JP2510510B2 - Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍ電力変換器の制御装置Info
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- JP2510510B2 JP2510510B2 JP61053394A JP5339486A JP2510510B2 JP 2510510 B2 JP2510510 B2 JP 2510510B2 JP 61053394 A JP61053394 A JP 61053394A JP 5339486 A JP5339486 A JP 5339486A JP 2510510 B2 JP2510510 B2 JP 2510510B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流側にインダクタンス要素と、直流側に
コンデンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器に
関するもので、特に、交流電気車のAC/DC変換器として
好適な電力変換器の制御装置に係る。
コンデンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器に
関するもので、特に、交流電気車のAC/DC変換器として
好適な電力変換器の制御装置に係る。
この種のPWMコンバータの制御については、例えば、
昭和60年電気学会東京支部大会講演論文集（1985年）、
第85頁から第88頁に開示されたものが知られている。す
なわち、交流電圧と交流電流の位相差を検出した結果に
より、変換器入力電圧と交流電源電圧との同相成分を調
節することによつて、前記位相差を零とする制御を行つ
ていた。
昭和60年電気学会東京支部大会講演論文集（1985年）、
第85頁から第88頁に開示されたものが知られている。す
なわち、交流電圧と交流電流の位相差を検出した結果に
より、変換器入力電圧と交流電源電圧との同相成分を調
節することによつて、前記位相差を零とする制御を行つ
ていた。
ここで、第３図および第４図により、位相調節動作に
ついて簡単に説明する。第３図は上記文献による従来技
術を簡略化して書き直したものである。
ついて簡単に説明する。第３図は上記文献による従来技
術を簡略化して書き直したものである。
直流電圧目標値Ed＊と直流電圧Edを比較器301で比較
して得た電圧偏差εEdは、電圧調節器302に入力され
る。電圧調節器302は、電圧偏差εEdを演算し、変換器
入力電圧ECのうちの電流電源Ｓに直交する成分Im｛
Ｃ｝を出力する。直交成分Im｛Ｃ｝は、ベクトル図か
ら明らかなように、交流側リアクトルＬの両端電圧Ｌ
のうちの電流電圧Ｓとの直交成分と等しい大きさをも
つ。リアクトル電圧Ｌと交流電流Ｓの間には、 なる関係があるから、直交成分Im｛Ｃ｝は交流電流
Ｓの有効成分に比例することになる。すなわち、電圧調
節器302は交流電流Ｓの有効成分を制御することによ
り負荷側に供給される電力を制御し、直流電圧Edを目標
値Ed＊に等しくなるように調節する機能を有する。
して得た電圧偏差εEdは、電圧調節器302に入力され
る。電圧調節器302は、電圧偏差εEdを演算し、変換器
入力電圧ECのうちの電流電源Ｓに直交する成分Im｛
Ｃ｝を出力する。直交成分Im｛Ｃ｝は、ベクトル図か
ら明らかなように、交流側リアクトルＬの両端電圧Ｌ
のうちの電流電圧Ｓとの直交成分と等しい大きさをも
つ。リアクトル電圧Ｌと交流電流Ｓの間には、 なる関係があるから、直交成分Im｛Ｃ｝は交流電流
Ｓの有効成分に比例することになる。すなわち、電圧調
節器302は交流電流Ｓの有効成分を制御することによ
り負荷側に供給される電力を制御し、直流電圧Edを目標
値Ed＊に等しくなるように調節する機能を有する。
一方、電源電圧Ｓと交流電流Ｓの位相差φは位相
差検出器303で検出される。いま、交流電流ＳがSO
なる遅れ電流であるとすると、このときのリアクトル電
圧Ｌおよび変換器入力電圧ＣはそれぞれLO,CO
のようにする。このとき、位相調節器304は同相電圧Re
｛Ｃ｝を増大させるように働く。それにより、変換器
入力電圧ＣはCOからC1に移り、リアクトル電圧
ＬはL1のように電源電圧Ｓと直交し、交流電流Ｓ
はS1のように電源電圧Ｓと同相に、すなわち位相差
φは零に制御される。この動作の過程において、直交成
分Im｛Ｃ｝には影響を与えないので、電源電流Ｓの
有効成分は一定、すなわち負荷側に供給される電力は一
定に保たれる。
差検出器303で検出される。いま、交流電流ＳがSO
なる遅れ電流であるとすると、このときのリアクトル電
圧Ｌおよび変換器入力電圧ＣはそれぞれLO,CO
のようにする。このとき、位相調節器304は同相電圧Re
｛Ｃ｝を増大させるように働く。それにより、変換器
入力電圧ＣはCOからC1に移り、リアクトル電圧
ＬはL1のように電源電圧Ｓと直交し、交流電流Ｓ
はS1のように電源電圧Ｓと同相に、すなわち位相差
φは零に制御される。この動作の過程において、直交成
分Im｛Ｃ｝には影響を与えないので、電源電流Ｓの
有効成分は一定、すなわち負荷側に供給される電力は一
定に保たれる。
これら同相電圧Re｛Ｃ｝および直交成分Im｛Ｃ｝
は、座標変換器305により、電源電圧Ｓとの位相差LEC
と変換器入力電圧の振幅相当の変調度MIに変換される。
変換された信号は、PWM変調部306によりパルス幅変調さ
れ、スイツチング素子G1〜G4のゲートパルスを発生す
る。
は、座標変換器305により、電源電圧Ｓとの位相差LEC
と変換器入力電圧の振幅相当の変調度MIに変換される。
変換された信号は、PWM変調部306によりパルス幅変調さ
れ、スイツチング素子G1〜G4のゲートパルスを発生す
る。
上記従来技術は次のような問題点があつた。
周知のように、半導体素子のスイツチング制御におい
ては、素子破壊を防ぐため、最小オンおよび最小オフ時
間が制限を受ける。そして、これらの時間が問題になる
のは変調度が大きい場合である。一般に最小オン，オフ
時間を確保するためには、ゲートパルスを発生する段階
で制限を設けることと、変調度MIの値に制限を設けるこ
とが考えられる。
ては、素子破壊を防ぐため、最小オンおよび最小オフ時
間が制限を受ける。そして、これらの時間が問題になる
のは変調度が大きい場合である。一般に最小オン，オフ
時間を確保するためには、ゲートパルスを発生する段階
で制限を設けることと、変調度MIの値に制限を設けるこ
とが考えられる。
変調度MIの制限が変換器の動作に与える影響について
第５図により、以下に説明する。
第５図により、以下に説明する。
第５図から明らかなように、変調度MI、すなわち変換
器入力電圧Ｃの振幅｜C|は、電源側の力率を１とす
れば、リアクトル電圧Ｌが大きいほど、すなわち負荷
側に供給する電力が大きいほど、大きな値が要求され
る。
器入力電圧Ｃの振幅｜C|は、電源側の力率を１とす
れば、リアクトル電圧Ｌが大きいほど、すなわち負荷
側に供給する電力が大きいほど、大きな値が要求され
る。
いま、変調度MIの制限値MImが図示の大きさにあり、
電圧調節器302の出力である直交成分Im｛Ｃ｝および
位相調節器304の出力である同相成分Re｛Ｃ｝によつ
て与えられた変調器入力電圧Ｃが、COで示されたの
する。変換器入力電圧COは、制限値MImを超えた大き
さであるため、前記の理由から変調度MIは制限値MImに
制限され、変換入力電圧ＣはC1のよすに制限され
る。この結果、交流電流ＳはS1に示すように、必要
な交流電流SOに比べて、その有効成分は小さくなり、
負荷側に必要な電力を供給することができなくなる。
電圧調節器302の出力である直交成分Im｛Ｃ｝および
位相調節器304の出力である同相成分Re｛Ｃ｝によつ
て与えられた変調器入力電圧Ｃが、COで示されたの
する。変換器入力電圧COは、制限値MImを超えた大き
さであるため、前記の理由から変調度MIは制限値MImに
制限され、変換入力電圧ＣはC1のよすに制限され
る。この結果、交流電流ＳはS1に示すように、必要
な交流電流SOに比べて、その有効成分は小さくなり、
負荷側に必要な電力を供給することができなくなる。
必要な電力を負荷側に供給できない場合、直流電圧Ed
が低下するから、電圧調節器302はその出力である直交
成分Im｛Ｃ｝を大きくすることにより、負荷側に供給
される電力を増加するように働く。ところが、変換器入
力電圧ＣがC1のように制限されているため、位相差
φが存在し位相調節器303もその出力Re｛Ｃ｝を大き
くする。従つて、演算される変換器入力電圧Ｃは大き
さ｜C|は大きくなるが、位相差LECはあまり変化しな
い。大きさ｜C|については、制限値MImに制限される
ため、最終的に得られる変換器入力電圧ＣはC1に近
いものとなり、負荷側に供給される電力を増加すること
ができない。
が低下するから、電圧調節器302はその出力である直交
成分Im｛Ｃ｝を大きくすることにより、負荷側に供給
される電力を増加するように働く。ところが、変換器入
力電圧ＣがC1のように制限されているため、位相差
φが存在し位相調節器303もその出力Re｛Ｃ｝を大き
くする。従つて、演算される変換器入力電圧Ｃは大き
さ｜C|は大きくなるが、位相差LECはあまり変化しな
い。大きさ｜C|については、制限値MImに制限される
ため、最終的に得られる変換器入力電圧ＣはC1に近
いものとなり、負荷側に供給される電力を増加すること
ができない。
本発明の目的は、比較的小容量のPWM電力変換器で比
較的大きな出力を採出することにある。
較的大きな出力を採出することにある。
本発明の特徴とするところは、交流電源側に接続され
たインダクタンス要素と直流負荷側に接続されたコンデ
ンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器と、前記
直流の電圧が指令値になるような前記PWM電力変換器の
交流入力電圧指令を発生する手段とを備えたPWM電力変
換器の制御装置において、前記交流入力電圧指令が前記
PWM電力変換器を構成する素子の最小オン・オフ時間か
ら決まる予定の値を越えないように、かつ、前記PWM電
力変換器入力交流電流の有効成分を保持するように前記
交流電源の力率を低下させる手段とを備えることであ
る。
たインダクタンス要素と直流負荷側に接続されたコンデ
ンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器と、前記
直流の電圧が指令値になるような前記PWM電力変換器の
交流入力電圧指令を発生する手段とを備えたPWM電力変
換器の制御装置において、前記交流入力電圧指令が前記
PWM電力変換器を構成する素子の最小オン・オフ時間か
ら決まる予定の値を越えないように、かつ、前記PWM電
力変換器入力交流電流の有効成分を保持するように前記
交流電源の力率を低下させる手段とを備えることであ
る。
このように、PWM電力変換器のPWM電力変換器の交流入
力電圧指令が、スイツチング素子の最小オン、最小オフ
時間の制限によつて決る制限値に近づくと、制限値を越
えないように、かつ、PWM電力変換器入力交流電流の有
効成分を保持するように、積極的に力率を１以下に抑制
する。これにより、変換器の入力電圧は、変換器の変調
度の上限の軌跡に沿つて推移し、その直流出力電力の最
大値を維持することが可能である。
力電圧指令が、スイツチング素子の最小オン、最小オフ
時間の制限によつて決る制限値に近づくと、制限値を越
えないように、かつ、PWM電力変換器入力交流電流の有
効成分を保持するように、積極的に力率を１以下に抑制
する。これにより、変換器の入力電圧は、変換器の変調
度の上限の軌跡に沿つて推移し、その直流出力電力の最
大値を維持することが可能である。
この結果、特定の僅かの領域でのみ、力率の低下を許
容することにより、比較的小容量のPWM電力変換器によ
り、比較的大きな直流出力を得ることができる。
容することにより、比較的小容量のPWM電力変換器によ
り、比較的大きな直流出力を得ることができる。
以下、本発明の一実施例を、交流電気車に適用して示
す第１図により説明する。
す第１図により説明する。
スイツチング素子11〜14および整流素子15〜18から成
る電力変換器１の交流電源変圧器２側にはリアクトル３
が、また、インバータ４側にはコンデンサ５あるいはバ
ツテリが接続される。６は、電気車駆動用の誘導電動機
である。電力変換器１のスイツチング素子11〜14のオ
ン，オフを制御する制御装置は、次のように構成され
る。まず、直流電圧目標値Ed＊と直流電圧Edを比較し、
電圧偏差εEdを出力する比較器７と、電圧偏差εEdを入
力し、交流電流の振幅指令｜S|＊を出力する電圧制御
器８が設けられる。この電圧制御器８は、スイツチング
素子11〜14の最大遮断電流および変換器１の電流容量か
ら定まる制限特性を備えている。この交流電流振幅指令
｜S|＊は、比較器９によつて、電流検出器10および振
幅検出器11を介して得られた交流電流振幅｜S|と比較
され、電流偏差ε｜S|を出力する。この偏差ε｜S|
は、電流制御器12に入力される。この電流制御器12は、
例えば比例積分演算を行い、変換器の交流入力電圧Ｃ
の虚軸成分（交流電源電圧Ｓと直交する成分）Im｛
Ｃ｝を出力する。
る電力変換器１の交流電源変圧器２側にはリアクトル３
が、また、インバータ４側にはコンデンサ５あるいはバ
ツテリが接続される。６は、電気車駆動用の誘導電動機
である。電力変換器１のスイツチング素子11〜14のオ
ン，オフを制御する制御装置は、次のように構成され
る。まず、直流電圧目標値Ed＊と直流電圧Edを比較し、
電圧偏差εEdを出力する比較器７と、電圧偏差εEdを入
力し、交流電流の振幅指令｜S|＊を出力する電圧制御
器８が設けられる。この電圧制御器８は、スイツチング
素子11〜14の最大遮断電流および変換器１の電流容量か
ら定まる制限特性を備えている。この交流電流振幅指令
｜S|＊は、比較器９によつて、電流検出器10および振
幅検出器11を介して得られた交流電流振幅｜S|と比較
され、電流偏差ε｜S|を出力する。この偏差ε｜S|
は、電流制御器12に入力される。この電流制御器12は、
例えば比例積分演算を行い、変換器の交流入力電圧Ｃ
の虚軸成分（交流電源電圧Ｓと直交する成分）Im｛
Ｃ｝を出力する。
一方、位相検出器13は、交流電源電圧Ｓと交流電流
Ｓの位相差φを検出する。位相差指令値φ＊は、通常
電気角０度、すなわち力率cosφ＝１に設定されてい
る。位相差指令値φ＊と検出位相差φは、比較器14によ
つて比較され、偏差εφを位相力率制御器15へ出力す
る。この位相制御器15は、後述する制限特性を備えてお
り、変換器の交流入力電圧Ｃの実軸成分（交流電源電
圧Ｓと同相の成分）Re｛Ｃ｝を出力する。
Ｓの位相差φを検出する。位相差指令値φ＊は、通常
電気角０度、すなわち力率cosφ＝１に設定されてい
る。位相差指令値φ＊と検出位相差φは、比較器14によ
つて比較され、偏差εφを位相力率制御器15へ出力す
る。この位相制御器15は、後述する制限特性を備えてお
り、変換器の交流入力電圧Ｃの実軸成分（交流電源電
圧Ｓと同相の成分）Re｛Ｃ｝を出力する。
座標変換器16は、前記虚軸成分Im｛Ｃ｝および実軸
成分Re｛Ｃ｝を入力し、PWM変調のための位相ＬＣ
と変調度指令MIを出力する。PWM変調部17は、前記位相
ＬＣおよび変調度指令MIから、PWM変調を行い、スイ
ツチング素子11〜14のオン，オフパルスを発生する。
成分Re｛Ｃ｝を入力し、PWM変調のための位相ＬＣ
と変調度指令MIを出力する。PWM変調部17は、前記位相
ＬＣおよび変調度指令MIから、PWM変調を行い、スイ
ツチング素子11〜14のオン，オフパルスを発生する。
前記変調度指令MIは、スイツチング素子11〜14の最小
オン，オフ時間から決まる最大変調度MImと比較器18に
よつて比較され、力率制限器19に出力される。この力率
制限器19は、変調度指令MIが最大変調器MImを超えたと
き、その超えた量に応じた力率制限信号PFLを出力す
る。この力率制限信号PFLは、前記位相（力率）制御器1
5に入力され、その大きさに応じて実軸成分Re｛Ｃ｝
を絞り込むように制限する。
オン，オフ時間から決まる最大変調度MImと比較器18に
よつて比較され、力率制限器19に出力される。この力率
制限器19は、変調度指令MIが最大変調器MImを超えたと
き、その超えた量に応じた力率制限信号PFLを出力す
る。この力率制限信号PFLは、前記位相（力率）制御器1
5に入力され、その大きさに応じて実軸成分Re｛Ｃ｝
を絞り込むように制限する。
以下、第６図を参照して第１図の制御動作について説
明する。
明する。
第１図の交流電気車において、変換器１は、基本的に
は直流電圧Edを一定に制御する。インバータ４は、直流
電気車のものと基本的に同一であり、インバータ制御器
20によつて電気車の速度に応じ、公知のトルク，定電
力，ならびに特性領域の制御を行う。
は直流電圧Edを一定に制御する。インバータ４は、直流
電気車のものと基本的に同一であり、インバータ制御器
20によつて電気車の速度に応じ、公知のトルク，定電
力，ならびに特性領域の制御を行う。
ここで、変換器１に要求される出力電力は、定電力領
域において最大となる。例えば、最高速度300km/hの電
気車を想定すると、ほぼ100〜200km/h程度の速度域がこ
の領域となる。この領域で交流電源電圧がS1の大きさ
であつたとすると、必要な電力を供給するための交流電
流はS1となる。これによりリアクトル電圧はL1とな
るので、変換器入力電圧としてはC1が要求される。こ
のC1は、最大変調度MIm以内の変調度で得られる値で
ある。
域において最大となる。例えば、最高速度300km/hの電
気車を想定すると、ほぼ100〜200km/h程度の速度域がこ
の領域となる。この領域で交流電源電圧がS1の大きさ
であつたとすると、必要な電力を供給するための交流電
流はS1となる。これによりリアクトル電圧はL1とな
るので、変換器入力電圧としてはC1が要求される。こ
のC1は、最大変調度MIm以内の変調度で得られる値で
ある。
ここで、交流電源電圧が変動し、S2となつた場合、
力率１を保ちつつ必要な電力を供給するとすれば、リア
クトル電圧はL2となる。但し、ELdは交流電源電圧の
変動に対して、供給電力を一定とするリアクトル電圧の
軌跡 を示す。ところが、リアクトル電圧L2を得るための変
換器入力電圧はS2となり、最大変調度MImを超えてし
まうため、実現不可能である。
力率１を保ちつつ必要な電力を供給するとすれば、リア
クトル電圧はL2となる。但し、ELdは交流電源電圧の
変動に対して、供給電力を一定とするリアクトル電圧の
軌跡 を示す。ところが、リアクトル電圧L2を得るための変
換器入力電圧はS2となり、最大変調度MImを超えてし
まうため、実現不可能である。
このような場合において、本実施例によれば、変調度
指令MIが最大変調度MImを超えないように力率制限器19
の出力（力率制限信号）PFLにより位相（力率）制御器1
5の出力である実軸成分Re｛Ｃ｝を絞り込む。これに
より、力率の低下を許容し、変換器入力電圧はC3にな
る最大変調度MImを満足する値に制御される。
指令MIが最大変調度MImを超えないように力率制限器19
の出力（力率制限信号）PFLにより位相（力率）制御器1
5の出力である実軸成分Re｛Ｃ｝を絞り込む。これに
より、力率の低下を許容し、変換器入力電圧はC3にな
る最大変調度MImを満足する値に制御される。
この動作においては、虚軸成分Im｛Ｃ｝には影響を
与えていない。交流電流Ｓは、 と表わせるから、その実軸成分（有効成分）Re｛Ｓ｝
にも影響を与えない。したがつて、S3 cosφ＝S2 となり、変換器１は必要な電力を出力することができ
る。
与えていない。交流電流Ｓは、 と表わせるから、その実軸成分（有効成分）Re｛Ｓ｝
にも影響を与えない。したがつて、S3 cosφ＝S2 となり、変換器１は必要な電力を出力することができ
る。
前述のように電気車の運転において、出力電力が最大
となるのは定電力領域である。その他の、定トルクおよ
び特性領域では、出力電力は定電力領域より小さくな
り、したがつて変換器入力電圧Ｃも小さくなる。すな
わち、最大変調度MImを満足するために、力率の低下を
許容するのは、大きな出力電力を要求された場合、ある
いは交流電源電圧Ｓが上昇した場合である。なお、出
力電力が最大となる定電力領域の持続時間は、前述の想
定した電気車において加速度を2.0km/h/sとすれば、た
かだか１分間程度のものである。
となるのは定電力領域である。その他の、定トルクおよ
び特性領域では、出力電力は定電力領域より小さくな
り、したがつて変換器入力電圧Ｃも小さくなる。すな
わち、最大変調度MImを満足するために、力率の低下を
許容するのは、大きな出力電力を要求された場合、ある
いは交流電源電圧Ｓが上昇した場合である。なお、出
力電力が最大となる定電力領域の持続時間は、前述の想
定した電気車において加速度を2.0km/h/sとすれば、た
かだか１分間程度のものである。
交流電源電圧Ｓの設定にあたつては、従来はその値
Ｓが変動範囲の最大値をとり、かつ変換器１の出力電
力が最大であるときに、最大変調度MImと力率１とを同
時に満足するようにしていた。交流電源電圧Ｓと交流
電流Ｓとは、出力電圧を一定とすれば反比例の関係に
あるから、交流電源電圧Ｓが低下した場合には、交流
電流Ｓが増大する。変換器１の電流容量は、いうまで
もなく、交流電源電圧Ｓが最小となつたときの交流電
流Ｓを考慮して設定しなければならない。
Ｓが変動範囲の最大値をとり、かつ変換器１の出力電
力が最大であるときに、最大変調度MImと力率１とを同
時に満足するようにしていた。交流電源電圧Ｓと交流
電流Ｓとは、出力電圧を一定とすれば反比例の関係に
あるから、交流電源電圧Ｓが低下した場合には、交流
電流Ｓが増大する。変換器１の電流容量は、いうまで
もなく、交流電源電圧Ｓが最小となつたときの交流電
流Ｓを考慮して設定しなければならない。
これに対して、本実施例によれば、交流電源電圧Ｓ
が上昇したときには必ずしも力率１を満足しなくても良
い。したがつて、交流電流電圧Ｓを従来より大きい値
に設定することができる。これにより、交流電源電圧が
低下した場合に必要な交流電圧Ｓは小さくなる。一
方、交流電源電圧Ｓが上昇した場合には力率の低下を
許容することになる。しかし、必要な交流電流の実軸成
分（有効成分）Scosφは小さくなり、力率の低下によ
る交流電流Ｓの増加に打ち消す方向に働く。そのた
め、力率の低下に対して、交流電流Ｓの増加分は小さ
い。
が上昇したときには必ずしも力率１を満足しなくても良
い。したがつて、交流電流電圧Ｓを従来より大きい値
に設定することができる。これにより、交流電源電圧が
低下した場合に必要な交流電圧Ｓは小さくなる。一
方、交流電源電圧Ｓが上昇した場合には力率の低下を
許容することになる。しかし、必要な交流電流の実軸成
分（有効成分）Scosφは小さくなり、力率の低下によ
る交流電流Ｓの増加に打ち消す方向に働く。そのた
め、力率の低下に対して、交流電流Ｓの増加分は小さ
い。
以上の電流容量の低減効果については、最悪条件時に
力率が0.9程度まで低下することを許容すれば、変換器
１の電流容量を約15％低減できるという試算結果が得ら
れた。
力率が0.9程度まで低下することを許容すれば、変換器
１の電流容量を約15％低減できるという試算結果が得ら
れた。
つぎに、変換器１に要求される出力電力が過大になつ
た場合を考える。
た場合を考える。
最大変調度MImの制限に対して力率の低下を許容しつ
つ出力電力を増大していくと、ついには交流電流Ｓが
変換器１の許容できる電流容量に達する。このとき、変
換器１が出し得る出力電力を超える電力をインバータ４
が消費した場合、コンデンサ５は徐々に放電することに
なり、したがつて直流電圧Edは徐々に低下する。変換器
入力電圧Ｃは、直流電圧EdをPWM制御することによつ
て発生している。そのために、最大変調度MImを保持し
ていても、変換器入力電圧Ｃの大きさは直流電圧Edの
低下に従つて小さくなつていく。その際に、交流電流
Ｓを変換器１の電流容量内に抑えるためには、変換器入
力電圧Ｃが最大リアクトル電圧ELmを超えないように
制御すれば良い。
つ出力電力を増大していくと、ついには交流電流Ｓが
変換器１の許容できる電流容量に達する。このとき、変
換器１が出し得る出力電力を超える電力をインバータ４
が消費した場合、コンデンサ５は徐々に放電することに
なり、したがつて直流電圧Edは徐々に低下する。変換器
入力電圧Ｃは、直流電圧EdをPWM制御することによつ
て発生している。そのために、最大変調度MImを保持し
ていても、変換器入力電圧Ｃの大きさは直流電圧Edの
低下に従つて小さくなつていく。その際に、交流電流
Ｓを変換器１の電流容量内に抑えるためには、変換器入
力電圧Ｃが最大リアクトル電圧ELmを超えないように
制御すれば良い。
本実施例によれば、電圧制御器８の出力、すなわち交
流電流振幅指令値｜S|＊に制限を設けており、電流制
御器12は検出した交流電流振幅｜S|＊が指令値｜S|
＊に等しくなるように制御を行う。この場合、虚軸成分
Im｛Ｃ｝の大きさを減少せしめる方向に動作する。そ
の結果、変換器入力電圧Ｃは最大リアクトル電圧ELm
の軌跡に沿つて制御されることになり、交流電流Ｓを
変換器１の電流容量の限界に沿つて制御することができ
る。
流電流振幅指令値｜S|＊に制限を設けており、電流制
御器12は検出した交流電流振幅｜S|＊が指令値｜S|
＊に等しくなるように制御を行う。この場合、虚軸成分
Im｛Ｃ｝の大きさを減少せしめる方向に動作する。そ
の結果、変換器入力電圧Ｃは最大リアクトル電圧ELm
の軌跡に沿つて制御されることになり、交流電流Ｓを
変換器１の電流容量の限界に沿つて制御することができ
る。
以上のように、本実施例によれば、変換器１にその電
流容量を超えるような過大な出力電力が要求され、直流
電圧Edが低下してきても、交流電流Ｓを変換器１の電
流容量内に制御することができる。
流容量を超えるような過大な出力電力が要求され、直流
電圧Edが低下してきても、交流電流Ｓを変換器１の電
流容量内に制御することができる。
第２図は、本発明の他の実施例を示す図である。ここ
で、位相制御器15は出力を制限する機能を特に有してい
ないこと、力率制限器19の出力PFLは比較器21に入力さ
れ、位相差目標値φ＊を調節することによつて力率を低
下するほかは、第１図と同様である。
で、位相制御器15は出力を制限する機能を特に有してい
ないこと、力率制限器19の出力PFLは比較器21に入力さ
れ、位相差目標値φ＊を調節することによつて力率を低
下するほかは、第１図と同様である。
したがつて、前記実施例と同様の効果が得られる。
以上の２つの実施例は、変調度指令MIが最大変調度MI
mを超えないように、それらを比較した結果に応じて力
率の低下を許容するものである。
mを超えないように、それらを比較した結果に応じて力
率の低下を許容するものである。
変調度に関連する制御変数としては、この他にスイツ
チング素子11〜14に与えられるゲートパルスの幅、変調
器入力電圧Ｃの波形、虚軸成分Im｛Ｃ｝などを挙げ
ることができる。これらの制御変数がその制限値を超え
ないように力率の低下を許容することは、前記実施例に
おいて比較器18の入力を変調度に関連する制御変数と、
その制限値とに変更することによつて達成できる。
チング素子11〜14に与えられるゲートパルスの幅、変調
器入力電圧Ｃの波形、虚軸成分Im｛Ｃ｝などを挙げ
ることができる。これらの制御変数がその制限値を超え
ないように力率の低下を許容することは、前記実施例に
おいて比較器18の入力を変調度に関連する制御変数と、
その制限値とに変更することによつて達成できる。
本発明によれば、PWM電力変換器を特定の領域におい
て力率の低下を許容することにより、出力電力を拡大す
ることができる。したがつて、従来と同じ出力電力を得
る場合、変換器の電流容量を低減することができる。電
流容量は、最悪条件時に力率が0.9程度まで低下するこ
とを許容すれば、従来より約15％低減することができ
る。
て力率の低下を許容することにより、出力電力を拡大す
ることができる。したがつて、従来と同じ出力電力を得
る場合、変換器の電流容量を低減することができる。電
流容量は、最悪条件時に力率が0.9程度まで低下するこ
とを許容すれば、従来より約15％低減することができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の他の実施例を示す構成図、第３図は従来例を示す構
成図、第４図は第３図の動作を示すベクトル図、第５図
は従来例の動作を示すベクトル図、第６図は本発明の動
作を示すベクトル図である。 １……PWM電力変換器、３……リアクトル、５……コン
デンサ、８……電力制御器、11……振幅検出器、12……
電流制御器、13……位相検出器、15……位相制御器、16
……座標変換器、17……PWM変調部、19……力率制限
器、7,9,14,18,21……比較器。
明の他の実施例を示す構成図、第３図は従来例を示す構
成図、第４図は第３図の動作を示すベクトル図、第５図
は従来例の動作を示すベクトル図、第６図は本発明の動
作を示すベクトル図である。 １……PWM電力変換器、３……リアクトル、５……コン
デンサ、８……電力制御器、11……振幅検出器、12……
電流制御器、13……位相検出器、15……位相制御器、16
……座標変換器、17……PWM変調部、19……力率制限
器、7,9,14,18,21……比較器。
Claims (6)
- 【請求項１】交流電源側に接続されたインダクタンス要
素と直流負荷側に接続されたコンデンサあるいはバッテ
リを備えたPWM電力変換器と、前記直流の電圧が指令値
になるような前記PWM電力変換器の交流入力電圧指令を
発生する手段とを備えたPWM電力変換器の制御装置にお
いて、前記交流入力電圧指令が前記PWM電力変換器を構
成する素子の最小オン・オフ時間から決まる予定の値を
越えないように、かつ、前記PWM電力変換器入力交流電
流の有効成分を保持するように前記交流電源の力率を低
下させる手段とを備えたPWM電力変換器の制御装置。 - 【請求項２】前記PWM電力変換器入力交流電流の有効成
分を保持する際、この入力交流電流がこの電力変換器を
構成する素子の容量から決まる制限値に達したときこの
入力交流電流を制限する手段とを備えた特許請求の範囲
第１項記載のPWM電力変換器の制御装置。 - 【請求項３】前記交流入力電圧指令を発生する手段は、
前記直流の電圧と指令値との偏差に基づいて前記入力交
流電流の振幅指令を出力する手段と、この入力交流電流
の振幅指令と実交流電流の振幅との偏差に基づいて前記
交流入力電圧の直交成分の指令を出力する手段と、前記
交流電源の電圧と電流の位相差と位相指令との偏差に基
づいて前記交流入力電圧の同相成分の指令を出力する力
率制御手段とを含むものであり、前記交流電源の力率を
低下させる手段は、前記交流入力電圧の直交成分及び同
相成分から得られる変調度指令が前記電力変換器を構成
する素子の最小オン・オフ時間から決まる最大変調度を
越えた量に応じて前記力率制御手段に作用して力率を低
下させる手段である特許請求の範囲第１項記載のPWM電
力変換器の制御装置。 - 【請求項４】前記入力交流電流の振幅指令を出力する手
段は、前記電力変換器を構成する素子の容量から決まる
制限値以内に前記振幅指令を制限する手段を含む特許請
求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の制御装置。 - 【請求項５】前記力率制御手段に作用して力率を低下さ
せる手段は、前記交流入力電圧の同相成分を前記変調度
指令が前記最大変調度を越えた量に応じて低下させるも
のである特許請求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の
制御装置。 - 【請求項６】前記力率制御手段に作用して力率を低下さ
せる手段は、前記位相指令を、前記変調度指令が前記最
大変調度を越えた量に応じて低下させるものである特許
請求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61053394A JP2510510B2 (ja) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 |
| DE87103371T DE3786024T2 (de) | 1986-03-11 | 1987-03-10 | Steuerapparat für pulsbreitenmodulierte Umrichter. |
| EP87103371A EP0237012B1 (en) | 1986-03-11 | 1987-03-10 | A control apparatus for pwm power converters |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61053394A JP2510510B2 (ja) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62210866A JPS62210866A (ja) | 1987-09-16 |
| JP2510510B2 true JP2510510B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=12941605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61053394A Expired - Lifetime JP2510510B2 (ja) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Ｐｗｍ電力変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2510510B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2749306B2 (ja) * | 1987-11-24 | 1998-05-13 | 株式会社日立製作所 | 交流電気車制御装置 |
| JP2607648B2 (ja) * | 1988-11-24 | 1997-05-07 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| CA2011563C (en) * | 1989-03-08 | 1994-05-10 | Kiyoshi Nakata | Power conversion system |
| JPH0783609B2 (ja) * | 1989-08-25 | 1995-09-06 | 株式会社日立製作所 | 電力変換器 |
| JP3232431B2 (ja) * | 1995-09-08 | 2001-11-26 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| AT504106B1 (de) * | 2006-08-24 | 2008-03-15 | Elin Ebg Traction Gmbh | Verfahren zur regelung eines netzstromrichters für schienenfahrzeuge |
| JP6356416B2 (ja) * | 2013-12-19 | 2018-07-11 | 株式会社ダイヘン | インバータ回路の制御回路、この制御回路を備えたインバータ装置、このインバータ装置を備えた誘導加熱装置、および、制御方法 |
-
1986
- 1986-03-11 JP JP61053394A patent/JP2510510B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62210866A (ja) | 1987-09-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |