JP2525420B2 - 多段送信機−アンテナ結合方法および装置 - Google Patents
多段送信機−アンテナ結合方法および装置Info
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- JP2525420B2 JP2525420B2 JP62194574A JP19457487A JP2525420B2 JP 2525420 B2 JP2525420 B2 JP 2525420B2 JP 62194574 A JP62194574 A JP 62194574A JP 19457487 A JP19457487 A JP 19457487A JP 2525420 B2 JP2525420 B2 JP 2525420B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
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- H04J1/08—Arrangements for combining channels
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、搬送周波数が異なる複数の送信機を１つの
アンテナに結合する方法および装置に関する。
アンテナに結合する方法および装置に関する。
従来技術 無線伝送路を介してデジタルまたはアナログ的に通話
情報を伝送する将来の無線伝送系、例えば自動車電話系
においては、固定無線局から極めて多数の無線伝送チヤ
ネルを送信できなければならない。この場合、１つのア
ンテナからできるだけ多くの無線伝送チヤネルを送信す
るために、高周波領域にある複数の無線伝送チヤネルを
送信機結合器で多重化する。西独特許出願公告第284477
6号公報により公知の送信機結合器は複数の分岐から成
り、各分岐にサーキユレータ回路網と帯域通過フイルタ
が設けられている。この場合、搬送周波数を異にする複
数の送信機の出力信号を多重化形成するために帯域通過
フイルタが用いられる。このフイルタは一方では線路を
介してノード点と接続され、他方ではサーキユレータを
介して送信機と接続されている。またノード点は給電線
路を介してアンテナと接続されている。
情報を伝送する将来の無線伝送系、例えば自動車電話系
においては、固定無線局から極めて多数の無線伝送チヤ
ネルを送信できなければならない。この場合、１つのア
ンテナからできるだけ多くの無線伝送チヤネルを送信す
るために、高周波領域にある複数の無線伝送チヤネルを
送信機結合器で多重化する。西独特許出願公告第284477
6号公報により公知の送信機結合器は複数の分岐から成
り、各分岐にサーキユレータ回路網と帯域通過フイルタ
が設けられている。この場合、搬送周波数を異にする複
数の送信機の出力信号を多重化形成するために帯域通過
フイルタが用いられる。このフイルタは一方では線路を
介してノード点と接続され、他方ではサーキユレータを
介して送信機と接続されている。またノード点は給電線
路を介してアンテナと接続されている。
複数の無線伝送チヤネルを相互に分離するためには、
送信機結合器において、個々のチヤネル周波数を系のチ
ヤネル間隔（結合器チヤネル間隔）の整数倍だけ相互に
離さなければならない。１つの送信機結合器に接続可能
な無線伝送チヤネルの最大数は、許容挿入減衰度と無線
伝送系で使用可能な帯域幅となつて決まる。実際には、
多重化形成時の出力損失は約3dBに定められている。そ
の出力損失の内訳は、Ｙサーキユレータにおける損失が
約0.5dB、帯域フイルタにおける損失が約1.5dB、反射損
失等の他の損失が約1dBである。
送信機結合器において、個々のチヤネル周波数を系のチ
ヤネル間隔（結合器チヤネル間隔）の整数倍だけ相互に
離さなければならない。１つの送信機結合器に接続可能
な無線伝送チヤネルの最大数は、許容挿入減衰度と無線
伝送系で使用可能な帯域幅となつて決まる。実際には、
多重化形成時の出力損失は約3dBに定められている。そ
の出力損失の内訳は、Ｙサーキユレータにおける損失が
約0.5dB、帯域フイルタにおける損失が約1.5dB、反射損
失等の他の損失が約1dBである。
１つの送信機結合器には、無線伝送系の帯域幅を結合
器チヤネル間隔で除した数の無線伝送系しか同時に接続
できない。結合器チヤネル間隔を狭くすると、一方では
送信機結合器の利用度が高まるが、他方でチヤネル数が
多いために挿入減衰（量）も大きくなり、損失電力が増
大する。挿入損失を低減するには帯域フイルタの構成を
大きくすればよいが、そうすると送信機結合器は高価に
なり、寸法も大きくなる。
器チヤネル間隔で除した数の無線伝送系しか同時に接続
できない。結合器チヤネル間隔を狭くすると、一方では
送信機結合器の利用度が高まるが、他方でチヤネル数が
多いために挿入減衰（量）も大きくなり、損失電力が増
大する。挿入損失を低減するには帯域フイルタの構成を
大きくすればよいが、そうすると送信機結合器は高価に
なり、寸法も大きくなる。
帯域通過フイルタは特定の動作周波数に設定されてお
り、改めて調整しないと他の動作周波数では動作しな
い。ダイナミツクチヤネル割当てによつて系の容量を増
大させようとする場合には時分割的に利用可能な新たな
送信機結合器入力側が形成されねばならない。しかしこ
の構成をとると、広い場所が必要で、結合器チヤネル間
隔に課せられる要求は高くなり、かつ送信機結合器のコ
ストも大きくなる。従つて今まで、無線伝送系にダイナ
ミツクチヤネル割当てが使用された例はない。
り、改めて調整しないと他の動作周波数では動作しな
い。ダイナミツクチヤネル割当てによつて系の容量を増
大させようとする場合には時分割的に利用可能な新たな
送信機結合器入力側が形成されねばならない。しかしこ
の構成をとると、広い場所が必要で、結合器チヤネル間
隔に課せられる要求は高くなり、かつ送信機結合器のコ
ストも大きくなる。従つて今まで、無線伝送系にダイナ
ミツクチヤネル割当てが使用された例はない。
前述の西独特許出願公告第2844776号公報によれば、
異なる周波数グループの間で切換えを行なうために、送
信機結合器の後段にハイブリツド回路が接続されてい
る。このハイブリツド回路は、線路分配器、例えば分岐
回路の機能を持つているので、個々の指向性アンテナに
周波数グループが分配される。
異なる周波数グループの間で切換えを行なうために、送
信機結合器の後段にハイブリツド回路が接続されてい
る。このハイブリツド回路は、線路分配器、例えば分岐
回路の機能を持つているので、個々の指向性アンテナに
周波数グループが分配される。
送信機結合器は、出力周波数領域においてチヤネル選
択的に動作するので、個々の無線伝送チヤネルを送信機
結合器の前で相応に増幅する必要がある。前記公報の送
信機結合器では、電力増幅器の多重利用は行なわれてお
らず、また送信機結合機の統合化も不可能である。ただ
し、適当な誘電体を使用すれば、例えば中空部の多い帯
域通過フイルタの外部寸法を小さくすることはできる。
択的に動作するので、個々の無線伝送チヤネルを送信機
結合器の前で相応に増幅する必要がある。前記公報の送
信機結合器では、電力増幅器の多重利用は行なわれてお
らず、また送信機結合機の統合化も不可能である。ただ
し、適当な誘電体を使用すれば、例えば中空部の多い帯
域通過フイルタの外部寸法を小さくすることはできる。
西独特許第2639348号明細書によれば、４つの3dB結合
器を用いて１つのアンテナ系に複数の送信機を相互に減
結合した形で接続する回路装置が公知である。3dB結合
器としては、ハイブリツド回路、例えばλ/sストリツプ
線路技術による分配回路が用いられる。この回路には、
４つの送信機および４本のアンテナが所定の仕方で個々
に接続される。この場合ハイブリツド回路は、長さλ/4
の３本の線路と長さ３λ/4の１本の線路を有している。
このハイブリツド回路によつて、送信機から供給された
電力は半分ずつ２つの出力側に分配される。またリング
内での移相によつて帰還波は消去される。西独特許出願
公開第3004817号公報により公知の回路装置では、同特
許出願公告第2639348号公報に開示された方法をさらに
発展させ、位相回転回路素子を有するカスケード構造の
送信機結合器が提案されている。
器を用いて１つのアンテナ系に複数の送信機を相互に減
結合した形で接続する回路装置が公知である。3dB結合
器としては、ハイブリツド回路、例えばλ/sストリツプ
線路技術による分配回路が用いられる。この回路には、
４つの送信機および４本のアンテナが所定の仕方で個々
に接続される。この場合ハイブリツド回路は、長さλ/4
の３本の線路と長さ３λ/4の１本の線路を有している。
このハイブリツド回路によつて、送信機から供給された
電力は半分ずつ２つの出力側に分配される。またリング
内での移相によつて帰還波は消去される。西独特許出願
公開第3004817号公報により公知の回路装置では、同特
許出願公告第2639348号公報に開示された方法をさらに
発展させ、位相回転回路素子を有するカスケード構造の
送信機結合器が提案されている。
発明の解決すべき問題点 前記2639348号公報および3004817号公報により公知の
回路装置を検討すると、これらには大きな反射係数が生
じることが分る。この反射係数は、リングに合成接続さ
れたハイブリツド回路ないしは方向性結合器、あるいは
アンテナで生じる反射に起因する。別の欠点として、ア
ンテナを介して放射された送信信号が受信領域で完全に
消失することがある。その原因は、アンテナが４つの指
向性アンテナから成つていて無指向特性が得られないこ
とにある。この場合、建物、樹木等での反射によつてマ
ルチパス受信となるので、前述の信号消失が起るのであ
る。ハイブリツド回路ないし方向性結合器から成るこの
ような送信機結合器の電力損失は、サーキユレータ回路
と帯域通過フイルタを有する通常の送信機結合器と同じ
オーダにある。
回路装置を検討すると、これらには大きな反射係数が生
じることが分る。この反射係数は、リングに合成接続さ
れたハイブリツド回路ないしは方向性結合器、あるいは
アンテナで生じる反射に起因する。別の欠点として、ア
ンテナを介して放射された送信信号が受信領域で完全に
消失することがある。その原因は、アンテナが４つの指
向性アンテナから成つていて無指向特性が得られないこ
とにある。この場合、建物、樹木等での反射によつてマ
ルチパス受信となるので、前述の信号消失が起るのであ
る。ハイブリツド回路ないし方向性結合器から成るこの
ような送信機結合器の電力損失は、サーキユレータ回路
と帯域通過フイルタを有する通常の送信機結合器と同じ
オーダにある。
チヤネル数が多く充填密度が高い場合に対流によつて
放射されるエネルギーは、強制冷却により放散する必要
がある。帯域通過フイルタは出力周波数帯域に調節され
ているので、例えば同一チヤネル干渉を避けるためにチ
ヤネルを切換えるのは不可能である。従つて、他の出力
周波数に対しては常に手動調整が必要である。
放射されるエネルギーは、強制冷却により放散する必要
がある。帯域通過フイルタは出力周波数帯域に調節され
ているので、例えば同一チヤネル干渉を避けるためにチ
ヤネルを切換えるのは不可能である。従つて、他の出力
周波数に対しては常に手動調整が必要である。
本発明の課題は、複数の送信機を１つのアンテナに接
続する方法において、帯域通過フイルタに高い要求を課
さずに、互いに極く近接した送信周波数を多重化するこ
とである。この方法を実施する装置を提供することも本
発明の課題となる。
続する方法において、帯域通過フイルタに高い要求を課
さずに、互いに極く近接した送信周波数を多重化するこ
とである。この方法を実施する装置を提供することも本
発明の課題となる。
問題点を解決するための手段 本発明によればこの課題は、特許請求の範囲第１項、
第５項に記載した方法、および特許請求の範囲第６項、
第７項に記載した装置によつて解決される。
第５項に記載した方法、および特許請求の範囲第６項、
第７項に記載した装置によつて解決される。
発明の作用 特許請求の範囲第１項に記載された方法によれば、送
信機結合器の第１の段で、直接に隣り合う複数のチヤネ
ルが有利にはベースバンドで多重化される。第２の段で
は、こうして形成されたチヤネルグループが帯域通過フ
イルタを用いて多重化形成される。送信機の第１の段は
デジタル結合器として実現され、そこでは多重化形成の
他に有効信号の変調も行なわれる。
信機結合器の第１の段で、直接に隣り合う複数のチヤネ
ルが有利にはベースバンドで多重化される。第２の段で
は、こうして形成されたチヤネルグループが帯域通過フ
イルタを用いて多重化形成される。送信機の第１の段は
デジタル結合器として実現され、そこでは多重化形成の
他に有効信号の変調も行なわれる。
本発明の方法によつて、直接隣り合う複数のチヤネル
を多重化すれば、周波数帯域を最適に利用できる。各送
信機の出力信号を前群位置で多重化するので、信号を出
力周波数に変換し、電力増幅を行なうために送信機結合
器の後段に接続される回路素子のコストが、ベースバン
ド多重化係数Ｍの分だけ低減される。前群位置を群位置
に周波数変換する第２結合器段のコストも、多重化係数
Ｍだけ少なくなる。送信機の出力信号を前群位置で多重
化する際に、ダイナミツクチヤネル割当てを実施でき
る。この送信機結合器はモノリシツク集積化素子を用い
て構成でき、それも大きなコスト節減の要因になる。
を多重化すれば、周波数帯域を最適に利用できる。各送
信機の出力信号を前群位置で多重化するので、信号を出
力周波数に変換し、電力増幅を行なうために送信機結合
器の後段に接続される回路素子のコストが、ベースバン
ド多重化係数Ｍの分だけ低減される。前群位置を群位置
に周波数変換する第２結合器段のコストも、多重化係数
Ｍだけ少なくなる。送信機の出力信号を前群位置で多重
化する際に、ダイナミツクチヤネル割当てを実施でき
る。この送信機結合器はモノリシツク集積化素子を用い
て構成でき、それも大きなコスト節減の要因になる。
特許請求の範囲第５項に記載した方法によれば、ダイ
ナミツクチヤネル割当てを行なうことができ、またベー
スバンド多重化係数Ｍの分だけ電力増幅度を低減でき
る。
ナミツクチヤネル割当てを行なうことができ、またベー
スバンド多重化係数Ｍの分だけ電力増幅度を低減でき
る。
請求の範囲第４項に記載した方法を実施する装置で
は、送信機結合器の第１段に必要な回路費用が小さくな
り、また第１段を集積化できる。
は、送信機結合器の第１段に必要な回路費用が小さくな
り、また第１段を集積化できる。
実施例 第１図は公知の送信機結合器を示している。搬送周波
数の異なる複数の送信機Sl…Snを１つのアンテナＡに結
合するために、帯域通過フイルタBPl…BPnによつて多重
化が行なわれる。帯域通過フイルタBPl…BPnは、線路Ll
…Lnを介してノード点Ｓと接続され、このノード点は別
の給電線路を介してアンテナＡと接続されている。他方
で帯域通過フイルタは、サーキユレータZl…Znを介して
送信機Sl…Snと接続されている。２重サーキユレータを
使用する場合には、反射減衰量は約50dBとなる。すべて
の送信周波数１〜ｎに対して、分岐路にサーキユレ
ータと帯域通過フイルタが設けられている。この公知例
では、出力周波数帯域にある周波数１〜ｎは、｜
ｉ−j|が最小周波数間隔の要求を充たす場合を除い
て、相互に影響し合わないでアンテナＡに到達すること
はない。
数の異なる複数の送信機Sl…Snを１つのアンテナＡに結
合するために、帯域通過フイルタBPl…BPnによつて多重
化が行なわれる。帯域通過フイルタBPl…BPnは、線路Ll
…Lnを介してノード点Ｓと接続され、このノード点は別
の給電線路を介してアンテナＡと接続されている。他方
で帯域通過フイルタは、サーキユレータZl…Znを介して
送信機Sl…Snと接続されている。２重サーキユレータを
使用する場合には、反射減衰量は約50dBとなる。すべて
の送信周波数１〜ｎに対して、分岐路にサーキユレ
ータと帯域通過フイルタが設けられている。この公知例
では、出力周波数帯域にある周波数１〜ｎは、｜
ｉ−j|が最小周波数間隔の要求を充たす場合を除い
て、相互に影響し合わないでアンテナＡに到達すること
はない。
本発明の方法によれば、送信機Sl…Snの出力信号はデ
ジタル信号処理によつて多重化される。第２図は本発明
による送信機結合器の構成を示すブロツク図であり、こ
の結合器は２段に構成されている。信号源もしくは送信
機Sl…Snの出力信号（信号源信号）b0〜bM-1は、デジタ
ル結合器Ｋによつて前群位置にて多重化される。相互に
並列配置されたデジタル結合器Ｋの出力信号は、D/A変
換器DAでデジタル／アナログ変換され、周波数変換器FU
Sで群位置に周波数変換され、さらに線路増幅器LVSで増
幅された上で、それぞれサーキユレータZ I,Z II…Zkに
供給される（ただしｋ＝n/M、ｎは第１段のデジタル結
合器Ｋがない場合の入力側数）。デジタル結合器Ｋでの
デジタル信号処理によつて発生する信号は、結合器の出
力側に正規化成分Ｎおよび直交成分Ｑの形で現われる。
この信号は、直接周波数変換されて出力周波数になる
（すなわち群位置）か、あるいは一度中間周波数に変換
された後でさらに出力周波数に周波数変換される。それ
に続いて帯域通過フイルタによる波が行なわれる。第
２段の入力側数が少なければ、この段に課せられる要求
もかなり小さくなる。
ジタル信号処理によつて多重化される。第２図は本発明
による送信機結合器の構成を示すブロツク図であり、こ
の結合器は２段に構成されている。信号源もしくは送信
機Sl…Snの出力信号（信号源信号）b0〜bM-1は、デジタ
ル結合器Ｋによつて前群位置にて多重化される。相互に
並列配置されたデジタル結合器Ｋの出力信号は、D/A変
換器DAでデジタル／アナログ変換され、周波数変換器FU
Sで群位置に周波数変換され、さらに線路増幅器LVSで増
幅された上で、それぞれサーキユレータZ I,Z II…Zkに
供給される（ただしｋ＝n/M、ｎは第１段のデジタル結
合器Ｋがない場合の入力側数）。デジタル結合器Ｋでの
デジタル信号処理によつて発生する信号は、結合器の出
力側に正規化成分Ｎおよび直交成分Ｑの形で現われる。
この信号は、直接周波数変換されて出力周波数になる
（すなわち群位置）か、あるいは一度中間周波数に変換
された後でさらに出力周波数に周波数変換される。それ
に続いて帯域通過フイルタによる波が行なわれる。第
２段の入力側数が少なければ、この段に課せられる要求
もかなり小さくなる。
デジタル送信機結合器の第２段は、周波数帯域を徹底
的に利用できるように構成すると有利である。アナログ
信号を多重化する公知の送信機結合器（西独特許第2844
776号明細書参照）と違い、供給される信号の周波数間
隔が大きいので、第２段での挿入減衰を小さくできる。
また、有効信号の電力増幅および送信機結合器の全損失
電力に関する要求も小さくなる。帯域通過フイルタBP1,
BP2…BPkをベースバンド多重化係数Ｍに応じて１回路ま
たは２回路に構成すれば、使用周波数帯域内での挿入減
衰を一定に保持できる。
的に利用できるように構成すると有利である。アナログ
信号を多重化する公知の送信機結合器（西独特許第2844
776号明細書参照）と違い、供給される信号の周波数間
隔が大きいので、第２段での挿入減衰を小さくできる。
また、有効信号の電力増幅および送信機結合器の全損失
電力に関する要求も小さくなる。帯域通過フイルタBP1,
BP2…BPkをベースバンド多重化係数Ｍに応じて１回路ま
たは２回路に構成すれば、使用周波数帯域内での挿入減
衰を一定に保持できる。
送信機結合器の第１段内でダイナミツクチヤネル割当
てを行なえば（デジタル係合器Ｋ）、第２結合器段の中
で帯域通過フイルタBP I,BP II…BPkを手動調整する必
要はない。従つて第２結合器段は、周波数割当てに関し
て余り高い要求を充たす必要はない。
てを行なえば（デジタル係合器Ｋ）、第２結合器段の中
で帯域通過フイルタBP I,BP II…BPkを手動調整する必
要はない。従つて第２結合器段は、周波数割当てに関し
て余り高い要求を充たす必要はない。
電力増幅段LVSによつて生じる相互変調積は（相応に
減衰しながら）固定無線局で情報伝送に使用される全て
の無線伝送チヤネルに生じ、アンテナＡから放射され
る。極めて直線性の良い増幅器を使用して終段を相応に
構成することにより、相互変調積のレベルを低減でき
る。発生する相互変調積の数と、レベルの高い第３次の
相互変調積が生じる周波数領域とを小さく抑えるため
に、ベースバンド多重化係数Ｍを４〜８の間に選ぶのが
有利である。そうすれば、動作中に電力増幅段LVSに故
障が起つてもその影響を受けるのは４〜８の無線送信チ
ヤネルだけである。
減衰しながら）固定無線局で情報伝送に使用される全て
の無線伝送チヤネルに生じ、アンテナＡから放射され
る。極めて直線性の良い増幅器を使用して終段を相応に
構成することにより、相互変調積のレベルを低減でき
る。発生する相互変調積の数と、レベルの高い第３次の
相互変調積が生じる周波数領域とを小さく抑えるため
に、ベースバンド多重化係数Ｍを４〜８の間に選ぶのが
有利である。そうすれば、動作中に電力増幅段LVSに故
障が起つてもその影響を受けるのは４〜８の無線送信チ
ヤネルだけである。
以下において、デジタル結合器Ｋでのデジタル信号処
理はGTFM（Generalized Tamed Frequency Modulation）
を用いて行なうものとする。GTFMについては、西独特許
出願公告第2838984号公報に開示され、そこで詳述され
ている。この場合、デジタル結合器Ｋの中で帯域幅Ｋ
＝25kHzのGTFMベースバンド信号Wiを発生する。信号Wi
は前群位置にシフトされ、加算的多重化（周波数マルチ
プレクス）によつて多重化される。第3a図はGTFM信号Wi
のスペクトルを示す図である。この信号は、直交変調な
いし単側波帯変調によつて前群位置にシフトされ、重畳
される（第3b図参照）。
理はGTFM（Generalized Tamed Frequency Modulation）
を用いて行なうものとする。GTFMについては、西独特許
出願公告第2838984号公報に開示され、そこで詳述され
ている。この場合、デジタル結合器Ｋの中で帯域幅Ｋ
＝25kHzのGTFMベースバンド信号Wiを発生する。信号Wi
は前群位置にシフトされ、加算的多重化（周波数マルチ
プレクス）によつて多重化される。第3a図はGTFM信号Wi
のスペクトルを示す図である。この信号は、直交変調な
いし単側波帯変調によつて前群位置にシフトされ、重畳
される（第3b図参照）。
デジタル信号処理により得られる多重化信号ｘ（ｋ）
は、次式に従い成分xi（ｋ）の加算によつて形成される ただし、上式中ｋは時間指標（標本化時点）を表わ
し、Ｍはベースバンド多重化係数、ｉは個々の無線伝送
チヤネルを表わしている。
は、次式に従い成分xi（ｋ）の加算によつて形成される ただし、上式中ｋは時間指標（標本化時点）を表わ
し、Ｍはベースバンド多重化係数、ｉは個々の無線伝送
チヤネルを表わしている。
次に第４図を参照しながら、ｉ番目の無線伝送チヤネ
ルの成分xiの発生法を説明する（西独特許出願公告第28
38984号公報により公知のGTFMに対応する）。送信機Si
の出力信号biは、第１の標本化周波数Ｋで駆動される
標本化器ATiに供給される。標本化器ATiはGTFMフイルタ
Giと接続されている。
ルの成分xiの発生法を説明する（西独特許出願公告第28
38984号公報により公知のGTFMに対応する）。送信機Si
の出力信号biは、第１の標本化周波数Ｋで駆動される
標本化器ATiに供給される。標本化器ATiはGTFMフイルタ
Giと接続されている。
ｉ番目の無線伝送チヤネルの信号源信号biは、例えば
ｂ＝19kbit/sのビツトレートを有し、また多重化信号
内でのチヤネル間間隔は、GTFMスペクトルの帯域幅に応
じた例えばＫ＝25kHに選定されている。まず、第3a図
にそのスペクトルを示した複合GTFMベースバンド信号Wi
が得られる。このGTFMベースバンド信号Wiは、次式に従
い正規化成分と直交成分で表わされる。
ｂ＝19kbit/sのビツトレートを有し、また多重化信号
内でのチヤネル間間隔は、GTFMスペクトルの帯域幅に応
じた例えばＫ＝25kHに選定されている。まず、第3a図
にそのスペクトルを示した複合GTFMベースバンド信号Wi
が得られる。このGTFMベースバンド信号Wiは、次式に従
い正規化成分と直交成分で表わされる。
（２） Wi＝Ni＋ｊ＊Qi 標本化定理によれば、GTFMベースバンド信号Wiは標本
化周波数Ｋによつて標本化される。回路費用を低減す
るために、信号源信号biはまず標本化周波数Ｋで標本
化され、GTFMベースバンド信号Wiが西独特許出願公告第
2838984号公報に記載されたようにして形成される。こ
の場合、標本化周波数Ｋで標本化された出力信号biは
GTFMフイルタGiでデジタル的に波される。フイルタGi
はCos−SinメモリSiと接続されている。GTFMフイルタGi
の出力信号はviはCos−SinメモリSiのアドレスとして用
いられる。
化周波数Ｋによつて標本化される。回路費用を低減す
るために、信号源信号biはまず標本化周波数Ｋで標本
化され、GTFMベースバンド信号Wiが西独特許出願公告第
2838984号公報に記載されたようにして形成される。こ
の場合、標本化周波数Ｋで標本化された出力信号biは
GTFMフイルタGiでデジタル的に波される。フイルタGi
はCos−SinメモリSiと接続されている。GTFMフイルタGi
の出力信号はviはCos−SinメモリSiのアドレスとして用
いられる。
Cos−SinメモリSiは補間器Iiと接続されている。多重
化信号ｘ（ｋ）の帯域幅がかなり大きいので、GTFMベー
スバンド信号Wiを前群位置へスペクトルシフトする前に
補間が必要である。つまり、デジタル補間波によつて
標本化周波数をＫからｘ＝Ｌ＊Ｋに高めなければ
ならない。Ｋより係数Ｌだけ大きい第２の標本化周波
数を用いたデジタル補間波は、GTFMベースバンド信号
Wiの正規化成分Ni、直交成分Qiに対して別個に行なわれ
る。
化信号ｘ（ｋ）の帯域幅がかなり大きいので、GTFMベー
スバンド信号Wiを前群位置へスペクトルシフトする前に
補間が必要である。つまり、デジタル補間波によつて
標本化周波数をＫからｘ＝Ｌ＊Ｋに高めなければ
ならない。Ｋより係数Ｌだけ大きい第２の標本化周波
数を用いたデジタル補間波は、GTFMベースバンド信号
Wiの正規化成分Ni、直交成分Qiに対して別個に行なわれ
る。
補間器Iiは乗算器Miと接続されている。乗算器は正規
化成分Niと直交成分Qiをそれぞれcos振動ないしsin振動
と乗算的に結合し、それによつて前群位置の成分xiが生
じる。この過程は複合直合変調に相当する。第４図に示
した結合器Ｋの実施例では、個々の無線伝送チヤネルに
対して補間フイルタIiが必要である。
化成分Niと直交成分Qiをそれぞれcos振動ないしsin振動
と乗算的に結合し、それによつて前群位置の成分xiが生
じる。この過程は複合直合変調に相当する。第４図に示
した結合器Ｋの実施例では、個々の無線伝送チヤネルに
対して補間フイルタIiが必要である。
第５図に示す実施例では、１つの補間フイルタＩを用
いて、Ｍ個（Ｍ≦Ｌ）の無線伝送チヤネルに対して共通
の補間が同時に行なわれる。ｍ個の送信機Sl…SMの出力
信号b0…bM-1は、それぞれのGTFMフイルタGiに供給され
る。GTFMフイルタGiは、離散フーリエ逆変換を行なうた
めにプロセツサＰと接続されている。プロセツサＰの出
力信号は並列／直列変換器PSへ供給される。その出力信
号は補間波のために補間器Ｉと接続されている。
いて、Ｍ個（Ｍ≦Ｌ）の無線伝送チヤネルに対して共通
の補間が同時に行なわれる。ｍ個の送信機Sl…SMの出力
信号b0…bM-1は、それぞれのGTFMフイルタGiに供給され
る。GTFMフイルタGiは、離散フーリエ逆変換を行なうた
めにプロセツサＰと接続されている。プロセツサＰの出
力信号は並列／直列変換器PSへ供給される。その出力信
号は補間波のために補間器Ｉと接続されている。
補間器Ｉのパルス応答Ｈ（ｋ）によつて、次式に示す
成分ｘ（ｋ）が生じる。
成分ｘ（ｋ）が生じる。
上式中、第１の和の項は複合帯域通過信号の重畳を表
わしている。第２の和の項は変調によつて行なわれる
波を表わしている。パルス応答ｈ（ｋ）はチヤネル指標
ｉと無関係なので、式（３）中で和の順序が置きかわる
場合がある。複合指数関数に関しては、次式（４）によ
る周期性があてはまる。
わしている。第２の和の項は変調によつて行なわれる
波を表わしている。パルス応答ｈ（ｋ）はチヤネル指標
ｉと無関係なので、式（３）中で和の順序が置きかわる
場合がある。複合指数関数に関しては、次式（４）によ
る周期性があてはまる。
式（４）を考慮すると、式（３）は次のように変形で
きる。
きる。
MLなので、第２の和の項は信号列Wi（ｌ＊Ｌ）ｉ＝0,
1,…Ｌ−１の離散フーリエ逆変換（IDFT）と解釈でき
る。この場合チヤネルｉ＝M,…Ｌ−１は閉塞されない。
1,…Ｌ−１の離散フーリエ逆変換（IDFT）と解釈でき
る。この場合チヤネルｉ＝M,…Ｌ−１は閉塞されない。
標本化時点ｋに対する時間経過において指数関数が周
期性を有しているので、各標本化時点１に１回の変換を
行なえば十分である。つまり、低い方の標本化周波数
Ｋだけで計算を行なえばよい。標本化周波数の上昇自体
は、その後の変換結果の補間波によつて行なわれる。
これは次式（６）に相当する。
期性を有しているので、各標本化時点１に１回の変換を
行なえば十分である。つまり、低い方の標本化周波数
Ｋだけで計算を行なえばよい。標本化周波数の上昇自体
は、その後の変換結果の補間波によつて行なわれる。
これは次式（６）に相当する。
式（６）を式（５）に代入すると次の成分ｘ（ｋ）が
得られる。
得られる。
第５図の実施例は第４図に比べて次の利点を有してい
る。まず、第４図ではチヤネル数Ｍと同じだけの補間器
Iiが必要だが、第５図ではただ１つの補間器Ｉだけでよ
い。また、少い項で簡単に積和形成が行なえるので、同
時に直交変調も実施できる。
る。まず、第４図ではチヤネル数Ｍと同じだけの補間器
Iiが必要だが、第５図ではただ１つの補間器Ｉだけでよ
い。また、少い項で簡単に積和形成が行なえるので、同
時に直交変調も実施できる。
第６図は、周期的に時変性な補間器の実施例を示して
いる。補間器Ｉとしては、２チヤネル遅延素子列を有す
る非巡回形フイルタが用いられる。補間器Ｉは、フーリ
エ変換信号の最後のｐ個の値を記憶する長さＬのメモリ
SP1、パルス応答を記憶するｐ個の長さＬのメモリSP2を
有している。さらに補間器Ｉの中には、フーリエ変換値
とパルス応答値の積を形成するための、ｐ個の２チヤネ
ル乗算器MUが設けられている。２チヤネル乗算器MUは2p
個の入力側を有する加算器Ａと接続されている。この加
算器Ａは、正規化成分Ｎ（ｋ）および直交成分Ｑ（ｋ）
に応じて積の項を別個に加算する。
いる。補間器Ｉとしては、２チヤネル遅延素子列を有す
る非巡回形フイルタが用いられる。補間器Ｉは、フーリ
エ変換信号の最後のｐ個の値を記憶する長さＬのメモリ
SP1、パルス応答を記憶するｐ個の長さＬのメモリSP2を
有している。さらに補間器Ｉの中には、フーリエ変換値
とパルス応答値の積を形成するための、ｐ個の２チヤネ
ル乗算器MUが設けられている。２チヤネル乗算器MUは2p
個の入力側を有する加算器Ａと接続されている。この加
算器Ａは、正規化成分Ｎ（ｋ）および直交成分Ｑ（ｋ）
に応じて積の項を別個に加算する。
長さｐ＊Ｌのパルス応答ｈ（ｋ）は、値wk（ｌ＊Ｌ）
を記録するためにｐ個の２チヤネル遅延素子列に読込ま
れる。この場合、最後のｐ個のフーリエ変換値に対して
ｋ＝１＊L,…（ｌ＋１）＊Ｌ−１である。ｐ＊Ｌのフイ
ルタ係数は、それぞれＬ個のレジスタを有するメモリSP
2に記憶される。多重化信号ｘ（ｋ）の正規成分Ｎ
（ｋ）および直交成分Ｑ（ｋ）の標本化値を計算する場
合、１回の標本化でｐ個の乗算および加算を行なうだけ
でよい。良好な隣接チヤネル選択性を得るには、ｐ＝3,
…８に選定すれば有利である。
を記録するためにｐ個の２チヤネル遅延素子列に読込ま
れる。この場合、最後のｐ個のフーリエ変換値に対して
ｋ＝１＊L,…（ｌ＋１）＊Ｌ−１である。ｐ＊Ｌのフイ
ルタ係数は、それぞれＬ個のレジスタを有するメモリSP
2に記憶される。多重化信号ｘ（ｋ）の正規成分Ｎ
（ｋ）および直交成分Ｑ（ｋ）の標本化値を計算する場
合、１回の標本化でｐ個の乗算および加算を行なうだけ
でよい。良好な隣接チヤネル選択性を得るには、ｐ＝3,
…８に選定すれば有利である。
値Wi（ｌ＊Ｌ）は複合指数関数の値なので、式（６）
の和の項は次のように変形できる。
の和の項は次のように変形できる。
積の項は、GTFMフイルタGiの出力信号vi、時間指標ｋ
およびチヤネル指標ｉ（ないしは（ｉ＊ｋ）modL）によ
つて一意的に決定される。そのため、第７図に示す実施
例では積形成に関する部分を省いてあり、また第４図と
は別のCos−SinメモリSjがGTFMフイルタGiと接続されて
いる。
およびチヤネル指標ｉ（ないしは（ｉ＊ｋ）modL）によ
つて一意的に決定される。そのため、第７図に示す実施
例では積形成に関する部分を省いてあり、また第４図と
は別のCos−SinメモリSjがGTFMフイルタGiと接続されて
いる。
情報viは低い周波数のクロツクｂによつて変化す
る。一方、指標アドレスは高いクロツク周波数Ｋによ
つて歩進制御される。それぞれの有効なアドレスは、 および が現われる。これらの値はCos−SinメモリSjから読出さ
れて加算回路網ANに供給され、そこで加算される。加算
回路網ANには補間器Ｉが接続されている。
る。一方、指標アドレスは高いクロツク周波数Ｋによ
つて歩進制御される。それぞれの有効なアドレスは、 および が現われる。これらの値はCos−SinメモリSjから読出さ
れて加算回路網ANに供給され、そこで加算される。加算
回路網ANには補間器Ｉが接続されている。
第８図の実施例では、個々のGTFMフイルタGiに加算器
Aiが接続されている。加算器Aiの中では、式（８）にお
ける増分（２π/L）＊ｉ＊ｋと偏角viとの和が形成され
る。この和によつて、加算器Aiと接続されたメモリSkが
直接アドレス指定される。従つて、第７図の実施例と比
較した場合、メモリSkのアドレス入力側の拡張が不要と
なる。加算に必要な増分値自体は別のメモリに記憶され
ている。全体として言えば、指数関数に周期性があるの
で、最大でＬ個の異なる増分値を準備すればよい。
Aiが接続されている。加算器Aiの中では、式（８）にお
ける増分（２π/L）＊ｉ＊ｋと偏角viとの和が形成され
る。この和によつて、加算器Aiと接続されたメモリSkが
直接アドレス指定される。従つて、第７図の実施例と比
較した場合、メモリSkのアドレス入力側の拡張が不要と
なる。加算に必要な増分値自体は別のメモリに記憶され
ている。全体として言えば、指数関数に周期性があるの
で、最大でＬ個の異なる増分値を準備すればよい。
発明の効果 本発明によれば、帯域フイルタに高い要求を課すこと
なく、直接に隣り合う複数の送信周波数を多重化でき
る。従つて、周波数帯域を最適に利用できる。
なく、直接に隣り合う複数の送信周波数を多重化でき
る。従つて、周波数帯域を最適に利用できる。
第１図は公知の送信機結合器を示すブロツク図、第２図
は本発明による送信機結合器の実施例を示すブロツク
図、第3a図、第3b図はデジタル結合器でGTFMによりデジ
タル信号処理を行なう場合のスペクトルの特性図、第４
図はGTFMにより各送信機の出力信号を前群位置で多重化
する場合の実施例を示す図、第５図は第１段でただ１つ
の補間器を用いて多重化形成を行なう場合の実施例を示
す図、第６図は第５図の補間器として周期的に時変性補
間器を用いる場合の実施例を示す図、第７図は第１段で
DFTを用いず拡張されたCos−Sinメモリを用いてデジタ
ル信号処理を行なう場合の実施例を示す図、第８図はデ
ジタル結合器で加算的アドレス増分によつて信号処理を
行なう場合の実施例を示す図である。 S1,S2〜Sn……送信機、Ｋ……デジタル結合器,ZI〜Zk…
…サーキユレータ、BPI〜BPk……帯域通過フイルタ、Ｓ
……ノード点、Ａ……アンテナ。
は本発明による送信機結合器の実施例を示すブロツク
図、第3a図、第3b図はデジタル結合器でGTFMによりデジ
タル信号処理を行なう場合のスペクトルの特性図、第４
図はGTFMにより各送信機の出力信号を前群位置で多重化
する場合の実施例を示す図、第５図は第１段でただ１つ
の補間器を用いて多重化形成を行なう場合の実施例を示
す図、第６図は第５図の補間器として周期的に時変性補
間器を用いる場合の実施例を示す図、第７図は第１段で
DFTを用いず拡張されたCos−Sinメモリを用いてデジタ
ル信号処理を行なう場合の実施例を示す図、第８図はデ
ジタル結合器で加算的アドレス増分によつて信号処理を
行なう場合の実施例を示す図である。 S1,S2〜Sn……送信機、Ｋ……デジタル結合器,ZI〜Zk…
…サーキユレータ、BPI〜BPk……帯域通過フイルタ、Ｓ
……ノード点、Ａ……アンテナ。
Claims (10)
- 【請求項１】搬送周波数が異なる複数の送信機（Sl…S
n）を１つのアンテナ（Ａ）に結合する方法であつて、 帯域通過フイルタ（BPl…BPn）を用いて多重化形成を行
ない、該帯域通過フイルタは、一方では線路（Ll…Ln）
によつてノード点（Ｓ）と接続され、該ノード点はアン
テナ給電線路を介してアンテナ（Ａ）へ導かれ、他方で
前記帯域通過フイルタが、サーキユレータ（Zl…Zn）を
介して送信機（Sl…Sn）と接続されている、 多段送信機−アンテナ結合方法において、 Ｍ個の送信機（Sk…Sk＊M,k＝ｌ…n/M）の出力信号（b0
…M-1）を、デジタル結合器（Ｋ）を介してのデジタル
信号処理により前群位置にて多重化し、 相互に並列に配置された各デジタル結合器（Ｋ）の出力
信号を、デジタル／アナログ変換（DA）と群位置への周
波数変換（FUS）の後で、それぞれサーキユレータ（Z
I,Z II…ZK）に供給する、 ことを特徴とする多段送信機−アンテナ結合方法。 - 【請求項２】デジタル結合器（Ｋ）の中で、信号源信号
（b0…bM-1）からベースバンド信号を発生し、該ベース
バンド信号を前群位置にシフトし、その後相互に加算的
に重畳する、特許請求の範囲第１項記載の多段送信機−
アンテナ結合方法。 - 【請求項３】デジタル結合器（Ｋ）の中でGTFMベースバ
ンド信号（Wi）を発生し、該GTFMベースバンド信号（W
i）を前群位置にシフトするために複合直交変調を行な
う、特許請求の範囲第２項記載の多段送信機−アンテナ
結合方法。 - 【請求項４】デジタル結合器（Ｋ）の中でGMSKベースバ
ンド信号を発生し、該GMSKベースバンド信号を前群位置
にシフトするために複合直交変調を行なう、特許請求の
範囲第２項記載の多段送信機−アンテナ結合方法。 - 【請求項５】搬送周波数が異なる複数の送信機（Sl…S
n）を１つのアンテナ（Ａ）に結合する方法であつて、 帯域通過フイルタ（BPl…BPn）を用いて多重化形成を行
ない、該帯域通過フイルタは、一方では線路（Ll…Ln）
によつてノード点（Ｓ）と接続され、該ノード点はアン
テナ線路を介してアンテナ（Ａ）へ導かれ、他方で前記
帯域通過フイルタが、サーキユレータ（Zl…Zn）を介し
て送信機（Sl…Sn）と接続されている、 多段送信機−アンテナ結合方法において、 Ｍ個の送信機（Sk…Sk＊M,k＝ｌ…n/M）の出力信号を、
デジタル結合器（Ｋ）を介しての位置処理により前群位
置に多重化し、 相互に並列に配置された各デジタル結合器（Ｋ）の出力
信号を、デジタル／アナログ変換の後で、それぞれサー
キユレータ（Z I,Z II…ZK）に供給する、 ことを特徴とする多段送信機−アンテナ結合方法。 - 【請求項６】搬送周波数が異なる複数の送信機（Sl…S
n）を１つのアンテナ（Ａ）に結合する装置であつて、 帯域通過フイルタ（BPl…BPn）を用いて多重化形成を行
ない、該帯域通過フイルタは、一方では線路（Ll…Ln）
によつてノード点（Ｓ）と接続され、該ノード点はアン
テナ線路を介してアンテナ（Ａ）へ導かれ、他方で前記
帯域通過フイルタが、サーキユレータ（Zl…Zn）を介し
て送信機（Sl…Sn）と接続され、多段送信機−アンテナ
結合方法を実施する装置において、 各信号源信号（b0…bM-1）が、第１の標本化周波数（
Ｋ）で駆動される標本化器（ATi）に供給され、該標本
化器はGTFMフイルタ（Gi）と接続され、 GTFMフイルタ（Gi）がcos−sinメモリ（Si）と接続さ
れ、GTFMフイルタ（Gi）の出力信号がcos−sinメモリの
アドレスとして用いられ、 cos−sinメモリ（Si）が補間器（Ii）と接続され、該補
間器は、第１の標本化周波数より係数Ｌだけ大きい第２
の標本化周波数ｘを用いて、GTFMベースバンド信号
（Wi）の正規化成分（Ni）および直交成分（Qi）に対し
て別個にデジタル補間波を行ない、 補間器（Ii）が乗算器（Mi）と接続され、該乗算器は
波された正規化成分および直交成分を指数関数と結合
し、前群位置における成分（Xi）を発生する、 ことを特徴とする多段送信機−アンテナ結合装置。 - 【請求項７】搬送周波数が異なる複数の送信機（Sl…S
n）を１つのアンテナ（Ａ）に結合する装置であつて、 帯域通過フイルタ（BPl…BPn）を用いて多重化形成を行
ない、該帯域通過フイルタは、一方では線路（Ll…Ln）
によつてノード点（Ｓ）と接続され、該ノード点はアン
テナ線路を介してアンテナ（Ａ）へ導かれ、他方で前記
帯域通過フイルタが、サーキユレータ（Zl…Zn）を介し
て送信機（Sl…Sn）と接続されている、多段送信機−ア
ンテナ結合方法を実施する装置において、 各信号源信号（b0…bM-1）がそれぞれGTFMフイルタ（G
i）に供給され、 離散フーリエ逆変換を行なうためにGTFMフイルタ（Gi）
がプロセツサ（Ｐ）と接続され、 プロセツサ（Ｐ）の出力信号が並列／直列変換器PSに供
給され、該並列／直列変換器は、補間波のために補間
器（Ｉ）と接続されている、 ことを特徴とする多段送信機−アンテナ結合装置。 - 【請求項８】補間器（Ｉ）として、２チヤネル遅延素子
列を有する非巡回形フイルタが用いられ、該非巡回形フ
イルタは、フーリエ変換された信号の最後のｐ個の値を
記憶するためにｐ個の長さＬのメモリ（SPl）を有し、
また補間器（Ｉ）のパルス応答を記憶するために長さＬ
のｐ個のメモリ（SP2）を有し、 フーリエ変換値とパルス応答値（ｈ（ｋ）との積を形成
するための、ｐ個の２チヤネル乗算器（MU）が補間器
（Ｉ）に設けられ、 ２チヤネル乗算器（MU）が2p個の入力側を有する加算器
（Ａ）と接続され、該加算器は、正規成分（Ｎ（ｋ））
および直交成分（Ｑ（ｋ））に対して別個に積の項を加
算する、特許請求の範囲第７項記載の多段送信機−アン
テナ結合装置。 - 【請求項９】各GTFMフイルタ（Gi）に拡張されたcos−s
inメモリ（Sj）が接続され、該cos−sinメモリは、GTFM
フイルタ（Gi）の出力信号およびmodLに従つて計算され
たｉ−ｌとＫとの積によつてアドレス指定され、有効な
アドレスの下で値 が生じ、 cos−sinメモリ（Sj）から読出された値が加算回路網
（AN）に供給されてそこで加算され、加算回路網が補間
器（Ｉ）と接続されている、特許請求の範囲第７項記載
の多段送信機−アンテナ結合装置。 - 【請求項１０】各GTFMフイルタ（Gi）に加算器（Ai）が
接続され、該加算器は、事前に形成されたviと との和によつてアドレス指定される、特許請求の範囲第
７項記載の多段送信機アンテナ結合装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19863626862 DE3626862A1 (de) | 1986-08-08 | 1986-08-08 | Mehrstufige sender- antennenkoppeleinrichtung |
| DE3626862.3 | 1986-08-08 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6346831A JPS6346831A (ja) | 1988-02-27 |
| JP2525420B2 true JP2525420B2 (ja) | 1996-08-21 |
Family
ID=6306929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62194574A Expired - Lifetime JP2525420B2 (ja) | 1986-08-08 | 1987-08-05 | 多段送信機−アンテナ結合方法および装置 |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4868810A (ja) |
| EP (1) | EP0255972B1 (ja) |
| JP (1) | JP2525420B2 (ja) |
| CN (1) | CN1009986B (ja) |
| AU (1) | AU603743B2 (ja) |
| CA (1) | CA1271236A (ja) |
| DE (2) | DE3626862A1 (ja) |
| DK (1) | DK407487A (ja) |
| FI (1) | FI873403A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3929702A1 (de) * | 1989-09-07 | 1991-03-14 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Schaltungsanordnung zum gegeneinander entkoppelten verbinden mehrerer nach dem frequenzsprung-verfahren arbeitender sender an eine antenne |
| SE468616B (sv) * | 1991-06-12 | 1993-02-15 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande foer kompensering av saendarnyttosignalens beroende av oeverfoeringsfunktionen foer ett combinerfilter |
| US5289464A (en) * | 1992-09-21 | 1994-02-22 | At&T Bell Laboratories | Frequency-multiplexed cellular telephone cell site base station and method of operating the same |
| DE19747447A1 (de) * | 1997-10-28 | 1999-04-29 | Cit Alcatel | Vorrichtung zum Zusammenführen und Verstärken von zwei breitbandigen Signalen |
| FR2784259B1 (fr) * | 1998-10-01 | 2000-12-01 | Telediffusion Fse | Systeme aperiodique modulaire de reemission multicanaux numeriques |
| CA2299821C (en) * | 1999-03-04 | 2004-08-10 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Variable transmission rate digital modem with multi-rate filter bank |
| US7933555B2 (en) * | 1999-10-21 | 2011-04-26 | Broadcom Corporation | System and method for reducing phase noise |
| US8014724B2 (en) | 1999-10-21 | 2011-09-06 | Broadcom Corporation | System and method for signal limiting |
| DE10003704A1 (de) * | 2000-01-28 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung mit Bandpaßfiltern |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4823851B1 (ja) * | 1968-12-19 | 1973-07-17 | ||
| US3742149A (en) * | 1970-05-06 | 1973-06-26 | Nippon Electric Co | A frequency division multiplex microwave communication system using polarization division multiplex technique |
| DE2213962C3 (de) * | 1972-03-22 | 1979-01-18 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Funkfeld in einem Richtfunksystem |
| FR2191826A5 (ja) * | 1972-07-03 | 1974-02-01 | Cit Alcatel | |
| DE2628906C2 (de) * | 1976-06-28 | 1978-06-22 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Funkfeld in einer Richtfunkstrecke |
| NL180369C (nl) * | 1977-04-04 | 1987-02-02 | Philips Nv | Inrichting voor het omzetten van discrete signalen in een discreet enkelzijband frequentie-multiplex-signaal en omgekeerd. |
| NL7709917A (nl) * | 1977-09-09 | 1979-03-13 | Philips Nv | Systeem voor datatransmissie met behulp van een hoekgemoduleerde draaggolf van constante amplitude. |
| JPS581843B2 (ja) * | 1977-10-14 | 1983-01-13 | 日本電信電話株式会社 | 陸上移動無線基地局送信アンテナ共用方式 |
| DE3243232A1 (de) * | 1982-11-23 | 1984-05-24 | Philips Kommunikations Industrie AG, 8500 Nürnberg | Verfahren zur erkennung von sprachpausen |
| DE3243231A1 (de) * | 1982-11-23 | 1984-05-24 | Philips Kommunikations Industrie AG, 8500 Nürnberg | Verfahren zur erkennung von sprachpausen |
| DE3329779C2 (de) * | 1983-08-18 | 1985-06-27 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Herstellung von Konferenzverbindungen in einem Vermittlungssystem |
| US4581749A (en) * | 1984-07-02 | 1986-04-08 | Motorola, Inc. | Data frequency modulator with deviation control |
| DE3447107A1 (de) * | 1984-12-22 | 1986-06-26 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Verfahren zur nachrichtenuebertragung in einem digitalen funkuebertragungssystem |
| DE3510573A1 (de) * | 1985-03-23 | 1986-09-25 | Philips Patentverwaltung | Digitale analyse-synthese-filterbank mit maximaler taktreduktion |
-
1986
- 1986-08-08 DE DE19863626862 patent/DE3626862A1/de not_active Withdrawn
-
1987
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