能は、第10図の場合と同様である。

一方、エンベロープジェネレータ1603は、コントロー
ラ1602からのアドレスデータFA及び設定データEDに基づ
いて端子Ｃ及びＭから11ビット及び10ビットの２チャネ
ルの変調深度関数I0〜I10及び振幅係数AMP0〜AMP10を出
力する。なお、これらは各々、第１図の変調深度関数Ｉ
（ｔ）及び振幅係数Ａに対応し、共に鍵盤部1601からの
キーコードKC及びベロシティVLの各値に基づいて時間的
に変化し得る。この点が第10図の第１の実施例と異な
る。

乗算器1007、アダー1008、三角波デコーダ1009、乗算
器1010、D/A変換器1011及びローパスフィルタ1012の機
能は、第10図の場合と同様である。

次に、第16図の搬送信号発生回路1003の具体的回路例
は、前述の第１の実施例の場合と同様、第11図又は第13
図で示され、それらの動作は第12図又は第14図で説明し
た通りである。

また、第16図の三角波デコーダ1009の具体的回路例
は、前述の第１の実施例の場合と同様、第15図で示さ
れ、それの動作も前述した通りである。

更に、第16図の変調信号発生回路1005の具体的回路と
しては、第１の実施例において前述した如く、1/2又は1
/4周期分のsin波形をROMに記憶させ、第11図又は第13図
と同様に１周期分の波形を生成する回路として実現でき
る。

次に、第16図のエンベロープジェネレータ1603の動作
について説明する。エンベロープジェネレータ1603の構
成は、２チャネル分のエンベロープ波形を出力できるこ
と以外は、通常の電子楽器に用いられるエンベロープジ
ェネレータ回路と同様であるためその詳細は省略する
が、本実施例では、このエンベロープジェネレータ1603
にコントローラ1602から各パラメータをセットする場合
の動作について特徴的な動作をする。以下にその動作を
説明する。

まず、エンベロープジェネレータ1603のチャネルCh1
及びCh2として出力される変調深度関数I0〜I10又は振幅
係数AMP0〜AMP9の特性の例を第17図に示す。同図で、ON
は第16図の鍵盤部1601でのいずれかの鍵の押鍵開始のタ
イミングを示し、OFFは離鍵のタイミングを示す。そし
て、チャネルCh1又はチャネルCh2の出力値は、押鍵から
アタックタイムATの時間でイニシャルレベルILに達し、
そこからディケイタイムDTの時間でサステインレベルSL
になり、離鍵までそのレベルを維持し、離鍵後はリリー
スタイムRTの時間で０レベルになって消音する。

第16図のコントローラ1602からエンベロープジェネレ
ータ1603のアドレス入力端子ＡにアドレスデータFAを設
定すると共に、データ入力端子Ｄに設定データEDを与え
ることにより、第16図のエンベロープジェネレータ1603
のチャネルCh1及びチャネルCh2の各出力波形を設定する
ことができる。この場合のアドレス入力端子Ａのアドレ
ス値とデータ入力端子Ｄのデータの種類の関係を第18図
に示す。このようにアドレス入力端子Ａに同図に示す各
値をアドレスデータFAによって与えられることにより、
データ入力端子Ｄに同図に示す各種類のデータを設定デ
ータEDによって設定することができる。なお、第18図で
は、チャネルCh1及びCh2の両者とも、同じ種類のパラメ
ータが設定されるが、当然その種類は異なってもよい。

次に、第19図〜第25図に、演奏者が第16図の鍵盤部16
01を操作して演奏を行った場合のコントローラ1602の動
作フローチャートを示す。なお、コントローラ1602内部
で処理される各変数を第26図に示す。同図で、変調波の
搬送波に対するデチューンデータDTUNEは、変調波位相
角ω_mt0〜ω_mt10の周波数を搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10
の周波数に対してどのくらいずらして設定するかを示す
データであり、これにより発生される楽音波形の高次倍
音の構成を可変させることができる。

また、第26図のチャネルCh1及びチャネルCh2に対応す
る各データは、第16図のエンベロープジェネレータ1603
に設定される第18図に示した各データに対応する。

まず、第19図は、コントローラ1602のメイン動作フロ
ーチャートである。

同図で、S1とS7と処理の繰り返しにおいて、コントロ
ーラ1602は鍵盤部1601においていずれか鍵が押鍵又は離
鍵されたか否かを監視している。

いずれかの鍵が押鍵されるとS1からS2に進む。S2で
は、キャリア周波数CFを第16図のアダー1002にセットす
る処理が行われる。第20図にその動作フローチャートを
示す。

まず、S9で、鍵盤部1601から押鍵されたキーコードKC
を得る。

次に、S10で、当該キーコードKCに特には図示しない
ベンダー、トランスポーズ等の値を加算し、キャリア周
波数CFを計算する。ここで、ベンダーは、演奏者が演奏
中に発音中の楽音の音程を任意に変更できるようにする
ためのコントローラのデータである。また、トランスポ
ーズは、鍵盤部1601上で移調又はオクターブ変更等を行
うための設定データをいう。

続いて、第20図のS11で、上記のようにして計算され
たキャリア周波数CFをアダー1002に出力する。これによ
り第16図のアダー1002から押鍵された鍵に応じた搬送波
位相角ω_ct0〜ω_ct10が出力れる。

上記動作の後、第19図のメイン動作フローチャートに
戻り、S2からS3に進む。S3では、モジュレータ周波数MF
を第16図のアダー1004にセットする処理が行われる。第
21図その動作フローチャートを示す。

まず、S12で、前記S2（第20図）の処理でセットされ
たキャリア周波数CFに、演奏者が予め設定したデスチュ
ーンデータDTUNE（第26図参照）を加算し、モジュレー
タ周波数MFを計算する。

そして、このようにして決定されたモジュレータ周波
数MFをアダー1004に出力する。これにより、第16図のア
ダー1002から出力される搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10に
対して所定の関係を有する変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10
がアダー1004から出力される。

上記動作の後、第19図のメイン動作フローチャートに
戻り、S3からS4に進む。S4では、第16図のエンベロープ
ジェネレータ1603のチャネルCh1の各パラメータを設定
する処理が行われる。第22図にその動作フローチャート
を示す。

まず、S14で、第16図の鍵盤部1601から押鍵された鍵
のベロシティVLを得る。なお、この値は、０〜１の間の
値をとり得る。

次に、S15で、音色データとして、チャネルCh1のアタ
ックタイムMAT、ディケィタイムMDT及びリリースタイム
MRT（第26図参照）を、第16図のエンベロープジェネレ
ータ1603にセットする。このセットは、第18図に示すよ
うにアドレスデータFAによりエンベロープジェネレータ
1603のアドレス入力端子Ａに与える値を決定し、設定デ
ータEDとしてデータ入力端子Ｄに対応する各変数値を出
力すればよい。

続いて、S16で、音色データであるチャネルCh1のイニ
シャルレベルMILにベロシティVLの値を乗算し、エンベ
ロープジェネレータ1603にセットする。このセットも、
S15の場合と同様である。

更に、S17で、同じく音色データであるチャネルCh1の
サステインレベルMSLにベロシティVLの値を乗算し、上
記と同様にエンベロープジェネレータ1603にセットす
る。

上記動作の後、第19図のメイン動作フローチャートに
戻り、S4からS5に進む。S5では、第16図のエンベロープ
ジェネレータ1603のチャネルCh2の各パラメータを設定
する処理が行われる。第23図にその動作フローチャート
を示す。

すなわち、S18で、音色データとして、チャネルCh2の
アタックタイムCAT、イニシャルレベルCIL、ディケイタ
イムCDT、サステインレベルCSL及びリリースタイムCRT
（第26図参照）を、第16図のエンベロープジェネレータ
1603にセットする。このセットも、前記チャネルCh1の
場合と全く同様にして行える。

以上の処理により、第16図のキャリア周波数CF、モジ
ュレータ周波数MF及びエンベロープジェネレータ1603へ
の各パラメータのセットが終了したら、第19図のメイン
動作フローチャートに戻ってS5からS6に進み、S6で楽音
を発生するためのオン処理を行う。第24図にその動作フ
ローチャートを示す。

まず、S19で、第16図のエンベロープジェネレータ160
3にチャネルCh1をオンする命令を出す。この処理は、第
18図に示すように、第16図のコントローラ1602からアド
レスデータFAとして値０をセットし、設定データEDとし
て適当な命令データを出力することにより実行される。

次に、S20で、エンベロープジェネレータ1603にチャ
ネルCh2をオンする命令を出す。この処理は、チャネルC
h1の場合と同様、第18図に示すように、第16図のコント
ローラ1602からアドレスデータFAとして値７をセット
し、設定データEDとして適当な命令データを出力するこ
とにより実行される。

これにより、第19図S6のオン処理を終了する。

一方、第16図鍵盤部1601で押鍵中の鍵が離鍵された場
合、第19図のS7からS8の処理に進み、S8で発音中の楽音
を消音するためのオフ処理を行う。第25図にその動作フ
ローチャートを示す。

まず、S21で、第16図のエンベロープジェネレータ160
3にチャネルCh1をオフする命令を出す。この処理は、第
18図に示すように、第16図のコントローラ1602からアド
レスデータFAとして値１をセットし、設定データEDとし
て適当な命令データを出力することにより実行される。

次に、S22で、エンベロープジェネレータ1603にチャ
ネルCh2をオフする命令を出す。この処理は、チャネルC
h1の場合と同様、第18図に示すように、第16図のコント
ローラ1602からアドレスデータFAとして値８をセット
し、設定データEDとして適当な命令データを出力するこ
とにより実行される。

これにより、第19図S8のオン処理を終了する。

以上の処理によって、第16図のエンベロープジェネレ
ータ1603からチャネルCh1に対応する変調深度関数I0〜I
10及び振幅係数AMP0〜AMP9が第17図のような特性で出力
され、これに基づいて第16図の各回路が既に説明したよ
うに動作して、楽音波形を発生する。

この場合、チャネルCh1に対応する変調深度関数I0〜I
10の特性は、第16図の鍵盤部1601で押鍵された鍵の強さ
を示すベロシティVLの値により、第27図に示すように変
化する。すなわち、第22図のS16及びS17で示したように
イニシャルレベルIL及びサステインレベルSLがベロシテ
ィVLの値が大きいほど大きくなる。

従って、鍵を強く押鍵するとベロシティVLの値が大き
くなって、変調深度関数I0〜I10が全体的に大きな値に
なり、この結果、第16図のアダー1008での変調波位相角
ω_mt0〜ω_mt10の搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10に対する混
合率が大きくなり、生成される楽音に高次倍音を多く含
ませることができる。

逆に、鍵を弱く押鍵するとベロシティVLの値が小さく
なって、変調深度関数I0〜I10が全体的に小さな値にな
り、この結果、第16図のアダー1008での変調波位相角ω
_mt0〜ω_mt10の搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10に対する混合
率が小さくなり、生成される楽音を単一正弦波に近づけ
ることができる。

このように本実施例では、押鍵する強さによって、生
成される楽音に高次倍音が多く含まれる状態から単一正
弦波のみを含む状態まで幅広く制御することができるこ
とが大きな特徴である。

以上の実施例では、第16図のエンベロープジェネレー
タ1603のチャネルCh1すなわち変調深度関数I0〜I10のエ
ンベロープ特性をベロシティVLによって可変できるよう
にしたが、チャネルCh2すなわち振幅係数AMP0〜AMP9の
エンベロープ特性をベロシティVLによって可変できるよ
うにして、押鍵の強さに応じて楽音の音量を可変できる
ようにしてもよい。

また、変調深度関数I0〜I10のエンベロープ特性をベ
ロシティVLによって可変できるしているが、ベロシティ
VLではなく第16図の鍵盤部1601のどの鍵域の鍵が押鍵さ
れたかによって制御することもできる。すなわち、例え
ば低音域の鍵を押鍵した場合は変調深度関数I0〜I10の
値を小さくし、高音域の鍵を押鍵した場合に大きくする
ことにより、ピアノ音のような低音域で多くの高次倍音
を含む音色のシミュレートに適する動作を行わせること
も可能である。

なお、第16図の実施例では、単一の楽音波形を出力す
るための回路として説明したが、前述の第１の実施例の
場合と同様、第16図のアダー1002、搬送信号発生回路10
03、アダー1004、変調信号発生回路1005、エンベロープ
ジェネレータ1603、乗算器1007、アダー1008、三角波デ
コーダ1009及び乗算器1010を時分割で動作できるように
構成し、D/A変換器1011の入力段で、各時分割チャネル
の楽音を各サンプリング周期毎に累算するようにすれ
ば、複数の楽音波形を並列して発音させることが可能と
なる。

第３の実施例の説明次に、本発明の第３の実施例について説明する。

始めに、本実施例では、基本的な波形出力を演算する
ための基本モジュールという概念が用いられるため、ま
ず、その基本モジュールの原理構成について説明する。
第28図は、基本モジュール2801の原理構成図である。

同モジュールは、第１図に示した第１の実施例の原理
構成と異なり、変調信号W_Mを第１図の如く変調波ROM102
からMUL103を介して入力させるのではなく、後述するよ
うに前段の基本モジュールの出力を入力させるようにし
た構成を有する。そして、１モジュールあたりの基本的
な動作は、第１図の場合とほぼ同じである。

すなわち、基本モジュール2801において、まず、搬送
波ROM101には前述の第２図に示す関数波形が記憶されて
いる。従って、同図Ｉ、II及びIIIの各領域での搬送波
位相角ω_ct〔rad〕と搬送信号W_C〔rad〕との関係は、前
述の（３）式と同様となる。

そして、前記（３）式によって演算される搬送信号W_C
と、外部から変調信号W_Mとが加算され、デコーダ105に
入力する。これにより、デコーダ105からデコード出力
Ｄが出力され、更に、これにMUL106で振幅係数Ａが乗算
される。これにより得られる波形出力ｅは、ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinω_ct＋W_M｝・・（０≦ω_ct≦π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinω_ct＋W_M｝・・（π/2≦ω_ct≦３π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinω_ct＋W_M｝・・（３π/2≦ω_ct≦２π）・・・（25）となる。但し、TRI（ｘ）は、三角波関数として定義さ
れる。

ここで、まず、変調信号W_Mが０すなわち無変調の場
合、デコーダ105への入力波形は前記（３）式で定まる
搬送信号W_Cそのものとなる。これは、第１図において変
調深度関数Ｉ（ｔ）の値が０の場合に対応し、従って、
波形出力ｅは、前記（６）式と同様になる。また、搬送
信号W_Cと搬送波位相角ω_ctは、第１図の場合と同様、第
３図の関係Ａで示される。一方、デコーダ105において
演算される三角波関数Ｄ＝TRI（ｘ）（但し、ｘは入
力）は、第１図の場合と同様、前記（７）式で定義さ
れ、第３図の関係Ｂに示す関数である。従って、第１図
の場合と同様、波形出力ｅは、前記（８）式のように変
形され、単一正弦波Ａ・sinω_ctとなる。すなわち、例
えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の搬送波位相角
ω_ctと波形出力ｅとの関係は、第１図の場合と同様、第
３図の関係Ｃのようになる。

以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみ
になってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからな
る楽音の生成を実現できるためには、外部から入力する
変調信号W_Mを時間と共に０に近づけれはよいことがわか
る。

次に、ADD104で搬送信号W_Cに混合される変調信号W_Mの
混合率は増加させていった場合の波形出力ｅの変化につ
いて考える。この場合、第１図において、変調深度関数
Ｉ（ｔ）の値を増加させていった場合と同様の効果が得
られる。すなわち、変調信号W_Mの混合率を値０から徐々
に増加させてゆくと、第28図のADD104から出力される加
算波形W_C＋W_Mには、搬送信号W_Cのみの成分から徐々に変
調信号W_Mの成分が重畳されてゆくため、波形出力ｅは、
単一正弦波から徐々に時間軸上で歪んでゆき、周波数軸
上では高次の倍音成分を多く含むように変化してゆく。
この場合、デコーダ105での変換関数は元々高次倍音成
分を多く含む前記（７）式又は第３図Ｂに示す三角波で
あるため、更にこの関数に変調信号W_Mに基づいて変調を
加えた場合、より複雑な倍音特性を得ることが可能とな
っている。

以上の基本モジュール2801では、前記（７）式又は第
３図の関係Ｂに示す特性を有するデコーダ105に対し
て、その波形出力ｅが正弦波となるような前記（３）式
又は第２図若しくは第３図の関係Ａに示すような搬送信
号W_Cを搬送波ROM101に記憶させることにより、単一正弦
波の生成を可能にしている。しかし、これに限られるも
のではなく、第１図の場合と同様、第８図の（ａ）〜
（ｄ）のような組み合わせとしても、同様の効果を得る
ことができる。これらの関係は、前述の（９）式から
（16）式で示した通りである。

また、第28図の基本モジュール2801では、MUL106で乗
算される振幅係数Ａは一定値として説明したが、第１図
の場合と同様、実際には時間的に変化し得るものであ
り、これにより波形出力ｅに振幅変調されたエンベロー
プ特性を付加させることができる。

次に、第28図の基本モジュールの原理構成に基づく第
３の実施例の具体的構成について説明する。

まず、第29図は、第３の実施例である電子楽器の全体
的な構成図である。本実施例は、第28図の基本モジュー
ルの構成を基本としているため、以下の説明では随時第
28図等を参照しながら説明する。

コントローラ2906は、特には図示しないパラメータ設
定部におけるフォーメーション（後述する）の設定状態
及び例えば鍵盤部等の音高指定操作に従って、各々11ビ
ット及び10ビットの搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10及び振
幅係数AMP0〜AMP9、フォーメーション情報F0、F1、F2及
びF3、２相クロックCK1及びCK2、ラッチクロックECLKを
生成する。この場合、後述する各フォーメーション毎に
組み合わせられる基本モジュール数分の各データが時分
割で出力される。これについては、後に詳述する。ここ
で、搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10及び振幅係数AMP0〜AMP
9は、第28図における搬送波位相角ω_ct及び振幅係数Ａ
に対応する。

上記搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10及び振幅係数AMP0〜A
MP9は、基本モジュール2901に入力する。

基本モジュール2901は、第28図の基本モジュール2801
に対応し、第28図の搬送波ROM101に対応する搬送信号発
生回路2902、デコーダ105に対応する三角波デコーダ290
4、ADD104に対応するアダー2903、MUL106に対応する乗
算器2905から構成される。

そして、コントローラ2906からの搬送波位相角ω_ct0
〜ω_ct10及び振幅係数AMP0〜AMP9は、各々、搬送波発生
回路2902及び乗算器2905に入力する。

基本モジュール2901において、搬送波信号発生回路29
02から出力される11ビットの搬送信号W_C0〜W_C10は第28
図の搬送波信号W_Cに対応し、アダー2903から出力される
11ビットの加算波形O0〜O10は第28図の加算波形W_C＋W_M
に対応し、三角波デコーダ2904から出力される10ビット
のデコード出力MA0〜MA9は第28図のデコード出力Ｄに対
応し、また、乗算器2905から出力される11ビットの波形
出力e0〜e10は第28図の波形出力ｅに対応する。

基本モジュール2901の出力である波形出力e0〜e10
は、コントローラ2906からのフォーメーション情報F0が
論理０か論理１かによって端子S0又はS1に接続制御され
るスイッチSW2913を介して、累算器2908又は2907に選択
的に出力される。

類算器2907は、コントローラ2906からクリア端子CLR
に入力するフォーメーション情報F2及びコントローラ29
06からの２相クロックCK1及びCK2の制御下で、スイッチ
SW2913の端子S1から入力する基本モジュール2901の波形
出力e0〜e10を累算する。この構成については第30図で
後に詳述する。

累算器2907の出力は、スイッチSW2914の端子S1に出力
される。また、スイッチSW2914の端子S0は論理０のレベ
ルに固定される。スイッチSW2914は、コントローラ2906
からのフォーメーション情報F3が論理０か論理１かによ
って端子S0又はS1を基本モジュール2901のアダー2903に
接続し、11ビットの変調信号W_M0〜W_M10を供給する。な
お、スイッチSW2914の端子S0は論理０レベルに限らなく
とも、前記搬送信号の変調に影響を及ぼさない程度の０
近傍の値であってもよい。

一方、累算器2908は、コントローラ2906からクリア端
子CLRに入力するフォーメーション情報F1及びコントロ
ーラ2906から２相クロックCK1及びCK2の制御下で、スイ
ッチSW2913の端子S0から入力する基本モジュール2901の
波形出力e0〜e10を累算する。この構成については第31
図で後に詳述する。

累算器2908の出力は、コントローラ2906からのラッチ
クロックECLKに従ってフリップフロップ（以下、F/Fと
呼ぶ）2909にラッチされ、デジタル楽音信号となる。

このようにして生成されたデジタル楽音信号は、D/A
変換器2910及びローパスフィルタ（LPF）2911において
アナログ楽音信号に変換され、サウンドシステム2912か
ら放音される。

次に、第29図の基本モジュール2901内の搬送信号発生
回路2902の具体的回路例は、前述の第１の実施例の場合
と同様、第11図又は第13図で示され、それらの動作は第
12図又は第14図で説明した通りである。

また、第29図の三角波デコーダ2904の具体的回路例
は、前述の第１の実施例の場合と同様、第15図で示さ
れ、その動作も前述した通りである。

続いて、第30図に第29図の累算器2907の回路構成を示
す。

第29図のスイッチSW2913の端子S1から入力する基本モ
ジュール2901からの11ビットの波形出力e0〜e10は、入
力端子INからアダー3001の加算入力端子IAに入力し、被
加算入力端子IBに接続されるアンド回路3003−１〜3003
−10からの11ビットの入力と加算される。

アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからの11ビットの出
力は、第29図のコントローラ2906から出力されるクロッ
クCK1の立ち上がりのタイミングでF/F3002にセットされ
る。

F/F3002にセットされた上記データは、第29図のコン
トローラ2906から出力されるクロックCK2の立ち上がり
のタイミングで読み出され、出力端子OUTから第29図の
スイッチSW2914の端子S1に出力されると共に、アンド回
路3003−１〜3003−10を介してアダー3001の被加算入力
端子IBにフィードバックして選択的に累算される。

アンド回路3003−１〜3003−10には、第29図のコント
ローラ2906からのフォーメーション情報F2がインバータ
3004で反転されて入力し、同回路を開閉制御する。

次に、第31図に第29図の累算器2908の回路構成を示
す。

第29図のスイッチSW2913の端子S0から入力する基本モ
ジュール2901からの11ビットの波形出力e0〜e10は、入
力端子INからアダー3101の加算入力端子IAに入力する。
以下、アダー3101、F/F3102、アンド回路3103−１〜310
3−10及びインバータ3104の構成は、第30図の累算器290
7と同じである。

但し、アダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂからの出力が
出力端子OUTに接続され、F/F3102の出力端子FFOUTは、
そのままアンド回路3103−１〜3103−10に入力する。ま
た、アンド回路3103−１〜3103−10には、第29図のコン
トローラ2906からのフォーメーション情報F1がインバー
タ3104で反転されて入力し、同回路を開閉制御する。

以上に示した第29図の電子楽器の全体的な動作につい
て、基本モジュール2901と累算器2907、2908、スイッチ
SW2913、SW2914及びF/F2909との関係を中心に説明す
る。

第33図（ａ）〜（ｇ）は、第３の実施例による電子楽
器のフォーメーションの例を示した図である。このフォ
ーメーションは、特には図示しないパラメータ設定部を
介して演奏者が選択的に設定することができる。これに
より、演奏者は様々な倍音構成の楽音の発音制御を行う
ことができる。

同図でM1〜M4は、第29図の基本モジュール2901で実行
される演算単位を示す。各演算単位には、サンプリング
周期を４つの処理周期（以下、これらを各々M1処理周期
〜M4処理周期と呼ぶ）に時分割した各処理周期が割り当
てられる。

以下、第33図（ａ）〜（ｇ）までの各フォーメーショ
ン例に対応する第29図等の動作につき、第32図（ａ）〜
（ｇ）の各動作タイミングチャートを用いて順次説明す
る。なお、以下の説明では、フォーメーション情報F0〜
F3、クロックCK1、CK2及びラッチクロックECLKは、単に
F0〜F3、CK1、CK2及びECLKと略して説明する。

始めに、第33図（ａ）のフォーメーション例での動作
を、第32図（ａ）の動作タイミングチャートに基づいて
説明する。

まず、M1処理周期において、CK2が論理１となるタイ
ミングt₁（以下、単にt₁と呼ぶ。t₂〜t₈も同様とす
る。）で、F3が論理０となり変調信号W_M0〜W_M10として
値０が供給される。この結果、第29図の基本モジュール
2901では第28図の説明における前記（８）式又は第３図
の関係Ｃとして示したように、基本モジュールからの波
形出力e0〜e10として、振幅係数AMP0〜AMP9が乗算され
た単一周波数の正弦波が出力される。この出力をｅ（M
1）とする。これと同時に、t₁で第32図（ａ）のようにF
0が論理１となるため、上記ｅ（M1）は累算器2907に入
力する。第30図の累算器2907では、t₁で第32図（ａ）の
ようにF2が論理１のため、アンド回路3001−１〜3003−
10がオフとなり被加算入力端子IBにはオール０が入力
し、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）が
出力される。このｅ（M1）は、CK1が論理１となるt₂でF
/F3002にセットされる。

続いて、M2処理周期において、CK2が論理１となるt₃
で、第30図の累算器2907の出力端子OUTに前記ｅ（M1）
が出力される。そして、t₃では第32図（ａ）の如くF3が
論理１となるため、ｅ（M1）がスイッチSW2914を介して
第29図の基本モジュール2901に変調信号W_M0〜W_M10とし
て入力する。この結果、基本モジュール2901では第28図
の説明における前記（25）式に基づいて、ｅ（M1）によ
り変調された出力波形e0〜e10が出力される。この出力
をｅ（M2）とする。これと同時に、M1処理周期の場合と
同様、t₃で第32図（ａ）のようにF0が論理１よりｅ（M
2）は累算器2907に入力し、t₃で第32図（ａ）のようにF
2が論理１で第30図のアダー3001の被加算入力端子IBは
オール０となるため、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂ
からはｅ（M2）が出力され、CK1が論理１となるt₄でF/F
3002にセットされる。

次の、M3処理周期の動作は、前記M2処理周期と同じで
ある。すなわち、CK2が論理１となるt₅で、第30図の累
算器2907の出力端子OUTにｅ（M2）が出力され、同時にF
3が論理１より、第29図の基本モジュール2901ではｅ（M
2）に基づいて変調された波形出力e0〜e10が出力され
る。これをｅ（M3）とする。そして、t₅でF0が論理１よ
りｅ（M3）が累算器2907に入力し、同時にF2が論理１で
第30図のアダー3001の被加算入力端子IBはオール０とな
るため、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M
3）が出力され、CK1が論理１となるt₆でF/F3002にセッ
トされる。

そして、M4処理周期では、M2又はM3処理周期と同様、
CK2が論理１となるt₇で、第30図の累算器2907の出力端
子OUTにｅ（M3）が出力され、同時にF3が論理１である
ことより、第29図の基本モジュール2901ではｅ（M3）に
基づいて変調された波形出力e0〜e10が出力される。こ
れをｅ（M4）とする。そして、t₇ではF0が論理０となる
ためｅ（M4）は累算器2908に入力する。第31図の累算器
2908では、t₇で第32図（ａ）のようにF1が論理１のた
め、アンド回路3103−１〜3103−10がオフとなり被加算
入力端子IBにはオール０が入力し、アダー3101の加算出
力端子Ａ＋Ｂから出力端子OUTにはｅ（M4）が出力され
る。そして、このｅ（M4）は、ECLKが論理１となるt₈で
第29図のF/F2909にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、第29図の基本モ
ジュール2901でM2〜M4処理周期の３段階直列に変調され
た楽音波形ｅ（M4）の１サンプル分が出力され、上記動
作を繰り返すことにより、D/A変換器2910、LPF2911を介
して、サウンドシステム2912から対応する変調された楽
音を放音させることができる。

以上、第33図（ａ）のフォーメーション例では、変調
が非常に深くかかるため、倍音成分の非常に豊かな楽音
波形が得られる。

次に、第33図（ｂ）のフォーメーション例での動作を
第32図（ｂ）の動作タイミングチャートに基づいて説明
する。

まず、M1処理周期での動作は、前記第33図（ａ）のフ
ォーメーション例でのM1処理周期の動作と同様であり、
CK2が論理１となるt₁でF3が論理０となり、第29図の基
本モジュール2901では無変調の単一正弦波である波形出
力ｅ（M1）が出力される。これと同時に、t₁で第32図
（ｂ）のようにF0が論理１となってｅ（M1）は累算器29
07に入力し、t₁で第32図（ｂ）のようにF2が論理１で第
30図のアダー3001の被加算入力端子IBはオール０となる
ため、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）
が出力され、CK1が論理１となるt₂でF/F3002にセットさ
れる。

次の、M2処理周期の動作は、第33図（ａ）のフォーメ
ーション例の前記M2処理周期の場合と同じである。すな
わち、CK2が論理１となるt₃で、第30図の累算器2907の
出力端子OUTにｅ（M1）が出力され、同時にF3が論理１
となることにより、第29図の基本モジュール2901ではｅ
（M1）に基づき変調された波形出力ｅ（M2）が出力され
る。そして、t₃でF0が論理１よりｅ（M2）が累算器2907
に入力し、同時にF2が論理１で第30図のアダー3001の被
加算入力端子IBはオール０となるため、アダー3001の加
算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M2）が出力され、CK1が論
理１となるt₄でF/F3002にセットされる。

続くM3処理周期では、M2処理周期と同様、CK2が論理
１となるt₅で、第30図の累算器2907の出力端子OUTにｅ
（M2）が出力され、同時にF3が論理１より、第29図の基
本モジュール2901ではｅ（M2）に基づいて変調された波
形出力ｅ（M3）が出力される。そして、t₅ではF0が論理
０となるため前記第33図（ａ）のフォーメーション例の
M4処理周期の場合と同様、ｅ（M3）は累算器2908に入力
し、同時にF1が論理１で第31図のアダー3101の被加算入
力端子IBはオール０となるため、アダー3101の加算出力
端子Ａ＋Ｂからはｅ（M3）が出力される。そして、この
ｅ（M3）は、CK1が論理１となるt₆でF/F3102にセットさ
れる。

そして、M4処理周期では、前記M1処理周期の場合と同
様、CK2が論理１となるt₇でF3が論理０となり、第29図
の基本モジュール2901では無変調の単一正弦波である波
形出力ｅ（M4）が出力される。これと同時に、前記M3処
理周期の場合と同様、第32図（ｂ）のようにF0が論理０
よりｅ（M4）は累算器2908に入力する。第31図の累算器
2908では、CK2が論理１となるt₇でF/F3102にセットされ
ているｅ（M3）が端子FFOUTに出力され、同時に第32図
（ｂ）のようにF1が論理０となるため、アンド回路3103
−１〜3103−10がオンとなって被加算入力端子IBには上
記ｅ（M3）が入力し、アダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂ
から出力端子OUTには、ｅ（M3）＋ｅ（M4）が出力され
る。そして、このｅ（M3）＋ｅ（M4）は、ECLKが論理１
となるt₈で第29図のF/F2909にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、第29図の基本モ
ジュール2901でM2、M3処理周期の２段階直列に変調され
た波形出力ｅ（M3）と、M4処理周期で生成された正弦波
ｅ（M4）とが加算された楽音波形１サンプル分が出力さ
れ、上記動作を繰り返すことにより、D/A変換器2910、L
PF2911を介して、サウンドシステム2912から対応する変
調された楽音を放音させることができる。

以上、第33図（ｂ）のフォーメーション例では、変調
が強くかかった成分と１種類の正弦波成分とが混合され
た楽音波形が得られる。

続いて、第33図（ｃ）のフォーメーション例での動作
を第32図（ｃ）の動作タイミングチャートに基づいて説
明する。

まず、M1処理周期での動作は、前記第33図（ａ）又は
第33図（ｂ）のフォーメーション例でのM1処理周期の動
作と同様であり、CK2が論理１となるt₁でF3が論理０と
なり、第29図の基本モジュール2901では無変調の単一正
弦波である波形出力ｅ（M1）が出力される。これと同時
に、t₁で第32図（ｃ）のようにF0が論理１となってｅ
（M1）は累算器2907に入力し、t₁で第32図（ｃ）のよう
にF2が論理１で第30図のアダー3001の被加算入力端子IB
はオール０となるため、アダー3001の加算出力端子Ａ＋
Ｂからはｅ（M1）が出力され、CK1が論理１となるt₂でF
/F3002にセットされる。

次のM2処理周期では、第33図（ａ）のフォーメーショ
ン例の前記M2処理周期の場合と同様、CK2が論理１とな
るt₃で、第30図の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）
が出力され、同時にF3が論理１となることより、第29図
の基本モジュール2901ではｅ（M1）に基づいて変調され
た波形出力ｅ（M2）が出力される。そして、t₃ではF0が
論理０となるため前記第33図（ａ）のフォーメーション
例のM4処理周期の場合と同様、ｅ（M2）は累算器2908に
入力し、同時にF1が論理１となり第31図のアダー3101の
被加算入力端子IBはオール０となるため、アダー3101の
加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M2）が出力される。そし
て、このｅ（M2）は、CK1が論理１となるt₄でF/F3102に
セットされる。

続くM3処理周期での動作は、前記M1処理周期での動作
と全く同様である。すなわち、CK2が論理１となるt₅でF
3が論理０となり、第29図の基本モジュール2901では無
変調の単一正弦波である波形出力ｅ（M3）が出力され
る。これと同時に、t₅で第32図（ｃ）のようにF0が論理
１となりｅ（M3）は累算器2907に出力し、t₅で第32図
（ｃ）のようにF2が論理１で第30図のアダー3001の被加
算入力端子IBはオール０となるため、アダー3001の加算
出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M3）が出力され、CK1が論理
１となるt₆でF/F3002にセットされる。

M4処理周期では、CK2が論理１となるt₇で、第30図の
累算器2907の出力端子OUTにｅ（M3）が出力され、同時
にF3が論理１となることによって、第29図の基本モジュ
ール2901ではｅ（M3）に基づいて変調された波形出力ｅ
（M4）が出力される。そして、t₇ではF0が論理０となる
ため前記第33図（ａ）のフォーメーション例のM4処理周
期の場合と同様、ｅ（M4）は累算器2908に入力する。第
31図の累算器2908では、CK2が論理１となるt₇でF/F3102
にセットされているｅ（M2）が端子FFOUTに出力され、
同時に第32図（ｃ）のようにF1が論理０のため、アンド
回路3103−１〜3103−10がオンとなって被加算入力端子
IBには上記ｅ（M2）が入力し、アダー3101の加算出力端
子Ａ＋Ｂからの出力端子OUTには、ｅ（M2）＋ｅ（M4）
が出力される。そして、このｅ（M2）＋ｅ（M4）は、EC
LKが論理１となるt₈で第29図のF/F2909にラッチされ
る。

上記M1〜M4処理周期での動作により、第29図の基本モ
ジュール2901でM2処理周期で変調された波形出力ｅ（M
2）と、M4処理周期で変調された波形出力ｅ（M4）とが
加算された楽音波形１サンプル分が出力され、上記動作
を繰り返すことにより、D/A変換器2910、LPF2911を介し
て、サウンドシステム2912から対応する変調された楽音
を放音させることができる。

以上、第33図（ｃ）のフォーメーション例では、変調
された２種類の成分が混合された楽音波形が得られる。

次に、第33図（ｄ）のフォーメーション例での動作を
第32図（ｄ）の動作タイミングチャートに基づいて説明
する。

まずM1処理周期での動作は、CK2が論理１となるt₁でF
3が論理０となり、第29図の基本モジュール2901では無
変調の単一正弦波である波形出力ｅ（M1）が出力され
る。そして、t₁では第32図（ｄ）のようにF0が論理０の
ためｅ（M1）は累算器2908に入力し、同時にF1が論理１
となり第31図のアダー3101の被加算入力端子IBはオール
０となるため、アダー3101の加算入力端子Ａ＋Ｂからは
ｅ（M1）が出力され、CK1が論理１となるt₂でF/F3102に
セットされる。

次のM2処理周期では、CK2が論理１となるt₃でF3が論
理０であるため、第29図の基本モジュール2901では無変
調の単一正弦波である波形出力ｅ（M2）が出力される。
これと同時に、第32図（ｄ）のようにF0が論理０よりｅ
（M2）は累算器2908に入力する。第31図の累算器2908で
は、CK2が論理１となるt₃でF/F3102にセットされている
ｅ（M1）がFFOUTに出力され、同時に第32図（ｄ）のよ
うにF1が論理０となるため、アンド回路3103−１〜3103
−10がオンとなって被加算入力端子IBには上記ｅ（M1）
が入力し、アダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端
子OUTには、ｅ（M1）＋ｅ（M2）が出力され、CK1が論理
１となるt₄でF/F3102にセットされる。

続くM3処理周期での動作は、上記M2処理周期と同様で
ある。すなわち、CK2が論理１となるt₅でF3が論理０の
ため、第29図の基本モジュール2901では無変調の単一正
弦波である波形出力ｅ（M3）が出力される。これと同時
に、第32図（ｄ）のようにF0が論理０よりｅ（M3）は累
算器2908に入力する。第31図の累算器2908では、CK2が
論理１となるt₅でF/F3102にセットされているｅ（M1）
＋ｅ（M2）が端子FFOUTに出力され、同時に第32図
（ｄ）のようにF1が論理０のため、アンド回路3103−１
〜3103−10がオンとなて被加算入力端子IBには上記ｅ
（M1）＋ｅ（M2）が入力し、アダー3101の加算出力端子
Ａ＋Ｂから出力端子OUTには、ｅ（M1）＋ｅ（M2）＋ｅ
（M3）が出力され、CK1が論理１となるt₆でF/F3102にセ
ットされる。

そして、M4処理周期では、第33図（ｂ）のフォーメー
ション例のM4処理周期と同様、CK2が論理１となるt₇でF
3が論理０となることより、第29図の基本モジュール290
1では無変調の単一正弦波である波形出力ｅ（M4）が出
力される。そして、t₇ではF0が論理０のため、ｅ（M4）
は累算器2908に入力する。第31図の累算器2908では、CK
2が論理１となるt₇で、F/F3102にセットされているｅ
（M1）＋ｅ（M2）＋ｅ（M3）が端子FFOUTに出力され、
同時に第32図（ｄ）のようにF1が論理０のため、アンド
回路3103−１〜3103−10がオンとなって被加算入力端子
IBには上記ｅ（M1）＋ｅ（M2）＋ｅ（M3）が入力し、ア
ダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子OUTには、
ｅ（M1）＋ｅ（M2）＋ｅ（M3）＋ｅ（M4）が出力され
る。そして、この出力は、ECLKが論理１となるt₈で第29
図のF/F2909にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、第29図の基本モ
ジュール2901によって生成された４種類の正弦波が加算
された楽音波形１サンプル分が出力され、上記動作を繰
り返すことにより、D/A変換器2910、LPF2911を介して、
サウンドシステム2912から対応する楽音を放音させるこ
とができる。

以上、第33図（ｄ）のフォーメーション例では、いわ
ゆる４種類の正弦波成分が混合された正弦波合成方式に
よる楽音波形が得られる。

次に、第33図（ｅ）のフォーメーション例での動作を
第32図（ｅ）の動作タイミングチャートに基づいて説明
する。

まず、M1処理周期では、CK2が論理１となるt₁でF3が
論理０となり、第29図の基本モジュール2901では無変調
の単一正弦波である波形出力ｅ（M1）が出力される。こ
れと同時に、t₁で第32図（ｅ）のようにF0が論理１とな
ってｅ（M1）は累算器2907に入力し、t₁で第32図（ｅ）
のようにF2が論理１となり第30図のアダー3001の被加算
入力端子IBはオール０となるため、アダー3001の加算出
力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）が出力され、CK1が論理１
となるt₂F/F3002にセットされる。

次のM2処理周期の場合は、まず、M1処理周期の場合と
同様、CK2が論理１となるt₃でF3が論理０となり、第29
図の基本モジュール2901では無変調の単一正弦波である
波形出力ｅ（M2）が出力される。これと同時に、t₃で第
32図（ｅ）のようにF0が論理１のためｅ（M1）は累算器
2907に入力する。第30図の累算器2907では、CK2が論理
１となるt₃でF/F3002にセットされているｅ（M1）が出
力端子OUT側に出力される。これと同時に第32図（ｅ）
のようにF2が論理０となるため、アンド回路3003−１〜
3003−10がオンとなて被加算入力端子IBには上記ｅ（M
1）が入力し、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからは
ｅ（M1）＋ｅ（M2）が出力され、CK1が論理１となるt₄
でF/F3002にセットされる。

続くM3処理周期での動作は、上記M2処理周期と同様で
ある。すなわち、CK2が論理１となるt₅でF3が論理０の
ため、第29図の基本モジュール2901では無変調の単一正
弦波である波形出力ｅ（M3）が出力される。これと同時
に、t₅で第32図（ｅ）のようにF0が論理１のためｅ（M
1）は累算器2907に入力する。第30図の累算器2907で
は、CK2が論理１となるt₅でF/F3002にセットされている
ｅ（M1）＋ｅ（M2）が出力端子OUT側に出力される。こ
れと同時に第32図（ｅ）のようにF2が論理０のため、ア
ンド回路3003−１〜3003−10がオンとなって被加算入力
端子IBには上記ｅ（M1）＋ｅ（M2）が入力し、アダー30
01の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）＋ｅ（M2）＋ｅ
（M3）が出力され、CK1が論理１となるt₆でF/F3002にセ
ットされる。

そして、M4処理周期では、第33図（ａ）のフォーメー
ション例のM4処理周期と同様、CK2が論理１となるt
₇で、第30図の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）＋ｅ
（M2）＋ｅ（M3）が出力され、同時にF3が論理１となる
ことより、第29図の基本モジュール2901ではｅ（M1）＋
ｅ（M2）＋ｅ（M3）に基づいて変調された波形出力ｅ
（M4）が出力される。そして、t₇ではF0が論理０となる
ためｅ（M4）は累算器2908に入力する。第31図の累算器
2908では、t₇で第32図（ｅ）のようにF1が論理１のた
め、アンド回路3103−１〜3103−10がオフとなり被加算
入力端子IBにはオール０が入力し、アダー3101の加算出
力端子Ａ＋Ｂから出力端子OUTにはｅ（M4）が出力され
る。そして、このｅ（M4）は、ECLKが論理１となるt₈で
第29図のF/F2909にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、第29図の基本モ
ジュール2901でM1〜M3処理周期で得られた３種類の正弦
波の混合波形により変調された楽音波形ｅ（M4）の１サ
ンプル分が出力され、上記動作を繰り返すことにより、
D/A変換器2910、LPF2911を介して、サウンドシステム29
12から対応する変調された楽音を放音させることができ
る。

更に、第33図（ｆ）のフォーメーション例での動作を
第32図（ｆ）の動作タイミングチャートに基づいて説明
する。

まず、M1処理周期での動作は、前記第33図（ａ）のフ
ォーメーション例でのM1処理周期の動作と同様であり、
CK2が論理１となるt₁でF3が論理０となり、第29図の基
本モジュール2901では無変調の単一正弦波である波形出
力ｅ（M1）が出力される。これと同時に、t₁で第32図
（ｆ）のようにF0が論理１となってｅ（M1）は累算器29
07に入力し、t₁で第32図（ｆ）のようにF2が論理１とな
り第30図のアダー3001の被加算入力端子IBはオール０と
なるため、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ
（M1）が出力され、CK1が論理１となるt₂でF/F3002にセ
ットされる。

次のM2処理周期では、CK2が論理１となるt₃で第30図
の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）が出力され、同
時にF3が論理１となることより、第29図の基本モジュー
ル2901ではｅ（M1）に基づいて変調された波形出力ｅ
（M2）が出力される。そして、t3ではF0が論理０となる
ためｅ（M2）は累算器2908に入力し、同時にF1が論理１
で第31図のアダー3101の被加算入力端子IBはオール０と
なるため、アダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ
（M2）が出力される。そして、このｅ（M2）は、CK1が
論理１となるt₄でF/F3102にセットされる。一方、前記t
₃ではF0が論理０のため、第29図のスイッチSW2913の端
子S1は無接続である。今、スイッチSW2913において無接
続の端子は論理０に接地されるとすれば、第29図の累算
器2907において、第30図のアダー3001の加算入力端子IA
にはオール０が入力する。また、t₃でF2が論理０のた
め、アンド回路3003−１〜3003−10がオンとなり、出力
端子OUTに出力されているｅ（M1）が被加算入力端子IB
に入力する。従って、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂ
には上記ｅ（M1）が出力される。このｅ（M1）は、CK1
が論理１となるt₄でF/F3002にセットされる。

続くM3処理周期では、CK2が論理１となるt₅で第30図
の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）が出力され、同
時にF3が論理１より、第29図の基本モジュール2901では
ｅ（M1）に基づいて変調された波形出力ｅ（M3）が出力
される。そして、t₅ではF0が論理０のためｅ（M3）は累
算器2908に入力する。第31図の累算器2908では、CK2が
論理１となるt₅でF/F3102にセットされているｅ（M2）
が端子FFOUTに出力され、同時に第32図（ｆ）のようにF
1が論理０となるため、アンド回路3103−１〜3103−10
がオンとなって被加算入力端子IBには上記ｅ（M2）が入
力し、アダー3101の加算入力端子Ａ＋Ｂから出力端子OU
Tには、ｅ（M2）＋ｅ（M3）が出力され、CK1が論理１と
なるt₄でF/F3102にセットされる。一方、前記M2処理周
期の場合と同様、前記t₅ではF0が論理０のため、第29図
のスイッチSW2913の端子S1は無接続で累算器2907におい
て、第30図のアダー3001の加算入力端子IAにはオール０
が入力する。またt₅でF2が論理０のため、アンド回路30
03−１〜3003−10がオンとなり、出力端子OUTに出力さ
れているｅ（M1）が被加算入力端子IBに入力する。従っ
て、アダー3001の加算出力端子Ａ＋Ｂには上記ｅ（M1）
が出力される。このｅ（M1）は、CK1が論理１となるt₆
でF/F3002にセットされる。

そしてM4処理周期では、M3処理周期の場合と同様、CK
2が論理１となるt₇で第30図の累算器2907の出力端子OUT
にｅ（M1）が出力され、同時にF3が論理１より、第29図
の基本モジュール2901ではｅ（M1）に基づいて変調され
た波形出力ｅ（M4）が出力される。そしてt₇ではF0が論
理０のため、ｅ（M4）は累算器2908に入力する。第31図
の累算器2908では、CK2が論理１となるt₇でF/F3102にセ
ットされているｅ（M1）＋ｅ（M2）が端子FFOUTに出力
され、同時に第32図（ｆ）のようにF1が論理０であるた
め、アンド回路3103−１〜3103−10がオンとなって被加
算入力端子IBには上記ｅ（M1）＋ｅ（M2）が入力し、ア
ダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂから出力端子OUTには、
ｅ（M2）＋ｅ（M3）＋ｅ（M4）が出力される。そして、
この出力は、ECLKが論理１となるt₈で第29図のF/F2909
にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、各々ｅ（M1）に
よって変調された３種類の波形出力ｅ（M2）、ｅ（M3）
及びｅ（M4）を混合した楽音波形１サンプル分が出力さ
れ、上記動作を繰り返すことにより、D/A変換器2910、L
PF2911を介して、サウンドシステム2912から対応する楽
音を放音させることができる。

最後に、第33図（ｇ）のフォーメーション例での動作
を第32図（ｇ）の動作タイミングチャートに基づいて説
明する。

まず、M1処理周期での動作は、第33図（ｅ）のM1処理
周期と同様である。すなわち、CK2が論理１となるt₁でF
3が論理０となり、第29図の基本モジュール2901では無
変調の単一正弦波である波形出力ｅ（M1）が出力され
る。これと同時に、t₁で第32図（ｇ）のようにF0が論理
１となってｅ（M1）は累算器2907に入力し、t₁で第32図
（ｇ）のようにF2が論理１となり第30図のアダー3001の
被加算入力端子IBはオール０となるため、アダー3001の
加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）が出力され、CK1が
論理１となるt₂でF/F3002にセットされる。

次のM2処理周期での動作は、第33図（ｅ）のM2処理周
期と同様である。すなわち、CK2が論理１となるt₃でF3
が論理０のため、第29図の基本モジュール2901では無変
調の単一正弦波である波形出力ｅ（M2）が出力される。
これと同時に、t₃で第32図（ｇ）のようにF0が論理１で
あるためｅ（M1）は累算器2907に入力する。第30図の累
算器2907では、CK2が論理１となるt₃でF/F3002にセット
されているｅ（M1）が出力端子OUT側に出力される。こ
れと同時に第32図（ｇ）のようにF2が論理０となるた
め、アンド回路3003−１〜3003−10がオンとなって被加
算入力端子IBには上記ｅ（M1）が入力し、アダー3001の
加算出力端子Ａ＋Ｂからはｅ（M1）＋ｅ（M2）が出力さ
れ、CK1が論理１となるt₄でF/F3002にセットされる。

続くM3処理周期での動作は、第33図（ｆ）のM2処理周
期と同様である。すなわち、CK2が論理１となるt₅で第3
0図の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）＋ｅ（M2）が
出力され、同時にF3が論理１となることより、第29図の
基本モジュール2901ではｅ（M1）＋ｅ（M2）に基づいて
変調された波形出力ｅ（M3）が出力される。そして、t₅
ではF0が論理０となるためｅ（M3）は累算器2908に入力
し、同時にF1が論理１で第31図のアダー3101の被加算入
力端子IBはオール０となるため、アダー3101の加算出力
端子Ａ＋Ｂからはｅ（M3）が出力される。そして、この
ｅ（M3）は、CK1が論理１となるt₆でF/F3102にセットさ
れる。一方、前記t₅ではF0が論理０となるため、第29図
のスイッチSW2913の端子S1は無接続で論理０に接地さ
れ、累算器2907において、第30図のアダー3001の加算入
力端子IAにはオール０が入力する。また、t₅でF2が論理
０のため、アンド回路3003−１〜3003−10がオンとな
り、出力端子OUTに出力されているｅ（M1）＋ｅ（M2）
が被加算入力端子IBに入力する。従って、アダー3001の
加算出力端子Ａ＋Ｂには上記ｅ（M1）＋ｅ（M2）が出力
される。この出力は、CK1が論理１となるt₆でF/F3002に
セットされる。

そしてM4処理周期での動作は、第33図（ｆ）のM4処理
周期と同様である。すなわち、CK2が論理１となるt₇で
第30図の累算器2907の出力端子OUTにｅ（M1）＋ｅ（M
2）が出力され、同時にF3が論理１より、第29図の基本
モジュール2901ではｅ（M1）＋ｅ（M2）に基づいて変調
された波形出力ｅ（M4）が出力される。そして、t₇では
F0が論理０のためｅ（M4）は累算器2908に入力する。第
31図の累算器2908では、CK2が論理１となるt₇でF/F3102
にセットされているｅ（M3）が端子FFOUTに出力され、
同時に第32図（ｇ）のようにF1が論理０となるため、ア
ンド回路3103−１〜3103−10がオンとなって被加算入力
端子IBには上記ｅ（M3）が入力し、アダー3101の加算出
力端子Ａ＋Ｂから出力端子OUTには、ｅ（M3）＋ｅ（M
4）が出力される。そして、この出力は、ECLKが論理１
となるt₈で第29図のF/F2909にラッチされる。

上記M1〜M4処理周期での動作により、各々ｅ（M1）＋
ｅ（M2）によって変調された２種類の波形出力ｅ（M3）
及びｅ（M4）を混合した楽音波形１サンプル分が出力さ
れ、上記動作を繰り返すことにより、D/A変換器2910、L
PF2911を介して、サウンドシステム2912から対応する楽
音を放音させることができる。

以上説明した第33図（ａ）〜第33図（ｇ）の各フォー
メーション例において、例えば第33図（ｃ）のようなフ
ォーメーション例とした場合、M2処理周期においてM1処
理周期で得られる正弦波によって１段だけ変調された波
形出力ｅ（M2）が得られ、M3処理周期とM4処理周期でも
同様の波形出力ｅ（M4）が得られるが、上記ｅ（M2）又
はｅ（M4）として得られる波形出力は、第29図の基本モ
ジュール2901の三角波デコーダ2914において、元々多く
の倍音波形を含む三角波を変調して得た波形出力のた
め、結果的に倍音成分を豊富に富む各波形出力を得られ
る。これは、「背景技術」の項で説明した正弦波を変調
する方式を基本モジュールに適用した場合に比較して、
１段程度の変調だけでも、より豊富な倍音成分を含む楽
音波形が得られることを示している。

また、第33図（ｃ）のM1処理周期又はM3処理周期にお
いて、第29図の基本モジュール2901に与える振幅係数AM
P0〜AMP9の値を、発音開始後の時間経過と共に１から０
に減少させることにより、M2処理周期又はM4処理周期で
得られる各波形出力ｅ（M2）又はｅ（M4）の特性を、倍
音成分を豊富に含む状態から単一正弦波のみを含む状態
に徐々に変化させることが可能である。これは、「従来
技術」の項で説明した三角波を単純に変調する方式を基
本モジュールに適用した場合では実現できない動作例で
ある。

また、本実施例では、第33図（ｄ）のフォーメーショ
ン例によって各々単一正弦波成分の４種類の波形出力ｅ
（M1）〜ｅ（M4）を複数並列に混合したハモンド音のよ
うな楽音波形が得られるが、これも、上記実施例では実
現できない。

以上のように、本実施例では単純なフォーメーション
でも分な倍音成分を得られる一方、例えば単一正弦波成
分のみの波形出力又は周波数の異なる単一正弦波成分の
波形出力を複数並列に混合してハモンド音のような正弦
波合成音を得ることも容易となる。更に、各処理周期に
おいて振幅係数AMP0〜AMP9の値の時間変化特性を変化さ
せることにより、例えば発音開始直後は豊富な倍音成分
を含み、時間経過と共に次第に単一正弦波成分のみを含
むように変化する楽音波形を単純な接続組合せで得るこ
とが可能となる。すなわち、本実施例では、従来容易に
は実現できなかった倍音成分の豊富に含む楽音波形発生
から単一正弦波のみを含む楽音波形の発生までを、任意
かつ連続的に制御することが可能となる。

第４の実施例の説明次に、本発明の第４の実施例につき説明する。

本実施例では、上述の第３の実施例の構成に加えて、
ユーザーにフォーメーションの設定を行わせるフォーメ
ーション設定部3401と、設定されたフォーメーションの
表示を行うフォーメーション表示部3404とを有する。第
34図に第４の実施例の構成を示す。同図において、コン
トローラ2906以外の構成は第29図と同様である。

第34図において、コントローラ2906には、フォーメー
ション設定部3401及びフォーメーション表示部3404が接
続される。

フォーメーション設定部3401は、同図の如く、メーカ
ープリセット部3402とユーザーセット部3403とから構成
される。

メーカープリセット部3402は、ユーザーに、メーカー
側で予め設定されているフォーメーションを設定させる
部分である。メーカー側では例えば前記第33図（ａ）〜
（ｇ）に示されるようなフォーメーションがプリセット
されており、ユーザーは、例えば「ａ」〜「ｇ」のキー
のうちいずれかを押すことにより、第33図（ａ）〜
（ｇ）に示されるフォーメーションのうち何れかを任意
に選択することができる。これに対応して、コントロー
ラ2906は、第32図（ａ）〜（ｇ）の動作タイミングチャ
ートで示されるようなフォーメーション情報F0〜F3等を
出力して、前述した各フォーメーションに対応する処理
を実行する。

一方、ユーザーセット部3403は、ユーザーに、メーカ
ー側で予め設定されているフォーメーション以外のフォ
ーメーションを任意に設定させる部分である。ユーザー
は、同図3403に示される設定キーを用いて任意のフォー
メーションを設定することができる。なお、各キー操作
については後述する。コントローラ2906は、ユーザーセ
ット部3403における設定内容に従って、一定の論理に従
ってフォーメーション情報F0〜F3等を生成し、対応する
処理を実行する。

次に、フォーメーション表示部3404では、上記フォー
メーション設定部3401において設定されたフォーメーシ
ョンの内容が表示される。フォーメーション表示部3404
は、イメージ表示部3405、記号表示部3406、演算式表示
部3407とから構成される。

イメージ表示部3405は、例えば液晶表示パネルであ
り、この表示部には、第33図（ａ）〜（ｇ）と同様のフ
ォーメーションの接続関係が表示される。

記号表示部3406には、各フォーメーションの記号が表
示される。そして、メーカーによりプリセットされたフ
ォーメーションの場合には、例えば第33図（ａ）〜
（ｇ）の各フォーメーションに対応する「ａ」〜「ｇ」
の記号が表示される。これに対して、ユーザーにより設
定されたフォーメーションの場合は、例えば「Ｕ」の記
号が表示される。

演算式表示部3407には、設定されたフォーメーション
においてどのような演算が行わるかが表示される。M1〜
M4は、第３の実施例で前述した各処理周期である。演算
子「Ｍ▲▼」は、例えば、M1M▲▼M2とした場
合、M1処理周期で得られた出力をM2処理周期での変調入
力とすることを示している。演算子「＋」は、例えば、
M1＋M2とした場合、M1処理周期で得られた出力とM2処理
周期で得られた出力とを混合することを示している。従
って、ｅ＝（M1M▲▼M2）＋M3＋M4は、M1M▲▼
M2の演算で得られるM2処理周期での出力と、M3処理周期
での出力と、M4処理周期での出力とを混合することによ
り、波形出力ｅが得られることを示している。

上記関係より、フォーメーション設定部3401内のユー
ザーセット部3403には、各演算子「Ｍ▲▼」「＋」
等に対応する設定キーが設けられている。なお、第34図
のユーザーセット部3403の「×」キーは、第３の実施例
では示さなかったが、例えばM1処理周期とM2処理周期の
各出力を乗算する演算を設定するような場合に使用し、
この場合、「M1×M2」と表示される。

以上、第34図に示されるようなフォーメーション設定
部3401及びフォーメーション表示部3404が設けられるこ
とにより、ユーザーは、効率的なフォーメーションの設
定を行うことが可能となる。

第５の実施例の説明次に、本発明の第５の実施例につき説明する。本実施
例の原理構成及び具体的な構成は、前記第３の実施例に
関する第28図及び第29図〜第31図と同じである。そし
て、本実施例では、第29図のコントローラ2906の動作が
第３の実施例と異なる。

第３の実施例では、演奏者が第33図（ａ）〜（ｇ）の
フォーメーションのうち任意のものを選択することによ
り、第29図のコントローラ2906がフォーメーション情報
F0〜F3、２相クロックCK1、CK2及びラッチクロックECLK
を、第32図（ａ）〜（ｇ）に示す如く生成する。これに
より、前述した如く、選択されたフォーメーションに対
応するアルゴリズムで楽音の生成が行われる。この場
合、各フォーメーションは演奏者のスイッチ操作によ
り、固定的に設定される。

これに対して本実施例では、演奏者が特には図示しな
い鍵盤部等で押鍵操作を行い各楽音の発音を行う毎に、
各楽音の発音開始以後、予め設定されたタイミングでフ
ォーメーションを自動的に切り替えることができる。

すなわち、演奏者は、特に図示しないパラメータ設定
部を介して、第35図の如く、発音動作時のフォーメーシ
ョンが例えば前述の第33図（ｂ）のフォーメーションか
ら第33図（ｅ）のフォーメーションへ変化するような設
定を行うことができる。この場合、演奏者は、各楽音の
発音開始後、フォーメーションが第35図のように変化す
るまでの時間も予め設定することができる。

これにより、第29図のコントローラ2906は、各楽音の
発音開始後、設定された時間が経過するまでは、第36図
のA₁に示すタイミングで、フォーメーション情報F0〜F
3、２相クロックCK1、CK2及びラッチクロックECLKを生
成する。この動作タイミングは、前述の第32図（ｂ）と
同じであり、これにより、前記第33図（ｂ）のフォーメ
ーションに対応するアルゴリズムで発音動作が行われ
る。そして、設定された時間が経過すると、コントロー
ラ2906は、第36A₂に示すタイミングで、フォーメーショ
ン情報F0〜F3、２相クロックCK1、CK2及びラッチクロッ
クECLKを生成する。この動作タイミングは、前述の第32
図（ｅ）と同じであり、これにより、前記第33図（ｅ）
のフォーメーションに対応するアルゴリズムで発音動作
が行われる。

この場合、コントローラ2906は、演奏者が特には図示
しない鍵盤部等の演奏操作部を操作したタイミングとし
て各楽音の発音開始時点を判別する。

また、コントローラ2906は、その内部に各楽音の発音
開始時に起動する、特には図示しないタイマを有してお
り、これにより設定された時間が経過したか否かを計測
している。

このように、発音開始後にフォーメーションを変化さ
せることにより、発音開始後のフォーメーションが固定
された場合に比較して、より多彩な倍音構成を有する楽
音を発音させることが可能となる。

なお、発音開始後に変化するフォーメーションの組合
わせは２つに限られず、３つ以上としてもよい。この場
合、フォーメーションが変化する時間が２つ以上設定さ
れる。

第６図の実施例の説明次に、本発明の第６の実施例につき説明する。本実施
例の原理構成及び具体的な構成も、前記第３の実施例に
関する第28図及び第29図〜第31図と同じである。そし
て、第３の実施例は、同時に発音可能な楽音数は１音と
して説明したが、本実施例では、８音ポリフォニックで
楽音を発音することが可能である。そのために、第29図
のコントローラ2906の動作が第３の実施例と、若干異な
る。

まず、本実施例の第１の態様について説明する。本実
施例の第１の態様では、第37図（ａ）に示される如く、
各サンプリング周期が、８音ポリフォニック音のうちの
各楽音の発音タイミングに対応する８つのチャネル時間
CH1〜CH8に時分割され、更に、各チャネル時間が、第３
の実施例と同様のM1処理周期〜M4処理周期に時分割され
る。

そして、各チャネル時間において８音ポリフォニック
のうちの各楽音の１サンプルが生成され、それらが各サ
ンプリング周期の末尾において第29図の累算器2908で累
算される。従って、各サンプリング周期毎に、第29図の
F/F2909からD/A2910を介して、８音分が加算された楽音
が出力され、サウンドシステム2912からは聴覚的に８音
が同時に発音される。

以下に、第37図（ａ）を用いて上記動作を実現するた
めの具体的処理を説明する。

第37図（ａ）は、第29図〜第31図の構成において、前
述した第33図（ａ）のフォーメーションに基づく楽音が
８音ポリフォニックで発音される場合の、動作タイミン
グチャートである。同図の、各チャネル時間CH1〜CH8に
おける各動作タイミングは、前述した第32図（ａ）の動
作タイミングとほぼ同じである。但し、第37図（ａ）で
は、フォーメーション情報F1がチャネル時間CH1のM1処
理周期でのみ論理１となり、それ以外は論理０となる点
が異なる。また、ラッチクロックECLKは、チャネル時間
CH8のM4処理周期でのみ論理１になる点も異なる。

始めに、各サンプリング周期の先頭であるチャネル時
間CH1のM1処理周期で、F1が論理１となることにより累
算器2908がクリアされる。

そして、第32図（ａ）で前述したように、チャネル時
間CH1のM1〜M4処理周期での処理動作が実行され、第33
図（ａ）のフォーメーションに基づく第１番目の楽音デ
ータが生成される。この楽音データは、CH1のM4処理周
期でクロックCK1が論理１となるタイミングで、第31図
の累算器2908のアダー3101を通ってF/F3102にセットさ
れる。なお、第32図（ａ）の場合と異なり、ラッチクロ
ックECLKは論理０であるため、F/F2909（第29図）での
ラッチ動作は行われない。

次に、第37図（ａ）のチャネル時間CH2のM1〜M4処理
周期での処理動作が実行され、第33図（ａ）のフォーメ
ーションに基づいて第２番目の楽音データが生成され
る。この楽音データは、CH2のM4処理周期でクロックCK1
が論理１となるタイミングで、第31図の累積器2908のア
ダー3101の加算入力端子IAに入力する。第31図の累算器
2908では、CH2のM4処理周期でCK2が論理１となるタイミ
ングでF/F3102にセットされている第１番目の楽音デー
タが端子FFOUTに出力される。同時に第37図（ａ）の如
くF1が論理０であるため、アンド回路3103−１〜3103−
10がオンとなる。従って、アダー3101の被加算入力端子
IBには、上記第１番目の楽音データが入力する。これに
より、アダー3101の加算出力端子Ａ＋Ｂからは、第１番
目と第２番目の楽音データが加算されたデータが出力さ
れ、CK1が論理１となるタイミングでF/F3102にセットさ
れる。

以下、第37図（ａ）のチャネル時間CH3〜CH8まで同様
の処理が実行され、８音分の楽音データが加算される。

そして、第37図（ａ）のチャネル時間CH8のM4処理周
期のクロックCK1が論理１となるタイミングで同時にラ
ッチクロックECLKが論理１となり、８音分が加算された
楽音データの１サンプルが第29図のF/F2909にラッチさ
れる。

以上、第37図（ａ）のチャネル時間CH1〜CH8での動作
により、第33図（ａ）のフォーメーションに基づいて生
成された楽音が８音分加算されたデータの１サンプル分
が出力され、この処理を繰り返すことにより、第29図の
D/A変換器2910、LPF2911を介して、サウンドシステム29
12から８音ポリフォニックの楽音データが放音される。

以上、第37図（ａ）の動作タイミングチャートに基づ
いて、前述した第33図（ａ）のフォーメーションに基づ
く楽音が８音ポリフォニックで発音される場合について
説明したが、前述した第33図（ｂ）〜第33図（ｇ）に対
応するポリフォニックの発音動作も、同様にして実現す
ることが可能である。

次に、第６図の実施例の第２の態様について説明す
る。この場合も、上記第１の態様の場合と同様、８音ポ
リフォニックで楽音を発音するが、第31図の累算器2907
のF/F3002を８音分を処理可能なシフトレジスタで構成
することにより、M1〜M4の各処理周期毎に８音各々の時
分割処理を行う点が、第１の態様と異なる。

すなわち、本実施例の第２の態様では、第37図（ｂ）
に示される如く、各サンプリング周期が、M1処理周期か
らM4処理周期の４つの区間に時分割され、更に各処理周
期がチャネル時間CH1〜CH8に時分割される。

そして、上述した如く、第31図の累算器2907のF/F300
2を８段のシフトレジスタで構成することにより、各チ
ャネル時間毎に、M1処理周期〜M4処理周期での処理動作
を並列に行うことができる。すなわち、１つのチャネル
時間例えばCH1についてみれば、M1処理周期からM4処理
周期での各処理動作が、前述した第32図（ａ）の場合と
ほぼ同様に実行される。なお、フォーメーション情報F1
は、M1処理周期のチャネル時間CH1でのみ論理１とな
り、それ以外は論理０となる。また、ラッチクロックEC
LKは、M4処理周期のチャネル時間CH8でのみ論理１にな
る。

そして、M4処理周期のチャネル時間CH1〜CH8におい
て、フォーメーション情報F0が論理０となることによ
り、第29図の基本モジュール2901から出力される第１番
目〜第８番目の楽音データが第31図の累算器2908に順次
入力する。更に、フォーメーション情報F1が論理０とな
ることにより、第31図の累算器2908において、F/F3102
とアンド回路3103−１〜3103−10を介して、アダー3101
が上記８音分の楽音データを順次累算する。そして、第
37図（ｂ）のM4処理周期のチャネル時間CH8のクロクCK1
が論理１となるタイミングで同時にラッチクロックECLK
が論理１となり、８音分が加算された楽音データの１サ
１プルが第29図のF/F2909にラッチされる。

以上、第１の態様の場合と同様に、８音ポリフォニッ
クの楽音データの発音が可能となる。

なお、第２の態様の場合も、第33図（ａ）に対応する
ポリフォニックの発音動作のみ示したが、前述した第33
図（ｂ）〜（ｇ）に対応するポリフォニックの発音動作
も、同様にして実現することが可能である。

上述した第６の実施例では、８音ポリフォニックの場
合について説明したが、他のポリフォニック数でも時分
割処理数を変更すれば、当然実現可能である。

第７の実施例の説明次に、本発明の第７の実施例につき説明する。

本実施例では、前述した第３の実施例と同様、基本モ
ジュールという概念が用いられる。第３の実施例では、
第28図の構成の基本モジュール2801を第33図（ａ）〜
（ｇ）に例示したフォーメーションに基づいて動作させ
ることにより、様々な倍音構成を有する楽音を発音する
ことができる。これに対して、本実施例は、更に基本モ
ジュールの出力を自らの基本モジュールの入力にフィー
ドバックさせる機能を有することにより、更に複雑な倍
音構成を有する楽音を発音することができる。

第38図に本実施例における基本モジュール3801の構成
を有する。第28図の基本モジュール2801では、出力側す
なわちデコーダ105からのデコード出力Ｄの振幅がMUL10
6で制御される。これに対して、第38図の基本モジュー
ル3801では、デコーダ105からのデコード出力Ｄは出力
端子OUTから直接出力され、MOD IN端子から入力する変
調信号W_Mの振幅がMUL103で制御される。この場合、両実
施例とも、或る基本モジュールの出力は他の基本モジュ
ールの変調入力とされるため、第38図の基本モジュール
3801の動作は前述した第28図の基本モジュール2801の場
合とほぼ同じである。

第39図（ａ）〜（ｄ）に、第28図の基本モジュール38
01を複数個用いたフォーメーションの例を示す。なお、
特に図示しないが、本実施例の場合も第３の実施例の場
合と同様、第29図の如く１つの基本モジュールを時分割
処理によって動作させる構成例とすることもできる。

第39図（ａ）は、第１のフォーメーションの例であ
る。この例では、基本モジュール3801において、出力端
子OUTからの波形出力ｅは、楽音信号として出力される
と共に、そのまま自らの基本モジュール3801にフィード
バックする構成を有する。

上記の構成によれば、基本モジュール3801の変調入力
として、自らの基本モジュール3801の波形出力ｅが用い
られることになる。

この場合、MUL103（第38図）に入力する変調深度関数
Ｉ（ｔ）の値を例えば０にすれば、波形出力ｅは前記
（25）式において変調信号W_Mが０となった場合に等しく
なり、第３の実施例で説明した如く単一正弦波が出力さ
れる。これは、「背景技術」の項で説明した三角波を単
純に変調する方式を基本モジュールに適用した場合では
実現できない動作例であり、独自の効果が得られる。

一方、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を増加させた場合、
第３の実施例の場合と同様、多くの倍音成分が含まれる
ようになるが、本実施例では特に波形出力ｅをMOD IN端
子にフィードバックさせたことにより、より複雑な倍音
構成を実現できる。そして、「背景技術」の項で説明し
た正弦波を変調する方式を基本モジュールに適用した場
合に比較して、１段程度のフィードバックだけでも、よ
り複雑な倍音構成を実現することができる。

従って、変調深度関数Ｉ（ｔ）を０から連続的に増加
させ、或いは大きい値から連続的に減少させることによ
り、単一正弦波から非常に複雑な変調がなされた波形ま
でを連続的に得ることが可能となる。

次に第39図（ｂ）は、第７の実施例における第２のフ
ォーメーションの例である。この例では、第39図（ａ）
と同様のフィードバックループを有する第１の基本モジ
ュール3801（No.1）の出力が更に第２の基本モジュール
3801（No.2）のMOD IN端子に入力され、基本モジュール
3801（No.2）の波形出力ｅが楽音信号として出力される
構成を有する。

この場合、基本モジュール3801（No.2）のMUL103（第
38図）に入力する変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を例えば０
にすれば、第39図（ａ）の場合と同様、波形出力ｅとし
て単一正弦波が出力される。

一方、上記変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を大きな値にす
ると、倍音成分を強調させることができ、しかも第39図
（ａ）の場合とな異なった倍音構成を得ることができ
る。

そして、第39図（ｂ）の場合、No.1とNo.2と各基本モ
ジュール3801毎に、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を制御で
きるため、第39図（ａ）の場合より幅の広い制御を行う
ことが可能となる。なお、両基本モジュール3801の搬送
波位相角ω_ctの周波数比を変化させることにより、更に
変化に富んだ倍音構成を有する楽音信号を得ることがで
きる。

続いて、第３のフォーメーションの例として第39図
（ｃ）の如く、第39図（ｂ）の構成に加えて、基本モジ
ュール3801（No.1）の出力に乗算器（MUL）3901で変調
深度関数Ｉ′（ｔ）が乗算された信号が、基本モジュー
ル3801（No.2）のMOD IN端子に入力されるような構成と
することもできる。これにより、倍音を制御し得るパラ
メータとして変調深度関数Ｉ′（ｔ）が加わるため、第
39図（ｂ）の場合より更に幅の広い倍音制御を行うこと
が可能となる。

第39図（ｄ）は、第４のフォーメーションの例であ
る。この例では、第39図（ａ）と同様のフィードバック
ループを有する基本モジュール3801が、ｎ個並列に構成
される。基本モジュール3801（No.1）〜3801（No.n）の
出力は加算器（ADD）3902で加算され、その加算信号が
更に別の基本モジュール3801（No.n＋１）のMOD IN端子
に入力される。そして、基本モジュール3801（No.n＋
１）の波形出力ｅが楽音信号として出力される。この構
成により、第39図（ａ）〜（ｃ）とは更に別の倍音制御
を実現することができる。

第８の実施例の説明次に、本発明の第８の実施例について説明する。

本実施例では、上述した第７の実施例と全く同様の基
本モジュール（第38図）が用いられる。第７の実施例で
は、基本モジュール3801からの波形出力ｅが自らの基本
モジュールのMOD IN端子にフィードバックする構成を有
する。これに対して本実施例では、波形出力ｅが何段か
前の基本モジュール3801のMOD IN端子にフィードバック
する構成を有する。

第40図に本実施例のフォーメーションの例を示す。同
図において、第１段目の基本モジュール3801（No.1）の
出力が第２段目の基本モジュール3801（No.2）のMOD IN
端子に入力し、以下同様にカスケードに接続されて、最
終段である第ｎ段目の基本モジュール3801（No.n）の波
形出力ｅが楽音信号として出力されると共に、第１段目
の基本モジュール3801（No.1）のMOD IN端子に入力する
構成を有する。この構成例により、第７の実施例とは別
の倍音制御を実現でき、独自の効果が得られる。

第９の実施例の説明続いて、本発明の第９の実施例について説明する。

始めに、第９の実施例の原理から説明する。第41図に
第９の実施例の原理構成を示す。

同図の原理構成の特徴は、変調信号W_Mが、第１図の如
く変調ROM102で生成される単純な正弦波ではなく、変調
波位相角ROM4101及び三角波デコーダ4102を介して形成
される様々な特性を有する信号である点である。

まず、搬送波ROM101には前述の第２図に示す関数波形
が記憶されている。従って、同図Ｉ、II及びIIIの各領
域での搬送波位相角ω_ct〔rad〕と搬送信号W_C〔rad〕と
の関係は、前述の（３）式と同様となる。

一方、変調波位相角ROM4101での変調波位相角ω_mt〔r
ad〕と変調波補正位相角ω_ｔ′〔rad〕との関係は、 ω_ｔ′＝ｆ（ω_mt）・・・（26）で表される。但し、ｆは変調関数として定義される。

また、三角波デコーダ4102における変調波補正位相角
ω_ｔ′〔rad〕とMUL103を通過した後の変調信号W_M〔ra
d〕との関係は、 W_M＝Ｉ（ｔ）TRI（ω_ｔ′）・・・（27）となる。但し、TRI（ｘ）は、三角波関数として定義さ
れる。

従って、変調波位相角ω_mt〔rad〕と変調信号W_M〔ra
d〕との関係は、上記（27）式に前記（26）式を代入し
て、 W_M＝Ｉ（ｔ）TRI｛ｆ（ω_mt）｝・・・（28）となる。

前記（３）式及び上記（28）式によって演算される搬
送信号W_C及び変調信号W_Mが加算され、デコーダ105に入
力することにより、デコーダ105からデコード出力Ｄが
出力される。そして、この出力にMUL106で振幅係数Ａが
乗算された後の波形出力ｅは、ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinω_ct ＋Ｉ（ｔ）TRI｛ｆ（ω_mt）｝｝・・（０≦ω_ct≦π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinω_ct ＋Ｉ（ｔ）TRI｛ｆ（ω_mt）｝｝・・（π/2≦ω_ct≦３π/2）ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinω_ct ＋Ｉ（ｔ）TRI｛ｆ（ω_mt）｝｝・・（３π/2≦ω_ct≦２π） …（29）となる。

ここで、まず、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値が０、すな
わち無変調の場合、デコーダ105への入力波形は前記
（３）式で定まる搬送信号W_Cそのものとなる。これは、
第１図において変調深度関数Ｉ（ｔ）の値が０の場合に
対応し、従って、波形出力ｅは、前記（６）式と同様と
なる。また、搬送信号W_Cと搬送波位相角ω_ctは、第１図
の場合と同様、第３図の関係Ａで示される。一方、デコ
ーダ105において演算される三角波関数Ｄ＝TRI（ｘ）
（但し、ｘは入力）は、第１図の場合と同様、前記
（７）式で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数であ
る。従って、第１図の場合と同様、波形出力ｅは、前記
（８）式のように変形され、単一正弦波Ａ・sinω_ctと
なる。すなわち、例えば振幅係数Ａ＝１とすれば、無変
調時の搬送位相角ω_ctと波形出力ｅとの関係は、第３図
の関係Ｃのようになる。

以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみ
になってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからな
る楽音の生成を実現するためには、前記（27）式で変調
深度関数Ｉ（ｔ）の値を時間と共に０に近づければよい
ことがわかる。

次に、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を増加させた場合の
波形出力ｅの変化について考える。この場合、第１図に
おいて、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を増加させていった
場合と同様の効果が得られる。すなわち、変調深度関数
Ｉ（ｔ）の値を増加させると、第41図のADD104から出力
される加算波形W_C＋W_Mには、搬送信号W_Cの成分以外に変
調信号W_Mの成分が重畳されるため、波形出力ｅは、単一
正弦波でなく時間軸上で歪んだ波形となり、高次の倍音
成分を多く含む周波数特性になる。

この場合、第41図の変調波位相角ROM4101には、前記
（26）式で示される変調関数ｆとして、例えば第42図
（ａ）〜（ｃ）に示すように複数の変調関数ｆが記憶さ
れている。そして、これら各変調関数ｆに対応して最終
的にMUL103から出力される変調信号W_Mの変調波位相角ω
_mtに対する特性は、前記（28）式で例えばＩ（ｔ）＝１
とすることにより、第42図（ａ）〜（ｃ）のように定ま
る。

本実施例では、第41図の変調波位相角ROM4101におい
て、上記各変調関数ｆを選択可能とすることにより、変
調信号W_Mとして第42図（ａ）〜（ｃ）に示すような鋸歯
状波、矩形波、パルス波等から任意に選択したものを出
力させることが可能である。そして、これらの波形は、
それ自信で倍音成分を多く含んでおり、このような波形
を搬送信号W_Cに重畳させることにより、波形出力ｅとし
て、より多くの倍音成分を含んだ波形を出力でき、更に
変調信号W_Mの波形を選択することにより、波形出力ｅに
おける倍音成分の含まれ方を変化させることができる。

今、第42図（ａ）〜（ｃ）には示されていないが第41
図の変調波位相角ROM4101に、例えば第２図又は前記
（３）式で示した搬送波ROM101の記憶内容と同様のもの
を記憶させ、これにより第41図の三角波デコーダ4102を
駆動させると、第３図又は前記（８）式で説明したよう
に、変調信号W_Mとして単一正弦波を出力させることがで
きる。すなわち、前記（28）式は、第１図の場合の
（４）式と同一となる。そして、このような単一正弦波
の変調信号W_Mを第41図のADD104で搬送信号W_Cに重畳さ
せ、デコーダ105に入力させて得られる波形出力ｅは、
第１図の場合の（５）式と同一となる。

従って、上記のようにして変調信号W_Mを単一正弦波と
し、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を時間的に増加させて得
られる波形出力ｅの周波数特性のヒストグラム（度数分
布）は、前述したように第６図（ａ）で示される。同図
からわかるように、変調深度関数Ｉ（ｔ）を変化させる
と倍音構成が複雑に変化し、また、特定の周波数に倍音
構成が片寄る傾向がある。すなわち、低次倍音はＩ
（ｔ）の増加と共に減少してゆくが、高次倍音は逆に増
加してゆき、Ｉ（ｔ）の増加に従い、倍音構成が低次か
ら高次へシフトしていく傾向がある。

一方、第41図の変調波位相角ROM4101に、例えば第42
図（ａ）に示すようなものを記憶させ、これにより第41
図の三角波デコーダ4102を駆動させて、第41図（ａ）に
示すような鋸歯状波の変調信号W_Mを生成できる。そし
て、この信号を第41図のADD104で搬送信号W_Cに重畳さ
せ、デコーダ105に入力させることにより前記（29）式
に基づいて波形出力ｅが得られる。この場合に、変調深
度関数Ｉ（ｔ）の値を時間的に増加させて得られる波形
出力ｅの周波数特性のヒストグラムを第43図に示す。こ
の場合、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値をあまり大きくしな
くても、かなり高次の倍音成分まで含ませることがで
き、かつ、Ｉ（ｔ）を変化させても倍音成分のパワーの
凹凸が比較的少ない特性となる。

以上、第６図（ａ）又は第43図に示すように、本実施
例では変調信号W_Mの波形を選択することにより、様々な
倍音特性を有する波形出力ｅを生成することができる。
この場合、例えば第６図（ａ）のような特性は、倍音構
成の分布に片寄りがあるピアノをはじめとする打弦系の
楽音波形を生成するのに有効であり、これに対して、例
えば第43図のような特性は、倍音構成が一様でかなり高
次の倍音まで有するストリング、ブラス系の楽音波形を
生成するのに有効である。

また、上記特徴に加え、第41図の原理構成では第１図
の場合と同様、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を０〜２π
〔rad〕程度の間で変化させることにより、楽音が減衰
して単一正弦波成分のみになってゆく過程、あるいは単
一正弦波成分のみからなる楽音を生成することができる
と共に、周波数成分として高次の倍音成分まで明確に存
在する楽音を容易に生成することが可能となる。

以上の原理構成では、前記（７）式又は第３図の関係
Ｂに示す特性を有するデコーダ105に対して、その波形
出力ｅが正弦波となるような前記（３）式又は第２図若
しくは第３図の関係Ａに示すような搬送信号W_Cを搬送波
ROM101に記憶させることにより、単一正弦波の生成を可
能にしている。しかし、これに限られるものではなく、
第１図の場合と同様、第８図（ａ）〜（ｄ）のような組
み合わせとしても、同様の効果を得ることができる。こ
れらの関係は、前述の（９）式〜（16）式で示した通り
である。

また、第41図のMUL106で乗算される振幅係数Ａは一定
値として説明したが、実際には時間的に変化し得るもの
であり、これにより楽音に振幅変調されたエンベロープ
特性を付加できる。

次に、上記第９の実施例の原理構成に基づく第９の実
施例の具体的構成について説明する。

まず、第９の実施例の全体的な構成は、第10図の第１
の実施例と同じである。また、第10図の搬送信号発生回
路1003及び三角波デコーダ1009等の具体的回路例も、前
述の第１の実施例の場合と同様、第11図又は第13図及び
第15図等で示される。

第９の実施例が前述の第１の実施例と異なるのは、変
調信号発生回路1005の構成である。変調信号発生回路10
05の構成は、基本的には第41図の変調波位相角ROM4101
及び三角波デコーダ4102の構成からなっている。

まず、変調波位相角ROM4101の構成を第44図に示す。
このROMは、A0〜A13の14ビットのアドレス入力を有し、
まず、上位３ビットのアドレスA11〜A13に波形ナンバー
セレクト信号WNo.として、０〜７の値（10進）を入力さ
せることにより、例えば第42図（ａ）〜（ｃ）又は第２
図等に示される最大８種類の各変調関数ｆが記憶されて
いるアドレス領域のうち任意の１つを指定することがで
きる。なお、この指定は、特に図示しない選択スイッチ
により演奏者が任意に行えるようにし、このスイッチ状
態を第10図のコントローラ1001が検出し、それに対応す
る値を有する波形ナンバーセレクト信号WNo.を変調信号
発生回路1005に供給するようにすればよい。

このようにして、上記変調関数ｆを選択した後、A0〜
A10の下位11ビットに、第10図のアダー1004からの変調
波位相角ω_mt0〜ω_mt10を入力させることにより、特に
は図示しないが各変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10に対応す
る変調波補正位相角ω_ｔ′（第41図参照）を、出力端子
Ｄから得ることができる。

上記変調波補正位相角ω_ｔ′は、第10図の変調信号発
生回路1005内の第41図の三角波デコーダ4102に対応する
回路に入力されるが、この三角波デコーダは、既に説明
した第15図の三角波デコーダ1009と同様の構成で実現で
きる。これにより、波形ナンバーセレクト信号WNo.で選
択された変調関数ｆに対応する変調信号W_M0〜W_M10を第1
0図の変調信号発生回路1005及び乗算器107を介して出力
させることができる。

このように、本実施例では、第10図の変調信号発生回
路1005内の変調波位相角ROM（第44図）において、複数
の変調関数ｆを選択可能とすることにより、複数種類の
変調信号W_M0〜W_M10を選択的に出力させることができ、
従って、第10図の三角波デコーダ1009からのデコード出
力MA0〜MA9として、様々な倍音特性の楽音波形を生成す
ることが可能となる。

10.第10の実施例の説明次に、本発明の第10の実施例につき説明する。

始めに、第10の実施例の基本的な原理は、第１図〜第
９図を用いて前述した第１の実施例の原理構成及び動作
と同じである。

第10の実施例の具体的構成は第45図に示される。この
実施例では、左及び右の各チャネルに対応して時分割処
理が行われ、楽音をステレオで発音させることができ
る。この場合、変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10及び変調深
度関数I0〜I10を各チャネル毎に設定することができ、
左及び右の各チャネルでわずかに異なる変調が行われた
ステレオ出力を得ることが可能であるという特徴を有す
る。

第45図において、第10図の第１の実施例と同じ番号・
記号を付した回路又は信号等は、第10図の場合と同じ機
能を有するものとする。

コントローラ4501は、第10図のコントローラ1001と同
様、キャリア周波数CF、モジュレータ周波数MF及びエン
ベロープ情報ED（エンベロープの各レート値、レベル値
等）を生成・出力する手段である。この場合、コントロ
ーラ4501は、後に詳述するように、上記各パラメータを
左及び右の各チャネルに対応して独立して設定する。こ
の点が、第10図のコントローラ1001と異なる。

累算器4502又は4503は、第10図のアダー1002又は1004
と同様、搬送波位相角ω_ct0〜ω_ct10又は変調波位相角
ω_mt0〜ω_mt10を生成する。この場合、累算器4502又は4
503は各位相角を左右チャネル独立に生成する点が、第1
0図のアダー1002又は1004と異なる。

搬送信号発生回路1003及び変調信号発生回路1005の基
本的な機能は、第10図の場合と同様であるが、更に、左
及び右の各チャネルに対応して時分割処理を行う機能を
有する。

一方、エンベロープジェネレータ4504は、第10図のエ
ンベロープジェネレータ1006と同様、コントローラ4501
からのエンベロープ情報EDに基づいて変調深度関数I0〜
I10及び振幅係数AMP0〜AMP10を出力する。この場合、変
調深度関数I0〜I10が左右チャネル独立に生成される点
が、第10図のエンベロープジェネレータ1006と異なる。

次に、第45図の搬送信号発生回路1003の具体的回路例
は、前述の第１の実施例の場合と同様、第11図又は第13
図で示され、それらの動作は第12図又は第14図で説明し
た通りである。

また、第45図の三角波デコーダ1009の具体的回路例
は、前述の第１の実施例の場合と同様、第15図で示さ
れ、その動作も前述した通りである。

更に、第45図の変調信号発生回路1005の具体的回路と
しては、第１の実施例において前述した如く、1/2又は1
/4周期分のsin波形をROMに記憶させ、第11図又は第13図
と同様に１周期分の波形を生成する回路として実現でき
る。

乗算器1007は、アダー1008、乗算器1010の基本的機能
は、第10図の場合と同様であるが、更に、左及び右の各
チャネルに対応して時分割処理を行う機能を有する。

乗算器1010を介して出力されたデジタル楽音信号は、
D/A変換器1011でアナログ信号に変換された後、左右の
時分割チャネル別に、ゲート4507（Ｒ）及び4507（Ｌ）
を通った後、サンプルホールド回路4505（Ｒ）及び4505
（Ｌ）に入力してサンプルホールドされる。これら各チ
ャネルの信号は、更にローパスフィルタ（以下、LPFと
呼ぶ）4506（Ｒ）及び4506（Ｌ）によりアナログ楽音信
号に変換され、左右チャネル別に特には図示しないサウ
ンドシステムから放音される。ここで、ゲート4507
（Ｒ）及び4507（Ｌ）は、各々サンプルホールド信号S/
H（Ｒ）及びS/H（Ｌ）により開閉制御される。また、サ
ンプルホールド回路4505（Ｒ）及び4505（Ｌ）は、各々
第45図に概略的に示される如く、各チャネル信号をホー
ルドするためのキャパシタとバッファアンプ等によって
構成される。

次に、本実施例のステレオ動作を実現するための累算
器4502、4503、及びエンベロープジェネレータ4504の構
成を示す。

第46図に第45図の累算器4503の構成を示す。

同図において、各信号MF（Ｒ）、MF（Ｌ）は第45図の
モジュレータ周波数MFに対応し、RCLK、LCLK、RSET、LS
ET、RCLR、LCLRは、第45図では省略してあるが、各々コ
ントローラ4501から供給される制御信号である。また、
各回路の番号に「（Ｒ）」が付与されているものは右チ
ャネル用、「（Ｌ）」が付与されているものは左チャネ
ル用の回路である。

まず、右チャネル用の回路構成につき説明する。

コントローラ4501からの右チャネル用モジュレータ周
波数MF（Ｒ）は、フリップフロップ（以下、F/Fと呼
ぶ）4601（Ｒ）に入力し、コントローラ4501からクロッ
ク端子CLKに入力する右チャネル用セット信号RSETに従
ってセットされる。

F/F4601（Ｒ）の出力は、アダー4602（Ｒ）の入力Ａ
として入力する。アダー4602（Ｒ）の出力Ａ＋Ｂは、F/
F4603（Ｒ）を介して入力Ｂとしてフィードバックされ
る。この構成によりF/F4601（Ｒ）を介して入力する右
チャネル用モジュレータ周波数MF（Ｒ）が順次累算され
る。

ここで、累算結果のクリア動作は、コントローラ4501
からの右チャネル用クリア信号RCLRがF/F4603（Ｒ）を
クリアすることにより実行される。また、F/F4603
（Ｒ）では、そのクロック端子CLKに入力する右チャネ
ル用クロックRCLKの立ち下がりに同期してアダー4602
（Ｒ）の出力Ａ＋Ｂがセットされ、また、同クロックの
立ち上がりに同期してセットされた内容が出力される。
このフリップフロップを介して順次累算動作が実行され
る。

上記構成において、アダー4602（Ｒ）の出力Ａ＋Ｂと
して得られる右チャネル用の累算結果は、右チャネル用
クロックRLCKがハイレベルとなってアンド回路4604
（Ｒ）がオンとなる右チャネルの時分割タイミングで、
アンド回路4604（Ｒ）からオア回路4605を通り、第45図
の変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10として変調信号発生回路1
005に出力される。

次に、左チャネル用のF/F4601（Ｌ）、アダー4602
（Ｌ）、F/F4603（Ｌ）及びアンド回路4604（Ｌ）は、
上記右チャネル用のF/F4601（Ｒ）、アダー4602
（Ｒ）、F/F4603（Ｒ）及びアンド回路4604（Ｒ）と全
く同様の動作をする。そして、各回路は、コントローラ
4501からの左チャネル用モジュレータ周波数MF（Ｌ）、
左チャネル用クロックLCLK、左チャネル用セット信号LS
ET及び左チャネル用クリア信号LCLRに基づいて動作す
る。そして、アダー4602（Ｌ）の出力Ａ＋Ｂである左チ
ャネル用の累算結果は、左チャネル用クロックLCLKがハ
イレベルとなってアンド回路4604（Ｌ）がオンとなる左
チャネルの時分割タイミングで、アンド回路4604（Ｌ）
からオア回路4605を通り、第45図の変調波位相角ω_mt0
〜ω_mt10として変調信号発生回路1005に出力される。

次に第47図に、第45図の累算器4502の構成を示す。

F/F4701、アダー4702、F/F4703は、前記右チャネル用
のF/F4601（Ｒ）、アダー4602（Ｒ）、F/F4603（Ｒ）と
全く同様の動作をする。そして、各回路は、コントロー
ラ4501からのキャリア周波数CF、右チャネル用クロック
RCLK、右チャネル用セット信号RSET及び右チャネル用ク
リア信号RCLRに基づいて動作する。アダー4702の出力Ａ
＋Ｂである累算結果は、左及び右の各チャネル共通の搬
送波位相角ω_ct0〜ω_ct10として、第45図の搬送信号発
生回路1003に出力される。

更に第48図に、第45図のエンベロープジェネレータ45
04の構成を示す。

同図において、各信号ED（Ｒ）、ED（Ｌ）、ED（Ａ）
は第45図の設定データEDに対応し、RCLK、LCLKは、第45
図では省略してあるが、各々コントローラ4501から供給
される制御信号である。

右チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回
路4801（Ｒ）は、予めコントローラ4501より設定される
右チャネル変調深度関数用設定データED（Ｒ）に基づい
て、右チャネルの変調深度関数用のエンベロープデータ
を右チャネル用クロックRCLKの立ち上がりに同期して発
生する。この回路は、通常の電子楽器に用いられる公知
のエンベロープジェネレータをそのまま適用できるた
め、詳細は省略する。

上記右チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発
生回路4801（Ｒ）の出力は、右チャネル用クロックRCLK
がハイレベルとなってアンド回路4802（Ｒ）がオンとな
る右チャネルの時分割タイミングで、アンド回路4802
（Ｒ）からオア回路4803を通り、変調深度関数I0〜I10
として第45図の乗算器1007に出力される。

左チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回
路4801（Ｌ）は右チャネル変調深度関数用エンベロープ
データ発生回路4801（Ｒ）と同様、予めコントローラ45
01より設定される左チャネル変調深度関数用設定データ
ED（Ｌ）に基づいて左チャネルの変調深度関数用のエン
ベロープデータを、左チャネル用クロックLCLKの立ち上
がりに同期して発生する。

上記左チャネル変調深度関数用エンベロープデータ発
生回路4801（Ｌ）の出力は、左チャネル用クロックLCLK
がハイレベルとなってアンド回路4802（Ｌ）がオンとな
る左チャネルの時分割タイミングで、アンド回路4802
（Ｌ）からオア回路4803を通り、変調深度関数I0〜I10
として第45図の乗算器1007に出力される。

振幅係数用エンベロープデータ発生回路4804も右チャ
ネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回路4801
（Ｒ）等と同様、予めコントローラ4501より設定される
振幅係数用設定データED（Ａ）に基づいて、振幅係数用
のエンベロープデータを右チャネル用クロックRCLKの立
ち上がりに同期して発生する。

上記振幅係数用エンベロープデータ発生回路4804の出
力は、振幅係数AMP0〜AMP9として第45図の乗算器1010に
出力される。

以上に示される累算器4502、4503及びエンベロープジ
ェネレータ4504を中心とした第45図の回路全体の動作に
ついて、第49図の動作タイミングチャートに従って説明
する。

まず、演奏者は、特に図示しない設定部で、右チャネ
ルから出力したい楽音のエンベロープを設定する。これ
により、第45図のコントローラ4501は、第48図の右チャ
ネル変調深度関数用設定データED（Ｒ）として、右チャ
ネル変調深度関数用エンベロープデータ発生回路4801
（Ｒ）にパラメータを設定する。次に、演奏者は同様に
左チャネルから出力したい楽音のエンベロープを設定す
る。これにより、左チャネル変調深度関数用設定データ
ED（Ｌ）として、左チャネル変調深度関数用エンベロー
プデータ発生回路4801（Ｌ）にパラメータが設定され
る。更に、演奏者は同様に左及び右の各チャネル共通の
出力振幅のエンベロープを設定する。これにより、振幅
係数用設定データED（Ａ）として、振幅係数用エンベロ
ープデータ発生回路4804にパラメータが設定される。

上記設定動作の後に演奏動作が開始され、特には図示
しない鍵盤部等で演奏者が押鍵動作を行って音高を指定
すると、第45図のコントローラ4501がその音高情報に対
応するキャリア周波数CFを第47図のF/F4701にセットす
る。これと共に、上記キャリア周波数CFに対して特定の
関係にある右チャネル用モジュレータ周波数MF（Ｒ）が
第46図のF/F4601（Ｒ）にセットされ、また、右チャネ
ルと若干異なる関係にある左チャネル用モジュレータ周
波数MF（Ｌ）がF/F4601（Ｌ）にセットされる。

続いて、第46図のF/F4603（Ｒ）、4603（Ｌ）、及び
第47図のF/F4703の各々が、各クリア信号RCLR、LCLRに
よってクリアされる。その後、右チャネル用クロックRL
CK及び左チャネル用クロックLCLKに従って、順次累算動
作が実行される。

この場合、第45図の累算器4503で、は第49図（ｇ）の
ように右チャネル用クロックRCLKがハイレベルとなる右
チャネルの時分割タイミングで第46図のアンド回路4604
（Ｒ）がオンとなることにより、変調波位相角ω_mt0〜
ω_mt10として、第49図（ａ）のように右チャネル用のデ
ータが出力される。逆に、左チャネル用クロックLCLKが
ハイレベルとなる左チャネルの時分割タイミングで、第
46図のアンド回路4604（Ｌ）がオンとなることにより、
第49図（ａ）のように左チャネル用のデータが出力され
る。

上記と同様に、第45図のエンベロープジェネレータ45
04内の変調深度関数を出力する部分では、右チャネル及
び左チャネルの各時分割タイミングで第48図のアンド回
路4802（Ｒ）及び4802（Ｌ）が交互にオンとなることに
より、変調深度関数I0〜I10として、第49図（ｃ）のよ
うに右チャネル用及び左チャネル用のデータが交互に出
力される。

一方、第45図の累算器4502では、右チャネルの時分割
タイミングの区切り毎に累算動作が実行されるため、搬
送波位相角ω_ct0〜ω_ct10として、第49図（ｂ）に示す
ように左及び右の各チャネル共通のデータが出力され
る。

同様に、第45図のエンベロープジュネレータ4504内の
振幅係数を出力する部分では、右チャネルの時分割タイ
ミングの区切り毎に新たなエンベロープデータが出力さ
れるため、振幅係数AMP0〜AMP9として、第49図（ｄ）に
示すように左及び右の各チャネル共通のデータが出力さ
れる。

以上のようにして出力される各データに基づいて、第
45図の搬送信号発生回路1003、変調信号発生回路1005、
乗算器1007、アダー1008、三角波デコーダ1009及び乗算
器1010が、既に説明した各処理を実行することにより、
右チャネル及び左チャネルの各々に対応するデコード出
力MA0〜MA9が、各時分割タイミングで得られる。

ここで、第49図（ｅ）及び（ｆ）のように、右チャネ
ル及び左チャネルの各時分割タイミングにおいて、各サ
ンプルホールド信号S/H（Ｒ）及びS/H（Ｌ）が交互にハ
イレベルとなって、ゲート4507（Ｒ）及び4507（Ｌ）が
交互にオンとなる。これにより、前記右チャネル及び左
チャネルの各々に対応するデコード出力MA0〜MA9が、D/
A変換器1011でアナログ信号に変換された後、各チャネ
ル対応のサンプルホールド回路4505（Ｒ）及び4505
（Ｌ）に交互に振り分けられる。そして、LPF4506
（Ｒ）及び4506（Ｌ）を介して、右チャネル及び左チャ
ネルの各々に対応する楽音出力が得られ、特には図示し
ないサウンドシステムから放音される。

以上のように、第45図の回路全体が、左及び右の各チ
ャネルに対応して時分割動作し、この場合、各チャネル
毎に生成される変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10及び変調深
度関数I0〜I10によって、各チャネルで互いにわずかに
異なる変調が行われたステレオ出力が得られる。

この場合、例えば、ステレオでコーラス感を得たけれ
ば、変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10を数Hz〜数十Hzに設定
し、その場合、右チャネルと左チャネルで変調波位相角
ω_mt0〜ω_mt10の周波数をわずかに周波数を異ならせる
か、あるいは、変調深度関数I0〜I10の値をわずかに異
ならせればよい。

上記第10の実施例では、変調波位相角ω_mt0〜ω_mt10
及び変調深度関数I0〜I10を左及び右の各チャネルで別
々に設定できるようにしている。これに対して、搬送波
位相角ω_ct0〜ω_ct10を、演奏操作に基づく音高指定値
に基づいて、左及び右の各チャネルでわずかにデチュー
ンしたり、振幅係数AMP0〜AMP9値を左及び右の各チャネ
ルで異ならせるようにしてもステレオ効果を得ることが
できる。

また、本実施例では、左及び右の各ステレオチャネル
あたり各々１チャネルずつの楽音波形を出力するための
回路として説明した。これに対して、第45図の各回路を
更にポリフォニックで時分割動作されるように構成し、
各サンプルホールド回路4505（Ｒ）及び4505（Ｌ）の入
力段で、各時分割チャネルの楽音が各サンプリング周期
毎に累算されるように構成すれば、複数の楽音波形が並
列にステレオで発音されるようにすることが可能とな
る。

更に、本実施例は、変調を１段のみ行う電子楽器とし
て実現したが、前述した第２の実施例等のように、１段
の変調回路を１モジュールとして、複数のモジュールを
任意に組合わせて接続された回路に適用することも可能
である。これにより、より豊かな倍音成分を含む楽音の
発音が可能となる。

なお、２チャネルのステレオだけでなく、例えば４チ
ャネル、５チャネル等、多チャネルのステレオで楽音を
発音する回路を構成することも可能である。

第11の実施例の説明続いて、本発明の第11の実施例について説明する。

第50図は、本発明の第11の実施例の構成図である。同
図において、搬送波ROM101、変調波ROM102、MUL103、AD
D104、デコーダ105及びMUL106からなる基本的構成部分
は、第１図の第１の実施例と同様であり、従って、その
基本的な動作も前述した通りである。

この場合、本実施例では、搬送波位相角ω_ct、変調波
位相角ω_mt、変調深度関数Ｉ（ｔ）及び振幅係数Ａ
（ｔ）の生成の仕方に特徴がある。自然楽器において、
演奏者の演奏操作に応じて楽音が発音される場合、その
楽音のピッチ、音色、音量等は、時間的に一定の割合で
変化するだけでなく、一般にある程度ランダムにゆらぐ
場合が多い。そこで、本実施例では、上記各信号が生成
される場合に、ランダムな変化が付加されるように、制
御が行われる。これにより、本実施例は、単一正弦波の
みの楽音から多くの倍音成分を有する楽音まで連続的に
生成することができると同時に、発音される楽音のピッ
チ、音色、音量等に自然なゆらぎを付加することが可能
となる。

第50図において、演奏者が鍵盤部5001を操作すること
により、操作された鍵に対応する周波数ナンバー情報
が、周波数ナンバーメモリ5002から読み出される。

周波数ナンバー情報は、搬送波ROM101から搬送信号W_c
を読み出すときの読み出し幅を示す情報である。そし
て、周波数ナンバー情報は、ADD5003、MUL5007を介して
累算器5009に入力し、ここで同情報が順次累算されるこ
とにより搬送波位相角ω_ctが生成される。

この場合、搬送波位相角ω_ctはMUL106から発音される
波形出力ｅの基本的なピッチを決定するため、周波数ナ
ンバー情報が大きい値であれば波形出力ｅのピッチは高
くなり、小さい値であれば波形出力ｅのピッチは小さく
なる。なお、MUL5007では、値が１以上の係数ｋが周波
数ナンバー情報に乗算され、これにより累算器5009から
出力される搬送波位相角ω_ctの振幅は、累算器5012から
出力される変調波位相角ω_mtの振幅に比較して、相対的
に大きくなる。この処理は、搬送波ROM101から出力され
る搬送信号W_cの周波数が、後述する変調波ROM102を介し
て出力される変調信号W_Mの周波数より相対的に大きくな
るようにして、楽音のピッチが搬送信号W_cの周波数に基
づいて制御されるようにするための処理である。

今、ランダム用エンベロープジェネレータ5004（以
下、ランダム用EG5004と呼ぶ）は、鍵盤部5001での押鍵
の速さに応じた第51図に示されるような特性のエンベロ
ープ信号を生成する。ここで、ATはアタック部、DKはデ
ィケイ部、SUはサスティーン部、REはリリース部を示
す。そして、このエンベロープ信号は、ADD5006を通っ
てADD5003において周波数ナンバー情報に加算される。
従って、波形出力ｅのピッチは第51図のエンベロープ特
性に従って変化する。すなわち、例えばキーオン直後の
アタック部ATにおいてピッチが急激に高くなり、ディケ
イ部DKでピッチが減衰し、サスティーン部SUで一定のピ
ッチになり、キーオフ後のリリース部REで更にピッチが
減衰する。

上記動作において、ランダム用EG5004がアタック部AT
のアンベロープ信号を出力している場合に、ランダムジ
ェネレータ5005（以下、RND5005と呼ぶ）に指示が出さ
れる。RND5005は、乱数値を発生してランダム信号とし
て出力する装置である。これにより、アタック部ATの期
間のみRND5005からランダム信号が出力され、ADD5006に
おいてランダム用EG5004からのエンベロープ信号に加算
される。そして、上記加算結果はADD5003において周波
数ナンバー情報に加算される。従って、アタック部ATの
期間のみ、周波数ナンバー情報の変化成分にランダムに
変化する成分が付加され、発音開始直後の楽音のピッチ
に自然なゆらぎを付加することができる。

次に、ADD5003から出力される周波数ナンバー情報
は、ADD5011を通って累算器5012に入力し、ここで順次
累算される。そして、累算器5012の出力として変調波位
相角ω_mtが生成される。

この場合、変調波位相角ω_mtはMUL106から発音される
波形出力ｅの音色を決定し、特に波形出力ｅの倍音成分
の周波数を決定する。

上記動作において、ランダム用EG5004が、前述した如
くアタック部ATのエンベロープ信号を出力している場合
に、RND5010に指示が出される。RND5010は、RND5005と
は非同期に乱数値を発生してランダム信号として出力す
る装置である。これにより、アタック部ATの期間のみRN
D5010からランダム信号が出力され、ADD5011において周
波数ナンバー情報に加算される。従って、アタック部AT
の期間のみ、周波数ナンバー情報の変化成分に、前記搬
送波位相角ω_ctの生成時とは別のランダムに変化する成
分が付加され、発音開始直後の楽音の音色、特に倍音成
分の周波数に自然なゆらぎを付加することができる。

次に、変調信号W_Mの振幅はMUL103で乗算される変調深
度関数Ｉ（ｔ）によって制御され、これにより第１の実
施例で説明したように変調の深さが決まり（第４図
（ａ）〜（ｃ）等参照）、波形出力ｅの倍音成分の各振
幅特性が定まる。そして、変調深度関数Ｉ（ｔ）の基本
的な特性は、変調深度関数用エンベロープジェネレータ
5013（以下、変調深度関数用EG5013と呼ぶ）で決定され
る。

今、変調深度関数用EG5013は、ランダム用EG5004と同
様、鍵盤部5001での押鍵の速さに応じてエンベロープ信
号を生成する。その特性は、第51図と同様である。もち
ろん、アタック部AT、ディケイ部DK、サスティーン部SU
及びリリース部REの各特性は、異なるものとしてよい。
そして、このエンベロープ信号は、ADD5015を通って変
調深度関数Ｉ（ｔ）としてMUL103に供給される。従っ
て、上記エンベロープ信号の特性に基づいて、搬送信号
W_cによる変調特性が変化し、波形出力ｅの音色、特に倍
音成分の各振幅特性が変化する。

上記動作において、変調深度関数用EG5013がサスティ
ーン部SU（第51図参照）のエンベロープ信号を出力して
いる場合に、RND5014に指示が出される。RND5014は、RN
D5005、RND5010とは非同期に乱数値を発生してランダム
信号として出力する装置である。これにより、サスティ
ーン部SUの期間のみRND5010からランダム信号が出力さ
れ、ADD5015において変調深度関数用EG5013からのエン
ベロープ信号に加算される。そして、上記加算結果は前
述の如く変調深度関数Ｉ（ｔ）として、MUL103において
変調信号W_Mに乗算される。従って、サスティーン部SUの
期間のみ、変調信号W_Mの変化成分にランダムに変化する
成分が付加され、サスティーン部分における楽音の音
色、特に倍音成分の振幅特性の変化に自然なゆらぎを付
加することができる。

次に、波形出力ｅの最終的な振幅（音量）は、MUL106
で乗算される振幅係数Ａ（ｔ）によって制御され、これ
により波形出力ｅの音量特性が定まる。そして、振幅係
数Ａ（ｔ）の基本的な特性は、音量用エンベロープジェ
ネレータ5018（以下、音量用EG5016と呼ぶ）で決定され
る。

今、音量用EG5016は、ランダム用EG5004、変調深度関
数用EG5013と同様、鍵盤部5001での押鍵の速さに応じて
エンベロープ信号を生成する。その特性は、第51図と同
様である。このエンベロープ信号は、ADD5018を通って
振幅係数Ａ（ｔ）としてMUL106に供給される。従って、
上記エンベロープ信号の特性に基づいて、波形出力ｅの
振幅特性すなわち音量特性が変化する。

上記動作において、音量用EG5016がサスティーン部SU
（第51図参照）のエンベロープ信号を出力している場合
に、RND5017に指示が出される。RND5017は、RND5005、R
ND5010、ランダム5014とは非同期に乱数値を発生してラ
ンダム信号として出力する装置である。これにより、サ
スティーン部SUの期間のみRND5017からランダム信号が
出力され、ADD5018において音量用EG5016からのエンベ
ロープ信号に加算される。そして、上記加算結果は前述
の如く振幅係数Ａ（ｔ）として、MUL106においてデコー
ド出力Ｄに乗算される。従って、サスティーン部SUの期
間のみ、波形出力ｅの変化成分にランダムに変化する成
分が付加され、サスティーン部分における楽音の音量の
変化に自然なゆらぎを付加することができる。

以上の実施例では、楽音特性のアタック部ATにおいて
ピッチ特性及び倍音成分の周波数特性にランダムに変化
する成分が付加されるようにし、また、サスティーン部
SUにおいて倍音成分の振幅特性及び音量特性にランダム
に変化する成分が付加されるようにしたが、これに限ら
れるものではなく、アタック部AT、ディケイ部DK、サス
ティーン部SU、リリース部RE等の任意の部分で上記動作
が行われるようにしてもよい。

また、上記実施例では、電子鍵盤楽器における鍵盤部
5001での演奏操作に基づいて制御が行われるようにした
が、これに限られるものではなく、電子管楽器、電子弦
楽器等による演奏操作に基づいて制御が行われるように
してもよい。

第12の実施例の説明最後に、本発明の第12図の実施例について説明する。

第52図は、本発明の第12の実施例の構成図である。同
図において、搬送波ROM101、変調波ROM102、MUL103、AD
D104、デコーダ105及びMUL106からなる基本的構成部分
は、第１図の第１の実施例と同様であり、従って、その
基本的な動作も前述した通りである。

この場合、本実施例では、搬送波位相角ω_ctと変調波
位相角ω_mtの設定の仕方に特徴がある。自然楽器におい
て、発音される楽音の倍音成分の周波数構成は、楽音の
音色（楽器の種類）によって異なるのみでなく、例えば
低音域と高音域、或いは演奏操作の速さ（強弱）等によ
っても変化する場合が多い。そこで、本実施例では、上
記各信号が生成される場合に、音色設定及び演奏操作に
応じて発音される楽音の倍音特性が変化するように制御
が行われる。これにより、本実施例は、単一正弦波のみ
の楽音から多くの倍音成分を有する楽音まで連続的に生
成することができると同時に、そのときの倍音成分の周
波数構成を音色設定及び演奏操作に応じて変化させるこ
とが可能となる。

第52図において、演奏者が鍵盤部5201を操作すること
により、操作された鍵に対応する周波数ナンバー情報
が、周波数ナンバーメモリ5202から読み出される。

周波数ナンバー情報は、搬送波ROM101から搬送信号W_c
を読み出すときの読み出し幅を示す情報である。そして
周波数ナンバー情報は、MUL5203を介して累算器5205に
入力し、ここで同情報が順次累算されることにより搬送
波位相角ω_ctが生成される。

この場合、第11の実施例の場合と同様、搬送波位相角
ω_ctはMUL106から発音される波形出力ｅの基本的なピッ
チを決定するため、周波数ナンバー情報が大きい値であ
れば波形出力ｅのピッチは高くなり、小さい値であれば
波形出力ｅのピッチは小さくなる。

一方、周波数ナンバーメモリ5202から読み出された上
記周波数ナンバー情報は、MUL5206を通って累算器5207
に入力し、ここで順次累算される。そして、累算器5207
の出力として、変調波位相角ω_mtが生成される。

この場合、第11の実施例の場合と同様、変調波位相角
ω_mtがMUL106から発音される波形出力ｅを音色を決定す
る。

ここで、上述のようにして生成される搬送波位相角ω
_ct及び変調波位相角ω_mtの各値の比は、波形出力ｅの倍
音成分の周波数構成を決定する。そこで、本実施例で
は、搬送波位相角ω_ctと変調波位相角ω_mtの各値の比
を、以下のようにして制御する。

周波数比制御情報発生器5204は、演奏者によって設定
される音色の種類、各音色毎に鍵盤部5201で押鍵される
鍵の音域と押鍵の速さによって、異なる周波数比制御情
報K_cとK_mの組を記憶している。従って、特には図示しな
い音色設定スイッチによって音色の設定がなされ、その
後、演奏者による鍵盤部5201での押鍵操作により鍵盤部
5201から発生されるキーコードKC及びベロシティＶに基
づいて、対応する周波数比制御情報K_cとK_mの組が周波数
比制御情報発生器5204から出力される。

そして、上記周波数比制御情報K_cは、MUL5203におい
て搬送波位相角ω_ctを生成するための周波数ナンバー情
報に乗算される。また、上記周波数比制御情報K_mは、MU
L5206において変調波位相角ω_mtを生成するための周波
数ナンバー情報に乗算される。これにより、設定された
音色、押鍵された鍵の音域及び押鍵の速さによって、搬
送波位相角ω_ctと変調波位相角ω_mtの値の比が変化し、
MUL106から出力される波形出力ｅの倍音成分の周波数構
成が変化する。

上記動作により、設定された音色のみならず、押鍵さ
れた鍵の音域及び押鍵の速さによっても、楽音の倍音成
分の周波数構成を変化させることができ、アコースティ
ック楽器の楽音と同様に変化する楽音を発音させること
が可能となる。

なお、変調波位相角ω_mtに基づいて変調波ROM102から
出力される変調信号W_Mの振幅は、MUL103で乗算される変
調深度関数Ｉ（ｔ）によって制御され、これにより第１
の実施例で説明した如く変調の深さが決まり（第４図
（ａ）〜（ｃ）等参照）、波形出力ｅの倍音成分の各振
幅特性が定まる。この場合、変調深度関数Ｉ（ｔ）は、
特に図示していないが、鍵盤部5201における押鍵の速
さ、及び押鍵後の時間経過等によって変化するように構
成できる。これにより、波形出力ｅの倍音成分の各振幅
特性を制御できる。

また、波形出力ｅの最終的の振幅（音量）は、MUL106
で乗算される振幅係数Ａ（ｔ）によって制御され、これ
により波形出力ｅの音量特性が定まる。この場合、振幅
係数Ａ（ｔ）も、特には図示していないが、鍵盤部5201
における押鍵の速さ、及び押鍵後の時間経過等によって
変化するように構成できる。これにより、波形出力ｅの
音量特性を制御できる。

以上の実施例において、周波数比制御情報発生器5204
から出力される周波数比制御情報K_cとK_mの値の組合わせ
は、例えば「１と２」「１と３」「１と４」の如くであ
り、これにより搬送波位相角ω_ctに基づく波形出力ｅの
ピッチ周波数は、周波数ナンバーメモリ5202からの周波
数ナンバー情報に直接対応する周波数となる。しかし、
K_cとＫの組合わせを例えば「２と５」「３と６」の如く
としてもよく、この場合は、波形出力ｅのピッチ周波数
は、周波数ナンバー情報にK_cの値を乗じた値に対応する
周波数となる。

また、上記実施例では、電子鍵盤楽器における鍵盤部
5201での演奏操作に基づいて制御が行われるようにした
が、これに限られるものではなく、電子管楽器、電子弦
楽器等の電子楽器における演奏操作に基づいて制御が行
われるようにしてもよい。

〔発明の効果〕

本発明の第１の態様によれば、楽音波形の周波数特性
として倍音成分を付加させることができ、実際の楽器の
楽音に近い楽音を合成できるほか、個性的な合成音等も
得ることができる。

この場合、上記混合率を演奏開始前に設定するだけで
なく、楽音波形の発音開始以後時間的に変化させること
により、楽音波形の周波数特性を発音開始以後徐々に変
化させることが可能となる。

特に、本発明では、混合制御部で予め変調信号の混合
率を０に設定しておけば、正弦波又は余弦波のみからな
る楽音波形を発生させることが可能である。又は、演奏
中において、楽音の発音開始直後は例えば混合率が高い
値になるようにし、それ以後の時間経過と共に混合率を
０に近づけることで、高次倍音を多く含む状態から単一
正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になるよ
うに、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することがで
きる。このように、実際の楽器の楽音の如く、発音開始
以後、高次の倍音成分の振幅が徐々に減少してゆき、最
終的には単一正弦波成分のみが残るような過程を実現で
きる。

なお、混合率が所定の値で搬送信号と変調信号の波形
形状が特定の形状である場合に、同一の効果が得られる
ようにすることも可能である。

また、上記制御と共に、振幅包絡制御部によって、波
形出力部から出力される楽音波形の振幅包絡特性も、時
間的に例えば減衰するように制御することにより、実際
の楽器の楽音の如く、発音開始以後、楽音波形が徐々に
減衰してゆく過程を実現することができる。

次に、本発明の第２の態様によれば、第１の態様での
特徴に加え、混合制御部での混合特性を、演奏開始前に
設定するだけでなく演奏情報であるベロシティ情報又は
鍵域情報等に対応して変化させることにより、楽音波形
の周波数特性を演奏操作に応じて変化させることが可能
となる。特に、混合特性を制御することにより、搬送信
号と変調信号とで定まる倍音成分の各振幅値を制御する
ことが可能となる。

続いて、本発明の第３の態様によれば、まず、基本処
理部１つで、第１の態様と同様に、単一周波数の正弦波
又は余弦波のみからなる楽音波形から、多くの高次倍音
成分を含む楽音波形まで、容易に生成することができ
る。そして、その基本処理部に対して、第１の接続を行
えば単一正弦波又は余弦波のみからなる波形信号を生成
できる。また、第２の接続を行えば、変調された波形信
号を更に次の変調波形として用いるため、非常に深く変
調がなされた波形信号を生成できる。更に、第３の接続
を行えば、異なる倍音成分を含む波形信号が混合された
波形信号が得られる。そして、これらの各接続を組み合
わせて最終的に楽音波形を得ることにより、非常に複雑
な特性を有する楽音波形を生成できる。

また、第３の態様において、基本処理部を複数個接続
する構成ではなく、１つの基本処理部を時分割動作させ
る構成とすることにより、１つの基本処理部を用いて、
上述の場合と同様の効果を得ることができ、回路規模を
縮小できると共に、接続組合わせの自由度の高い構成を
実現できる。

本発明の第４の態様によれば、ユーザである演奏者
は、第３の態様の楽音波形発生装置において、効率的な
接続組合わせの設定を行うことができ、これを分かり易
い形式で表示させることができるため、非常に操作性の
良い楽音波形発生装置を実現することができる。

本発明の第５の態様によれば、例えば高次倍音性分を
非常に多く含む楽音波形を発生できる接続組合わせか
ら、単一正弦波又は余弦波成分のみを含む楽音波形を発
生できる接続組合わせに、発音途中で自動的に変更する
ことができるため、非常に幅の広い発音動作を行うこと
が可能となる。

本発明の第６の態様によれば、第３の態様に基づく動
作をポリフォニックで実現することが可能となる。

次に、本発明の第７の態様によれば、第３の態様にお
ける第１〜第３の接続に加えて、１つの基本処理部への
変調信号入力を自己の基本処理部で得られる波形信号を
フィードバックした信号とする第４の接続を含むことに
より、楽音波形の倍音成分の振幅包絡特性を特有なもの
にすることができ、特徴的な楽音波形を生成することが
できる。特に、本発明のように、単純な接続組合わせで
も十分な倍音成分を得られる一方、単一正弦波成分又は
単一余弦波成分のみの楽音波形も容易に得ることができ
る構成に適用した場合、大きな効果が得られる。

本発明の第８の態様によれば、第７の態様と異なり、
波形信号を変調信号へフィードバックする基本処理部
を、自己の基本処理部ではなく、いくるか前の基本処理
部とすることにより、楽音波形の倍音成分の振幅包絡時
性を、第７の態様とは異なる特有なものにすることがで
き、特徴的な楽音波形を生成することができる。

本発明の第９の態様にほれば、変調信号発生部で複数
種類の変調信号を選択的に発生できるため、混合制御部
で搬送信号に混合される変調信号の特性を可変させるこ
とが可能となる。この結果、波形出力部から様々な倍音
特性を有する多くの種類の楽音波形を出力させることが
可能となる。

次に、本発明の第10の態様によれば、例えば変調信号
や混合率等が各ステレオチャネル間で互いに異なるよう
に各ステレオチャネル毎にこれらを独立して制御し、搬
送信号は共通して、各ステレオチャネル毎の混合信号を
生成すると共に、これら独立に生成された混合信号に基
づいて変調を行うことにより、各ステレオチャネル毎の
楽音波形を容易に得ることができる。

本発明の第11の態様によれば、本発明の特徴である単
一正弦波又は余弦波のみの成分を有する楽音波形から多
くの倍音成分を有する楽音まで連続的に生成できると同
時に、発音される楽音のピッチ、音色、音量等に自然な
ゆらぎを付加できる。これにより、自然楽器のゆらぎに
似た特性を実現することが可能となる。

最後に本発明の第12の態様によれば、第２の態様と同
様、設定音色、押鍵操作又は押鍵された鍵の鍵域に応じ
て、楽音波形の周波数特性を変化させることが可能とな
る。特に、搬送信号と変調信号の周波数比を制御するこ
とにより、倍音成分の周波数構成そのものを制御するこ
とが可能となる。この結果、第２の態様とは異なった特
有の特性を、楽音波形に付加させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、第１の実施例の原理構成図、第２図は、第１の実施例の原理構成における搬送波ROM
の記憶内容を示した図、第３図は、第１の実施例の原理構成を無変調時の動作説
明図、第４図（ａ）〜（ｉ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるＩ（ｔ）と波形出力ｅの関係を示した図（ω_mt＝ω
_ct）、第５図（ａ）〜（ｉ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるＩ（ｔ）と波形出力ｅの周波数特性の関係を示した
図（ω_mt＝ω_ct）、第６図は、第１の実施例の原理構成における波形出力ｅ
の周波数特性の比較図、第７図（ａ），（ｂ）は、第１の実施例の原理構成にお
けるω_ctとω_mtの比及びＩ（ｔ）の値を変化させたとき
の波形出力ｅを示した図、第８図（ａ）〜（ｄ）は、第１の実施例の原理構成にお
ける搬送波ROMと三角波デコーダの記憶波形の他の態様
を示した図、第９図（ａ）〜（ｃ）は、第１の実施例の原理構成にお
ける変調波ROMの記憶波形の例を示した図、第10図は、第１の実施例の具体的構成図、第11図は、第１の実施例の具体的構成における搬送信号
発生回路の第１の回路例を示した図、第12図（ａ）〜（ｆ）は、第１の実施例の具体的構成に
おける搬送信号発生回路の第１の回路例の動作説明図、第13図は、第１の実施例の具体的構成における搬送信号
発生回路の第２の回路例を示した図、第14図（ａ）〜（ｇ）は、第１の実施例の具体的構成に
おける搬送信号発生回路の第２の回路例の動作説明図、第15図は、第１の実施例の具体的構成における三角波デ
コーダの回路例を示した図、第16図は、第２の実施例の具体的構成図、第17図は、第２の実施例の具体的構成図におけるエンベ
ロープジュネレータの出力特性図、第18図は、第２の実施例の具体的構成図におけるアドレ
スデータ値と設定データの種類の関係図、第19図は、第２の実施例の具体的構成におけるメイン動
作フローチャート、第20図は、第２の実施例の具体的構成におけるCFセット
の動作フローチャート、第21図は、第２の実施例の具体的構成におけるMFセット
の動作フローチャート、第22図は、第２の実施例の具体的構成におけるCh1セッ
トの動作フローチャート、第23図は、第２の実施例の具体的構成におけるCh2セッ
トの動作フローチャート、第24図は、第２の実施例の具体的構成におけるオン処理
の動作フローチャート、第25図は、第２の実施例の具体的構成におけるオフ処理
の動作フローチャート、第26図は、第２の実施例の具体的構成における音色デー
タを示した図、第27図は、第２の実施例の具体的構成におけるエンベロ
ープジェネレータの動作例を示した図、第28図は、第２の実施例の原理構成図、第29図は、第２の実施例の具体的構成図、第30図は、第２の実施例の具体的構成における累算器29
07の回路例を示した図、第31図は、第２の実施例の具体的構成における累算器29
08の回路例を示した図、第32図（ａ）〜（ｇ）は、第２の実施例の具体的構成の
動作タイミングチャート、第33図（ａ）〜（ｇ）は、第２の実施例の具体的構成に
おけるフォーメーション例を示した図、第34図は、第４の実施例の具体的構成図、第35図は、第５の実施例におけるフォーメーションの変
化例を示した図、第36図は、第５の実施例の動作タイミングチャート、第37図（ａ）、（ｂ）は、第６の実施例の動作タイミン
グチャート、第38図は、第７の実施例の具体的構成図、第39（ａ）〜（ｄ）は、第７の実施例の具体的構成にお
けるフォーメーション例を示した図、第40図は、第８の実施例におけるフォーメーション例を
示した図、第41図は、第９の実施例の原理構成図、第42図（ａ）〜（ｃ）は、第９の実施例の原理構成にお
ける変調波位相角ROMと三角波デコーダの動作説明図、第43図は、第９の実施例の原理構成におけるW_Mが鋸歯状
波の場合のW_Mと波形出力ｅの周波数特性との関係を示し
た図、第44図は、第９の実施例の具体的構成における変調波位
相角ROMの回路例を示した図、第45図は、第10の実施例の具体的構成図、第46図は、第10の実施例の具体的構成における変調信号
用の累算器の回路例を示した図、第47図は、第10の実施例の具体的構成における搬送信号
用の累算器の回路例を示した図、第48図は、第10の実施例の具体的構成におけるエンベロ
ープジェネレータの回路例を示した図、第49図（ａ）〜（ｈ）は、第10の実施例の具体的構成に
おけるステレオ動作のタイミングチャート、第50図は、第11の実施例の構成図、第51図は、アタック部、ディケイ部、サスティーン部及
びリリース部の特性例を示した図、第52図は、第12の実施例の構成図である。 101……搬送波ROM、 102……変調波ROM、 103、106……乗算器（MUL）、 104……加算器（ADD）、 105……デコーダ．

フロントページの続き (31)優先権主張番号特願平1 −18148 (32)優先日平１(1989)１月27日 (33)優先権主張国日本（ＪＰ）

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】搬送信号に変調信号を混合して得た混合信
号に基づいて楽音波形を発生する楽音波形発生装置であ
って、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変調信号を発生する変調信号発生手段と、該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意の混合
率までの間で制御する混合制御手段と、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
波形出力手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項２】前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の
角速度で増加する搬送波位相角ωct〔rad〕を入力とし
て、次式に示される搬送信号Wc〔rad〕を出力し、（π
は円周率、sinは正弦波演算を示す）、 W_c＝（π/2）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝π−（π/2）sinω_ct ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_c＝２π＋（π/2）sinω_ct ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
づいて楽音波形Ｄを出力する、Ｄ＝（2/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝−１＋（2/π）（３π/2−ｘ）・・・（2/π≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝−１＋（2/π）（ｘ−３π/2）・・・（３π/2≦ｘ≦２π）ことを特徴とする請求孔１記載の楽音波形発生装置。
【請求項３】前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の
角速度で増加する搬送波位相角ω_ct〔rad〕を入力とし
て、次式に示される搬送信号W_c〔rad〕を出力し（πは
円周率、sinは正弦波演算を示す）、 W_c＝（π/4）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝−（π/4）sinω_ct＋π ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_c＝（π/4）sinω_ct＋２π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
づいて楽音波形Ｄを出力する、Ｄ＝（4/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/4）Ｄ＝１・・・（π/4≦ｘ≦３π/4）Ｄ＝−（4/π）ｘ＋４・・・（３π/4≦ｘ≦５π/4）Ｄ＝−１・・・（５π/4≦ｘ≦７π/4）Ｄ＝（4/π）ｘ−８・・・（７π/4≦ｘ≦２π）ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項４】前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の
角速度で増加する搬送波位相角ω_ct〔rad〕を入力とし
て、次式に示される搬送信号W_c〔rad〕を出力し（πは
円周率を示す）、 W_c＝ω_ct/2 ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝ω_ct/2＋π/2 ・・・（π/2≦ω_ct≦３π/2） W_c＝ω_ct/2＋π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
づいて楽首波形Ｄを出力する（は正弦波演算を示す）、Ｄ＝sin 2x ・・・（０≦ｘ≦π/4）Ｄ＝１・・・（π/4≦ｘ≦３π/4）Ｄ＝sin（2x−π）・・・（３π/4≦ｘ≦５π/4）Ｄ＝−１・・・（５π/4≦ｘ≦７π/4）Ｄ＝sin（2x−２π）・・・（７π/4≦ｘ≦２π）ことを特徴とする請求硬１記載の楽音波形発生装置。
【請求項５】前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の
角速度で増加する搬送波位相角ω_ct〔rad〕を入力とし
て、次式に示される搬送信号W_c〔rad〕を出力し（πは
円周率、sinは正弦波演算を示す）、 W_c＝ω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝−（π/2）sinω_ct＋π ・・・（π/2≦ω_ct≦３π＋２） W_c＝W_ct ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
づいて楽音波形Ｄを出力する、Ｄ＝sin x ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝−（π/2）ｘ＋２・・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝sin x ・・・（３π/2≦ｘ≦２π）ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項６】前記搬送信号発生手段は、時間的に一定の
角速度で増加する搬送波位相角ω_ct〔rad〕を入力とし
て、次式に示される搬送信号W_c〔rad〕を出力し（πは
円周率、sinは正弦波演算を示す）、 W_c＝（π/2）sinω_ct ・・・（０≦ω_ct≦π/2） W_c＝ω_ct ・・・（π/2≦ω_ct3π/2） W_c＝（π/2）sinω_ct＋２π ・・・（３π/2≦ω_ct≦２π）前記波形出力手段は、混合信号ｘを入力として次式に基
づいて楽音波形Ｄを出力する、Ｄ＝（2/π）ｘ・・・（０≦ｘ≦π/2）Ｄ＝sin x ・・・（π/2≦ｘ≦３π/2）Ｄ＝（2/π）ｘ−４・・・（３π/2≦ｘ≦２π）ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項７】前記混合制御手段による前記変調信号の前
記搬送信号に対する混合率を、前記楽音波形の発音開始
以後時間的に変化させる混合率制御手段を含む、ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項８】前記波形出力手段から出力される前記楽音
波形の振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡制御
手段を含む、ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項９】前記搬送信号発生手段、変調信号発生手
段、混合制御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャ
ンネルに対して時分割で処理を行い、該各発音チャネル
に対応して割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニ
ックで出力する、ことを特徴とする請求項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項１０】搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形を発生する楽音波形発生方法で
あって、搬送信号を発生する搬送信号発生ステップと、変調信号を発生する変調信号発生ステップと、該変調信号を前記搬送信号発生ステップにより発生され
る搬送信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前
記変調信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意
の混合率までの間で制御する混合制御ステップと、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御ステッ
プにより出力される混合信号を入力として楽音波形を出
力する波形出力ステップと、を含み、前記波形出力ステップにおける前記所定の関数関係は正
弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記
搬送信号発生ステップにより発生される搬送信号は、前
記混合制御ステップにおいて前記変調信号の前記搬送信
号に対する混合率が０になるように制御された場合に前
記波形出力ステップにより発生される前記楽音波形が正
弦波又は余弦波となるように設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生方法。
【請求項１１】搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形を発生し、該楽音波形の特性を
演奏操作に応じて発生される演奏情報に基づいて制御す
る楽音波形発生装置であって、前記演奏情報に対応する搬送信号を発生する搬送信号発
生手段と、前記演奏情報に対応する変調信号を発生する変調信号発
生手段と、該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
信号の前記搬送信号に対する混合率が前記演奏情報に対
応した混合特性に従って変化するように制御する混合制
御手段と、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
波形出力手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項１２】前記演奏操作は鍵盤の押鍵操作であり、前記混合制御手段は、前記混合特性を前記押鍵操作の速
さ又は前記押鍵された鍵の鍵域のうち少なくとも一方に
対応させて制御する、ことを特徴とする請求項11記載の楽音波形発生装置。
【請求項１３】前記波形出力手段から出力される前記楽
音波形の振幅包絡特性を前記演奏情報に対応させて時間
的に変化させる振幅包絡制御手段を含む、ことを特徴とする請求項11記載の楽音波形発生装置。
【請求項１４】前記搬送信号発生手段、変調信号発生手
段、混合制御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャ
ネルに対して時分割で処理を行い、該各発音チャネルに
対応して割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニッ
クで出力する、ことを特徴とする請求項11記載の楽音波形発生装置。
【請求項１５】各々が、搬送信号を発生する搬送信号発
生手段と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を
出力する混合信号出力手段と、入力と出力とが所定の関
数関係を有すると共に前記混合信号出力手段により出力
される前記混合信号を入力として波形信号を出力する波
形出力手段と、該波形出力手段により出力される前記波
形信号の時間的な振幅包絡特性を制御する振幅包絡特性
制御手段とを含む少なくとも１つの基本処理手段と、０又は０近傍の値をとる前記変調信号を１つの前記基本
処理手段に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新
たな変調信号入力として１つの前記基本処理手段に入力
する第２の接続、又は１つの前記基本処理手段で得られ
る波形信号に他の少なくとも１つの前記基本処理手段で
得られる各波形信号を混合して新たな波形信号を得る第
３の接続を、予め設定された接続組合わせに基づいて組
み合わせることにより、前記基本処理手段を接続し、最
終段から出力される波形信号を楽音波形として出力する
波形入出力制御手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合信
号出力手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号
に対する混合率が０である場合に前記波形出力手段によ
り発生される前記波形信号が正弦波又は余弦波となるよ
うに設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項１６】搬送信号を発生する搬送信号発生ステッ
プと、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力
する混合信号出力ステップと、入力とが出力と所定の関
数関係を有すると共に前記混合信号出力ステップにより
出力される前記混合信号を入力として波形信号を出力す
る波形出力ステップと、該波形出力ステップにより出力
される前記波形信号の時間的な振幅包絡特性を制御する
振幅包絡特性制御ステップと、からなる基本処理ステッ
プと、複数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期
内の前記各処理タイミング毎に、前記変調信号入力を値
０又は０近傍の値として前記基本処理ステップを実行し
て波形信号を得る第１の演算、又は現在の処理タイミン
グより前の処理タイミングで得られた波形信号を新たな
変調信号入力として前記基本処理ステップを実行して新
たな波形信号を得る第２の演算、又は前記第１若しくは
第２の演算と同様の演算を実行して波形信号を得てそれ
に現在の処理タイミングより前の少なくとも１つの処理
タイミングで得られた各波形信号を混合する第３の演算
を、予め設定された接続組合わせに基づいて実行し、前
記各演算周期内の最後の処型タイミングで得られた波形
信号をその演算周期の楽音波形として発生する波形人出
力制御ステップと、を含み、前記波形出力ステップにおける前記所定の関数関係は正
弦関数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記
搬送信号発生ステップにより発生される搬送信号は、前
記混合信号出力ステップにて混合される前記変調信号の
前記搬送信号に対する混合率が０である場合に前記波形
出力ステップにより発生される前記波形信号が正弦波は
余弦波となるように設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生方法。
【請求項１７】搬送信号を発生する搬送信号発生手段
と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を出力す
る混合信号出力手段と、入力と出力とが所定の関数関係
を有すると共に前記混合信号出力手段により出力される
前記混合信号を人力として波形信号を出力する波形出力
手段と、該波形出力手段により出力される前記波形信号
の時間的な振幅包絡特性を制御する振幅包絡特性制御手
段と、からなる基本処理手段と、複数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期
内の前記各処理タイミング毎に、前記変調信号入力を値
０又は０近傍の値として前記基本処理手段を動作させて
波形信号を得る第１の演算、又は現在の処理タイミング
より前の処埋タイミングで得られた波形信号を新たな変
調信号入力として前記基本処理手段を動作させて新たな
波形信号を得る第２の演算、又は前記第１若しくは第２
の演算と同様の演算を実行して波形信号を得てそれに現
在の処理タイミングより前の少なくとも１つの処理タイ
ミングで得られた各波形信号を混合する第３の演算を、
予め設定された接続組合わせに基づいて実行し、前記各
演算周期内の最後の処理タイミングで得られた波形信号
をその演算周期の楽音波形として発生する波形人出力制
御手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合信
号出力手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号
に対する混合率が０である場合に前記波形出力手段によ
り発生される前記波形信号か正弦波又は余弦波となるよ
うに設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項１８】前記波形入出力制御手段は、第１及び第２の累算手段と、前記基本処理手段から出力される波形信号を前記第１又
は第２の累算手段に選択的に入力させる第１のスイッチ
手段と、値０又は０近傍の値又は前記第２の累算手段の出力を前
記基本処理手段への変調信号として選択的に入力させる
第２のスイッチ手段と、複数の処理タイミングを１演算周期とし、該各演算周期
内の前記各処理タイミング毎に、前記第１及び第２の累
算手段での累算動作、並びに前記第１及び第２のスイッ
チ手段の選択動作を、前記予め設定された接続組合わせ
に基づいて制御することにより、前記各処理タイミング
単位で前記基本処理手段を多段動作させる多段動作制御
手段と、前記各演算周期の終了毎に前記第１の累算手段の出力を
その演算周期の楽音波形として出力する楽音波形出力手
段と、を含むことを特徴とする請求項17記載の楽音波形発生装
置。
【請求項１９】前記接続組合わせをユーザに設定させる
ための設定手段と、該設定手段で設定された接続組合わせを表示する表示手
段と、を含むことを特徴とする請求項17記載の楽音波形発生装
置。
【請求項２０】前記設定手段は、ユーザに対して、前記
各処理タイミング間の前記基本処理手段における入出力
関係をシンボル化された演算式によって設定させること
により、前記接続組合わせを設定させ、前記表示手段は、前記各処理タイミング間の前記基本処
理手段における人出力関係をシンボル化された演算式に
よって表示することにより、前記該設定手段で設定され
た接続組合わせを表示する、ことを特徴とする請求項19記載の楽音波形発生装置。
【請求項２１】前記表示手段は、前記各処理タイミング
毎の前記基本処理手段を１ユニットとし、該ユニット間
の接続関係を図形として表示することにより、前記設定
手段で設定された接続組合わせを表示する、ことを特徴とする請求項19記載の楽音波形発生装置。
【請求項２２】前記波形入出力制御ステップでは、前記
第１、第２又は第３の演算が、各楽音波形の発音開始後
に時間的にその組合わせが変化する予め設定された接続
組合わせに基づいて実行されることにより楽音波形が発
生される、ことを特徴とする請求項16記載の楽音波形発生方法。
【請求項２３】前記波形入出力制御手段は、前記第１、
第２又は第３の演算を、各楽音波形の発音開始後に時間
的にその組合わせが変化する予め設定された接続組合わ
せに基づいて実行することにより楽音波形を発生する、ことを特徴とする請求項17記載の楽音波形発生装置。
【請求項２４】前記波形入出力制御ステップでは、複数
の発音チャネルに対して時分割で処理が行われ、該各発
音チャネルに対応して割り当てられた複数の楽音波形が
ポリフォニックで出力される、ことを特徴とする請求項16記載の楽音波形発生方法。
【請求項２５】前記波形入出力制御手段は、複数の発音
チャネルに対して時分割で処理を行い、該各発音チャネ
ルに対応して割り当てられた複数の楽音波形がポリフォ
ニックで出力する、ことを特徴とする請求項17記載の楽音波形発生装置。
【請求項２６】各々が、搬送信号を発生する搬送信号発
生手段と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を
出力しその場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する
混合率を０から任意の混合率までの間で制御する混合制
御手段と、人力と出力とが所定の関数関係を有すると共
に前記混合制御手段から出力される混合信号を人力とし
て波形信号を出力する波形出力手段とを含む、複数の基
本処理手段と、０又は０近傍の値をとる前記変調信号を１つの前記基本
処理手段に入力する第１の接続、又は他の波形信号を新
たな変調信号入力として１つの前記基本処型手段に入力
する第２の接続、又は１つの前記基本処理手段で得られ
る波形信号に他の少なくとも１つの前記基本処理手段で
得られる各波形信号を混合して新たな波形信号を得る第
３の接続、又は１つの前記基本処理手段への変調信号入
力を該自己の基本処理手段で得られる波形信号をフィー
ドバックした信号とする第４の接続を、予め設定された
接続組合わせに基づいて組み合わせることにより、前記
複数の基本処理手段を接続し、最終段から出力される波
形信号を楽音波形として出力する波形入出力制御手段
と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合制
御手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号に対
する混合率が０である場合に前記波形出力手段により発
生される前記波形信号か正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項２７】各々が、搬送信号を発生する搬送信号発
生手段と、該搬送信号に変調信号を混合して混合信号を
出力しその場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する
混合率を０から任意の混合率までの間で制御する混合制
御手段と、入力と出力とが所定の関数関係を有すると共
に前記混合制御手段から出力される混合信号を人力とし
て波形信号を出力する波形出力手段とを含む、複数の基
本処理手段と、前段の前記基本処理手段で得られる波形信号を新たな変
調信号入力として現在の前記基本処理手段に入力する接
続を、複数段連続に組み合わせ、最終段の前記基本処理
手段で得られる波形信号を、楽音波形として出力すると
共に、初段の前記基本処理手段への前記変調信号入力と
してフィードバックする波形入出力制御手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段により発生される搬送信号は、前記混合制
御手段にて混合される前記変調信号の前記搬送信号に対
する混合率が０である場合に前記波形出力手段により発
生される前記波形信号が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項２８】搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形を発生する楽音波形発生装置で
あって、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、複数種類の変調信号を選択的に発生する変調信号発生手
段と、該選択的に発生された変調信号を前記搬送信号発生手段
から発生される搬送信号に混合して混合信号を出力し、
その場合の前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率
を０から任意の混合率までの間で制御する混合制御手段
と、入力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
波形出力手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項２９】前記変調信号発生手段は、複数種類の変調関数を予め記憶する記憶手段と、該記憶手段に記憶されている前記複数種類の変調関数の
うち１つを選択する選択手段と、入力される変調波位相角信号を上記選択手段により選択
された変調関数により変換して変調波補正位相角信号を
生成し、更にこの変調波補正位相角信号を三角波関数に
基づいて変換することにより、前記変調信号を出力する
出力手段と、を含むことを特徴とする請求項28記載の楽音波形発生装
置。
【請求項３０】前記波形出力手段から出力される前記楽
音波形の振幅包絡特性を時間的に変化させる振幅包絡制
御手段を含む、ことを特徴とする請求項28記載の楽音波形発生装置。
【請求項３１】前記搬送信号発生手段、変調信号発生手
段、混合制御手段及び波形出力手段は、複数の発音チャ
ネルに対して時分割で処理を行い、該各発音チャネルに
対応して割り当てられた複数の楽音波形をポリフォニッ
クで出力する、ことを特徴とする請求項28記載の楽音波形発生装置。
【請求項３２】搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形をステレオで発生する楽音波形
発生装置であって、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変調信号を発生する変調信号発生手段と、該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
信号に混合して混合信号を出力する混合手段と、前記混合手段による前記変調信号の前記搬送信号に対す
る混合率を、０から任意の混合率までの間で時間的に変
化させる混合率制御手段と、入力と出力か所定の関数関係を有し前記混合手段から出
力される混合信号を入力として楽音波形を出力する波形
出力手段と、前記搬送信号発生手段、変調信号発生手段又は混合率制
御手段のうち少なくとも１つが各ステレオチャネル間で
互いに異なる値を発生するようこれらを時分割制御し、
これに基づいて各時分割タイミング毎に前記混合手段か
ら出力される各ステレオチャネル毎の混合信号を前記波
形出力手段に入力させることにより、前記各ステレオチ
ャネル毎に独立して変調された各楽音波形を出力させる
時分割制御手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合率制
御手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が
０になるように制御された場合に前記波形出力手段から
発生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるよう
に設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項３３】前記波形出力手段から前記各ステレオチ
ャネル毎に独立して出力される前記各楽音波形の振幅包
絡特性を、前記各ステレオチャネル間で互いに異なる特
性で時間的に変化させる振幅包絡制御手段を含む、ことを特徴とする請求項32記載の楽音波形発生装置。
【請求項３４】前記搬送信号発生手段、変調信号発生手
段、混合手段、混合率制御手段、波形出力手段及び時分
割制御手段は、前記各ステオレチャネルを更に複数の発
音チャネルに時分割して処理を行い、該各発音チャネル
に対応して割り当てられた複数の楽音波形をステレオか
つポリフォニックで出力する、ことを特徴とする請求項32記載の楽音波形発生装置。
【請求項３５】前記搬送信号発生手段で発生される前記
搬送信号、又は前記変調信号発生手段で発生される前記
変調信号、又は前記混合制御手段が制御する混合率の少
なくとも１つか、ランダムに変化する成分を含むように
制御するランダム制御手段を含むことを特徴とする請求
項１記載の楽音波形発生装置。
【請求項３６】前記搬送信号発生手段で発生される前記
搬送信号、又は前記変調信号発生手段で発生される前記
変調信号、又は前記混合制御手段が制御する混合率の少
なくとも１つか、即記楽音波形の発音開始以後所定の時
間区間でランダムに変化する成分を含むように制御ラン
ダム制御手段を含むことを特徴とする請求項１記載の楽
音波形発生装置。
【請求項３７】前記所定の時間区間は、前記楽音波形の
振幅包絡特性におけるアタック部、ディケイ部、サステ
ィーン部又はリリース部のいずれかであることを特徴と
する請求項36記載の楽音波形発生装置。
【請求項３８】前記波形出力手段から出力される前記楽
音波形の振幅包絡特性が、前記楽音波形の発音開始以後
所定の時間区間でランダムに変化する成分を含むように
制御する振幅包絡ランダム制御手段を含む、ことを特徴とする請求項36記載の楽音波形発生装置。
【請求項３９】搬送信号に変調信号を混合して得た混合
信号に基づいて楽音波形を発生し、該楽音波形の特性を
演奏操作に応じて発生される演奏情報に基づいて制御す
る楽音波形発生装置であって、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変調信号を発生する変調信号発生手段と、該変調信号を前記搬送信号発生手段から発生される搬送
信号に混合して混合信号を出力し、その場合の前記変調
信号の前記搬送信号に対する混合率を０から任意の混合
率までの間で制御する混合制御手段と、人力と出力が所定の関数関係を有し前記混合制御手段か
ら出力される混合信号を入力として楽音波形を出力する
波形出力手段と、前記搬送信号と前記変調信号の周波数比か前記演奏情報
に対応する周波数比となるように制御を行う周波数比制
御手段と、を含み、前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である、ことを特徴とする楽音波形発生装置。
【請求項４０】前記周波数比例制御手段は、前記周波数
比の制御を発音される前記楽音波形の音色により行うこ
とを特徴とする請求項39記載の楽音波形発生装置。
【請求項４１】前記演奏操作は鍵盤の押鍵操作であり、前記周波数比制御手段は、前記周波数比の制御を前記押
鍵操作の速さ又は前記押鍵された鍵の鍵域のうち少なく
とも一方に対応させて行う、ことを特徴とする請求項39記載の楽音波形発生装置。