JP2014171362A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】第１インバータ部２０は、コイル１１〜１３の一端に接続されるＳＷ素子２１〜２６を有し、第１電力供給源４１により駆動される。第２インバータ部３０は、コイル１１〜１３の他端に接続されるＳＷ素子３１〜３６を有し、第２電力供給源４２により駆動される。第１制御信号生成部６１は、キャリア波と第１基本波Ｆ１とに基づくＰＷＭ制御により、ＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する。第２制御信号生成部６２は、ＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数よりＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が少なくなるように、第１基本波Ｆ１と位相が１８０°ずれている第２基本波Ｆ２に基づき、ＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。これにより、スイッチング損失を低減することができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、２つのインバータにより回転電機の電力を変換するインバータ駆動システムが知られている。例えば特許文献１では、高電圧時において、第１のインバータシステムと第２のインバータシステムのパルス幅変調信号（以下、パルス幅変調を「ＰＷＭ」という。）の基本波成分の位相を１８０°ずらすことで２つの電源が電気的に直列接続され、２つの電源電圧の和により回転電機を駆動する。また特許文献１では、低電圧時において、第１インバータシステムまたは第２インバータシステムの一方の上アームまたは下アームのいずれかを３相同時オンし、他方をＰＷＭ駆動している。

特開２００６−２３８６８６号公報

特許文献１では、第１のインバータシステムおよび第２のインバータシステムにおいて、ＰＷＭ駆動をしている。そのため、例えば１つのインバータシステムにて回転電機の電力を変換する場合と比較し、装置全体としてのスイッチング回数が多いため、スイッチング損失が比較的大きい。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失を低減可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明は、巻線を有する回転電機の電力を変換する電力変換装置であって、第１電力供給源と、第２電力供給源と、第１インバータ部と、第２インバータ部と、制御部と、を備える。第１インバータ部は、巻線の一端に接続される第１スイッチング素子を有し、第１電力供給源により駆動される。第２インバータ部は、巻線の他端に接続される第２スイッチング素子を有し、第２電力供給源により駆動される。

制御部は、第１制御信号生成手段、および、第２制御信号生成手段を有する。
第１制御信号生成手段は、第１キャリア波と巻線に通電される電流に係る第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により、第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
第２制御信号生成手段は、第１スイッチング素子のスイッチング回数より第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、第１基本波と位相が１８０°ずれている第２基本波に基づき、第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。
ここで、第２基本波に基づいて第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する場合、第２スイッチング素子のスイッチング回数が最も少ない状態は、第２基本波の半周期ごとにオンオフを切り替える、いわゆる矩形波制御の場合である。

本発明では、第１インバータ部と第２インバータ部とを位相が１８０°ずれている基本波に基づいて制御することにより、第１電力供給源と第２電力供給源とを直列接続した状態にて回転電機を駆動している。これにより、回転電機を高電圧で駆動することができるので、高回転、高トルクを出力可能となる。

また、第２スイッチング素子のスイッチング回数は、キャリア波と第１基本波とに基づくＰＷＭ制御される第１スイッチング素子のスイッチング回数より少ない。これにより、第１インバータ部と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、第２インバータ部におけるスイッチング回数を低減することができるので、第２インバータ部におけるスイッチング損失を低減することができる。ひいては、装置全体の損失が低減し、効率が向上する。駆動電圧が高いほどスイッチング損失が大きくなるので、第２電力供給源の電圧が第１電力供給源の電圧より高い場合、第２インバータ部のスイッチング回数の低減によるスイッチング損失低減の効果が大きい。

本発明の一実施形態による電力変換装置の構成を示す概略構成図である。 本発明の一実施形態の制御モードの切り替えを説明する説明図である。 本発明の一実施形態における高電圧モードを説明するタイムチャートである。 本発明の一実施形態における高電圧モードを説明する説明図である。 本発明の一実施形態の高電圧モードにおけるインバータ損失を説明する説明図である。 本発明の一実施形態における低電圧モードを説明する説明図である。 本発明の一実施形態における第２インバータ部を中性点化した場合の線間電圧を説明するタイムチャートである。 本発明の一実施形態における第１インバータ部を中性点化した場合の線間電圧を説明するタイムチャートである。 本発明の一実施形態の各制御モードにおける効率を説明する説明図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング速度とスイッチング損失の関係を説明する説明図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング速度とインバータ損失の関係を説明する説明図である。 本発明の一実施形態の第１インバータ部におけるスイッチング速度および配線長とサージ電圧の関係を説明する説明図である。 本発明の一実施形態の第２インバータ部におけるスイッチング速度および配線長とサージ電圧との関係を説明する説明図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング速度および配線長とサージ電圧ピーク値との関係を説明する説明図である。 本発明の一実施形態によるサージ最大電圧比を説明する説明図である。

以下、本発明による電力変換装置を図面に基づいて説明する。
（一実施形態）
図１に示すように、本発明の一実施形態による電力変換装置１は、モータ１０の電力を変換するものである。

モータ１０は、例えば電動車両に適用され、図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する。本実施形態のモータ１０は、駆動輪を駆動するための電動機としての機能、および、図示しないエンジンや駆動輪から伝わる運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（ＭＧ）である。本実施形態では、主に電動機として機能する場合について説明するので、「モータ１０」と呼ぶ。
本実施形態のモータ１０は、３相交流の回転電機であって、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３を有する。本実施形態では、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３が「巻線」に対応する。

電力変換装置１は、第１インバータ部２０、第２インバータ部３０、第１電力供給源４１、第２電力供給源４２、第１コンデンサ５１、第２コンデンサ５２、および、制御部６０等を備える。

第１インバータ部２０は、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３への通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子（以下「ＳＷ素子」という。）２１〜２６がブリッジ接続される。本実施形態のＳＷ素子２１〜２６は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。

ＳＷ素子２１は、ＳＷ素子２４の高電位側に接続される。ＳＷ素子２１とＳＷ素子２４との接続点２７は、Ｕ相コイル１１の一端１１１に接続される。接続点２７とＵ相コイル１１の一端１１１とは、配線１５１で接続される。
ＳＷ素子２２は、ＳＷ素子２５の高電位側に接続される。ＳＷ素子２２とＳＷ素子２５との接続点２８は、Ｖ相コイル１２の一端１２１に接続される。接続点２８とＶ相コイル１２の一端１２１とは、配線１５２で接続される。
ＳＷ素子２３は、ＳＷ素子２６の高電位側に接続される。ＳＷ素子２３とＳＷ素子２６との接続点２９は、Ｗ相コイル１３の一端１３１に接続される。接続点２９とＷ相コイル１３の一端１３１とは、配線１５３で接続される。
配線１５１、１５２、１５３は、例えばケーブルまたはバスバーである。本実施形態では、接続点２６〜２９とコイル１１〜１３とを接続する配線１５１、１５２、１５３は、「第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線」であって、当該配線の長さを第１配線長Ｌ１とする。

第２インバータ部３０は、第１インバータ部２０と同様、３相インバータであり、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３への通電を切り替えるべく、６つのＳＷ素子３１〜３６がブリッジ接続される。本実施形態のＳＷ素子３１〜３６は、ＳＷ素子２１〜２６と同様、ＩＧＢＴである。

ＳＷ素子３１は、ＳＷ素子３４の高電位側に接続される。ＳＷ素子３１とＳＷ素子３４との接続点３７は、Ｕ相コイル１１の他端１１２に接続される。接続点３７とＵ相コイル１１の他端１１２とは、配線１６１で接続される。
ＳＷ素子３２は、ＳＷ素子３５の高電位側に接続される。ＳＷ素子３２とＳＷ素子３５との接続点３８は、Ｖ相コイル１２の他端１２２に接続される。接続点３８とＶ相コイル１２の他端１２２とは、配線１６２で接続される。
ＳＷ素子３３は、ＳＷ素子３６の高電位側に接続される。ＳＷ素子３３とＳＷ素子３６との接続点３９は、Ｗ相コイル１３の他端１３２に接続される。接続点３９とＷ相コイル１３の他端１３２とは、配線１６３で接続される。
配線１６１、１６２、１６３は、例えばケーブルまたはバスバーである。本実施形態では、接続点３６〜３９とコイル１１〜１３とを接続する配線１６１、１６２、１６３は、「第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線」であって、当該配線の長さを第２配線長Ｌ２とする。

以下適宜、高電位側に接続されるＳＷ素子２１〜２３、３１〜３３を「上アーム素子」といい、低電位側に接続されるＳＷ素子２４〜２６、３４〜３６を「下アーム素子」という。また、本実施形態では、ＳＷ素子２１〜２６が「第１スイッチング素子」に対応し、ＳＷ素子３１〜３６が「第２スイッチング素子」に対応する。

第１電力供給源４１は、第１インバータ部２０に並列に接続される直流電源であって、第１インバータ部２０を経由してモータ１０に電力を供給する。
第２電力供給源４２は、第２インバータ部３０に並列に接続される直流電源であって、第２インバータ部３０を経由してモータ１０に電力を供給する。

本実施形態では、第２電力供給源４２により印加される第２電圧値Ｅ２は、第１電力供給源４１により印加される第１電圧値Ｅ１より大きい。すなわちＥ２＞Ｅ１である。また本実施形態では、第２電圧値Ｅ２は、第１電圧値Ｅ１の２倍とする。すなわち、Ｅ２＝２×Ｅ１である。
以下適宜、第１インバータ部２０の駆動に係る電圧である第１電圧値Ｅ１、および、第２インバータ部３０の駆動に係る電圧である第２電圧値Ｅ２を、「駆動電圧」という。

第１コンデンサ５１は、第１電力供給源４１と並列に接続され、第１電力供給源４１から第１インバータ部２０へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサである。
第２コンデンサ５２は、第２電力供給源４２と並列に接続され、第２電力供給源４２から第２インバータ部３０へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサである。

第１インバータ部２０、第１電力供給源４１および第１コンデンサ５１の組み合わせを第１系統１００とし、第２インバータ部３０、第２電力供給源４２および第２コンデンサ５２の組み合わせを第２系統２００とすれば、本実施形態では、第１系統１００および第２系統２００は、モータ１０の両側に接続されている、といえる。

制御部６０は、通常のコンピュータとして構成されており、内部にはＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、および、これらの構成を接続するバスライン等が備えられる。
制御部６０は、第１制御信号生成部６１、および、第２制御信号生成部６２を有する。
第１制御信号生成部６１は、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する第１制御信号を第１インバータ部２０に出力する。第２制御信号生成部６２は、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する第２制御信号を第２インバータ部３０に出力する。

ところで、モータ１０の駆動に際し、駆動電圧により、回転限界およびトルク限界が存在し、駆動電圧が高ければ、高回転、高トルクでの出力が可能となる。一方、駆動電圧が大きいと、スイッチング損失が大きくなる。
そこで本実施形態では、モータ１０の回転数、および、モータ１０のトルクに応じ、制御モードを切り替えている。図２に示すように、本実施形態では、モータ１０の回転数およびトルクに応じ、回転数およびトルクが実線Ｔ１より小さい領域Ａ、および、回転数およびトルクが実線Ｔ１とＴ２との間の領域Ｂでは、制御モードを「第２の制御モード」としての低電圧モードとし、回転数およびトルクが実線Ｔ２とＴ３との間の領域Ｃでは、制御モードを「第１の制御モード」としての高電圧モードとする。また、以下適宜、領域Ａにおける制御モードを制御モードＡ、領域Ｂにおける制御モードを制御モードＢ、領域Ｃにおける制御モードを制御モードＣという。

以下、各制御モードについて説明する。
まず、高電圧モードについて、図３および図４に基づいて説明する。図３においては、Ｕ相を例に説明する。また、図４においては、オンされているＳＷ素子を実線、オフされているＳＷ素子を破線にて示し、制御部６０の記載を省略している。また、煩雑になることを避けるため、配線１５１〜１５３、１６１〜１６３の符番は省略した（図６も同様）。
高電圧モードでは、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を図３（ａ）に示す第１基本波Ｆ１に基づいて制御し、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を基本波Ｆ１と位相が１８０°ずれた第２基本波Ｆ２に基づいて制御する。

図３（ｂ）、（ｃ）に示すように、第１制御信号生成部６１は、第１基本波Ｆ１と図示しないキャリア波とを比較し、第１制御信号としてＰＷＭ制御信号を出力し、ＳＷ素子２１、２４のオンオフ作動を制御する。ここで、ＰＷＭ制御には、第１基本波Ｆ１の振幅がキャリア波の振幅以下である「正弦波ＰＷＭ制御」、および、第１基本波Ｆ１の振幅がキャリア波の振幅より大きい「過変調ＰＷＭ制御」が含まれる。本実施形態のキャリア波は「第１キャリア波」に対応する。なお、キャリア波の振幅に対する基本波の振幅を変調率とすると、正弦波ＰＷＭ制御の変調率は１以下であり、過変調ＰＷＭ制御の変調率は１より大きい。

また、図３（ｄ）、（ｅ）に示すように、第２制御信号生成部６２は、第２基本波Ｆ２に基づき、第２基本波Ｆ２が正の場合、上アーム素子であるＳＷ素子３１をオン、下アーム素子であるＳＷ素子３４をオフとし、第２基本波Ｆ２が負の場合、上アーム素子であるＳＷ素子３１をオフ、下アーム素子であるＳＷ素子３４をオンとする矩形波制御信号を第２制御信号として出力する。

すなわち本実施形態では、高電圧モードにおいて、第１インバータ部２０をＰＷＭ制御とし、第２インバータ部３０を矩形波制御としている。そのため、図３（ｂ）〜（ｅ）に示すように、第２インバータ部３０のＳＷ素子３１、３４のスイッチング回数は、第１インバータ部２０のＳＷ素子２１、２４のスイッチング回数より少ない。
なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

高電圧モードでは、第１基本波Ｆ１の位相と第２基本波Ｆ２の位相が１８０°ずれているの。そのため、図４に示す例のように、第１インバータ部２０において、Ｕ相では上アーム素子であるＳＷ素子２１がオン、Ｖ相およびＷ相では下アーム素子であるＳＷ素子３５、３６がオンであり、第２インバータ部３０において、Ｕ相では下アーム素子であるＳＷ素子２４がオン、Ｖ相およびＷ相では上アーム素子であるＳＷ素子３２、３３がオンであれば、２点鎖線の矢印Ｙで示すように、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にてモータ１０を駆動することができる。

したがって、図３（ｆ）、（ｇ）に示すように、高電圧モードでは、Ｕ−Ｖ間線間電圧およびＵ−Ｗ間線間電圧は、パルスの高さが第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２との和であるＥ１＋Ｅ２となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についでも同様である。

本実施形態では、第２インバータ部３０を矩形波制御としているので、第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、スイッチング回数を減らすことができる。詳細には、（ＰＷＭ制御によるスイッチング回数）−（矩形波制御によるスイッチング回数）分だけ、第２インバータ部３０におけるスイッチング回数を減らすことができる。これにより、第２インバータ部３０におけるスイッチング損失が低減できるので、図５に示すように、第２インバータ部３０を第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御により駆動する参考例１と比較し、インバータ損失を低減することができる。

次に、低電圧モードについて、図６〜図８に基づいて説明する。なお、図６においては、図４と同様、オンされているＳＷ素子を実線、オフされているＳＷ素子を破線にて示し、制御部６０の記載を省略している。
図６に示すように、低電圧モードでは、第１インバータ部２０または第２インバータ部３０の一方を中性点化し、中性点化していない第１インバータ部２０または第２インバータ部の他方による片側電源駆動とする。

図６（ａ）は、第２インバータ部３０を中性点化する場合の例である。図６（ａ）に示す例では、上アーム素子３１〜３３を３相同時にオンし、下アーム素子３４〜３６を３相同時にオフしている。また、第１インバータ部２０は、第１基本波Ｆ１およびキャリア波に基づくＰＷＭ制御としている。これにより、第２インバータ部３０側を中性点とみなすことができ、第１電力供給源４１および第１インバータ部２０によりモータ１０を駆動することができる。
第２インバータ部３０を中性点化すると、図７に示すように、Ｕ−Ｖ間の線間電圧およびＵ−Ｗ間の線間電圧は、パルスの高さが第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についても同様である。

図６（ｂ）は、第１インバータ部２０を中性点化する場合の例である。図６（ｂ）に示す例では、上アーム素子２１〜２３を３相同時にオンし、下アーム素子３４〜３６を３相同時にオフしている。また、第２インバータ部３０は、第１基本波Ｆ１およびキャリア波に基づくＰＷＭ制御としている。これにより、第１インバータ部２０側を中性点とみなすことができ、第２電力供給源４２および第２インバータ部３０によりモータ１０を駆動することができる。
第１インバータ部２０を中性点化すると、図８に示すように、Ｕ−Ｖ間の線間電圧およびＵ−Ｗ間の線間電圧は、パルスの高さが第２電力供給源４２の第２電圧Ｅ２となる。なお図示はしていないが、Ｖ−Ｗ間の線間電圧についても同様である。

図６（ａ）では、上アーム素子３１〜３３を同時オンし、下アーム素子３４〜３６を同時オフしているが、上アーム素子３１〜３３を同時オフし、下アーム素子３４〜３６を同時オンしても、第２インバータ部３０を中性点化することができる。
同様に、図６（ｂ）では、上アーム素子２１〜２３を同時オンし、下アーム素子３４〜３６を同時オフしているが、上アーム素子２１〜２３を同時オフし、下アーム素子２４〜２６を同時オンしても、第１インバータ部２０を中性点化することができる。

そこで本実施形態では、第２インバータ部３０を中性点化する場合、上アーム素子３１〜３３がオン、下アーム素子３４〜３６がオフである状態と、上アーム素子３１〜３３がオフ、下アーム素子３４〜３６がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替える。同様に、第１インバータ部２０を中性点化する場合、上アーム素子２１〜２３がオン、下アーム素子２４〜２６がオフである状態と、上アーム素子２１〜２３がオフ、下アーム素子２４〜２６がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替える。
これにより、特定の素子のオン状態が継続することによる発熱や、素子間の熱損失の偏りを低減することができる。

なお、切り替えに係る所定期間は、第１基本波Ｆ１の１周期よりも十分に長い期間（例えば数秒）とすることが望ましい。また、当該所定期間は、モータ１０の回転数やトルク等に応じて可変としてもよい。さらにまた、当該所定期間は、第１インバータ部２０と第２インバータ部３０とで異なる長さとしてもよい。

本実施形態では、第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２とを異なる値としている。そのため、低電圧モードにおいて、第２インバータ部３０を中性点化するか、第１インバータ部２０を中性点化するか、を選択することができる。
すなわち本実施形態では、低電圧モードを、第２インバータ部３０側を中性点化し第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１にて駆動する「制御モードＡ」、および、第１インバータ部２０側を中性点化し第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２にて駆動する「制御モードＢ」に分けることができる。さらに、第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２との和Ｅ１＋Ｅ２にて駆動する「制御モードＣ（高電圧モード）」を加えた３つの制御モードを選択可能である。

ここで、３つの制御モードにおけるインバータ効率、ＭＧ効率、および、全体効率を図９に示す。図９中においては、制御モードＡにて駆動した場合を実線、制御モードＢにて駆動した場合を破線、制御モードＣにて駆動した場合を１点鎖線にて示した。
図９は、図２中のＰ１〜Ｐ４のトルクを、回転数をＮとし、各制御モードにて出力した場合を示している。なお、制御モードＡは図２中の実線Ｔ１以下の回転数およびトルクを出力可能であり、制御モードＢは実線Ｔ２以下の回転数およびトルクを出力可能であり、制御モードＣは実線Ｔ３以下の回転数およびトルクを出力可能である。すなわち、Ｐ１およびＰ２は全ての制御モードにて出力可能であり、Ｐ３は制御モードＢ、Ｃにて出力可能であり、Ｐ４は制御モードＣにて出力可能である。換言すると、制御モードＡではＰ３、Ｐ４のトルクを出力することはできず、制御モードＢではＰ４のトルクを出力することができない。

スイッチング損失は駆動電圧が低いほど小さいので、図９（ａ）に示すように、インバータ効率は、駆動電圧が低い制御モードＡにおいて最も高く、次いで制御モードＢ、Ｃの順である。
また、図９（ｂ）に示すように、ＭＧ効率は、制御モードによらず、すなわち駆動電圧によらず、略同程度である。
したがって、図９（ｃ）に示すように、全体効率は、駆動電圧が低い制御モードＡにおいて最も高く、次いで制御モードＢ、Ｃの順である。

そのため本実施形態では、全体効率を高めるべく、図２の実線Ｔ１以下の領域Ａは、駆動電圧が最も低い制御モードＡにてモータ１０を駆動し、実線Ｔ１と実線Ｔ２との間の領域Ｂは、次いで駆動電圧の低い制御モードＢにてモータ１０を駆動し、実線Ｔ２と実線Ｔ３との間の領域Ｃは、最も駆動電圧の高い制御モードＣにてモータ１０を駆動するように、制御モードを切り替えている。

ここで、スイッチング速度の違いによるスイッチング損失について、図１０および図１１に基づいて説明する。スイッチング速度とは、ＳＷ素子２１〜２６、３１〜３６のオンからオフ、または、オフからオンへの切り替えに係る速度であり、図１２（ａ）、（ｂ）および図１３（ａ）、（ｂ）におけるインバータ出力電圧の立ち上がりの傾きに対応する。

図１０において、（ａ）はスイッチング速度が遅い場合の電流と電圧の関係、（ｂ）はスイッチング速度が遅い場合のスイッチング損失、（ｃ）はスイッチング速度が速い場合の電流と電圧の関係、（ｄ）はスイッチング速度が速い場合のスイッチング損失を示している。なお、スイッチング損失は、図１０（ｂ）、（ｄ）に示す斜線で示す領域の面積に対応し、スッチング損失をＰとすると、スイッチング損失は、電流ｉおよび電圧ｖに基づき、式（１）のように表される。
Ｐ＝∫（ｉ×ｖ）ｄｔ ・・・（１）

図１０に示すように、スイッチング速度が速いほど、スイッチング損失は小さい。そのため、図１１に示すように、スイッチング速度が速いほど、インバータ損失も小さくなる。なお、図１１においては、横軸をスイッチング速度比、縦軸をインバータ損失比としている。

次に、スイッチング速度の違いによるサージ電圧について図１２および図１３に基づいて説明する。図１２は第１インバータ部２０（すなわち低電圧駆動）の例であり、図１３は第２インバータ部３０（すなわち高電圧駆動）の例である。
図１２および図１３において、（ａ）はスイッチング速度が遅い場合のインバータ出力電圧、（ｂ）はスイッチング速度が速い場合のインバータ出力電圧、（ｃ）はスイッチング速度が遅い場合のモータ入力電圧、（ｄ）はスイッチング速度が速い場合のモータ入力電圧を示している。（ｃ）、（ｄ）においては、第１配線長Ｌ１または第２配線長Ｌ２が、相対的に短い場合を実線で示し、長い場合を破線で示した。

図１２（ａ）、（ｂ）および図１３（ａ）、（ｂ）に示すように、駆動電圧が同じであれば、スイッチング速度によらず、インバータ出力電圧は等しい。一方、スイッチング速度が速い場合、インバータ出力電圧の立ち上がりの傾きは、スイッチング速度が遅い場合より大きい。
また、図１２と図１３とを比較すると、図１２に示す第１インバータ部２０のインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ１は、図１３に示す第２インバータ部３０のインバータ出力電圧Ｖｏｕｔ２より小さい。

次に、モータ入力電圧について、説明する。図１０および図１１にて説明したように、スイッチング損失を低減するためには、スイッチング速度を速くすることが有効である。一方、スイッチングにより急峻な電圧パルスが入力されると、サージ電圧が生じる。
ここで、第１インバータ部２０を駆動した場合のサージ電圧のピーク値について、スイッチング速度が遅く配線長が短い場合をＶｃｓ１、配線長が長い場合をＶｃｌ１とし（図１２（ｃ）参照）、スイッチング速度が速く配線長が短い場合をＶｄｓ１、配線長が長い場合をＶｄｌ１とする（図１２（ｄ）参照）。また、第２インバータ部３０を駆動した場合のサージ電圧のピーク値について、スイッチング速度が遅く配線長が短い場合をＶｃｓ２、配線長が長い場合をＶｃｌ２とし（図１３（ｃ）参照）、スイッチング速度が速く配線長が短い場合をＶｄｓ２、配線長が長い場合をＶｄｌ２とする（図１３（ｄ）参照）。

図１２、図１３（ｃ）、（ｄ）に示すように、駆動電圧およびスイッチング速度が同じであれば、配線長が長い方がサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｃｌ１＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｄｌ１＞Ｖｄｓ１である。また、Ｖｃｌ２＞Ｖｃｓ２であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｄｓ２である。
また、駆動電圧および配線長が同じであれば、スイッチング速度が速いほうがサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｄｓ１＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｄｌ１＞Ｖｃｌ１である。また、Ｖｄｓ２＞Ｖｃｓ２であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｃｌ２である。
さらにまた、スイッチング速度および配線長が同じであれば、駆動電圧が大きい方がサージ電圧のピーク値は大きくなる。すなわち、Ｖｃｓ２＞Ｖｃｓ１であり、Ｖｃｌ２＞Ｖｃｌ１である。また、Ｖｄｓ２＞Ｖｄｓ１であり、Ｖｄｌ２＞Ｖｄｌ１である。

スイッチング速度および配線長とサージ電圧のピーク値との関係を図１４に示す。図１４においては、横軸をスイッチング速度比、縦軸をサージ電圧ピーク値とする。また、配線長は、Ｌｘ＞Ｌｙ＞Ｌｚとする。
図１４に示すように、スイッチング速度が速いほど、サージ電圧のピーク値は大きくなる。また、配線長が長いほど、サージ電圧のピーク値は大きくなる。

ところで、サージ電圧のピーク値がモータ１０のコイル間における部分放電開始電圧を超えると、モータ１０の内部で部分放電が発生し、絶縁被膜が劣化し、ひいては絶縁破壊を引き起こす虞がある。そのため、絶縁性能を確保するためには、サージ電圧のピーク値を部分放電開始電圧以下に抑える必要がある。

そこで本実施形態では、サージ電圧のピーク値を部分放電開始電圧以下に抑えるべく、駆動電圧が大きくサージ電圧のピーク値が大きい第２インバータ部３０のＳＷ素子３１〜３６のスイッチング速度である第２スイッチング速度Ｓ２を、第１インバータ部２０のスイッチング速度である第１スイッチング速度Ｓ１より遅くしている。すなわちＳ２＜Ｓ１である。
また、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０は、できるだけモータ１０の近くに配置することが好ましいが、搭載スペース等の制約がある場合、第２インバータ部３０を優先してモータ１０の近くに配置し、第２インバータ部３０とモータ１０との間の配線長である第２配線長Ｌ２を短くする。すなわちＬ２＜Ｌ１である。

第２インバータ部３０側の配線長を短く、スイッチング速度を遅くした場合の効果を図１５に示す。図１５では、サージ電圧のピーク値の比であるサージ最大電圧比を示している。本実施形態では、参考例２と合計の配線長を同じとし、第２配線長Ｌ２を短くしている。そのため、第１配線長Ｌ１は参考例２よりも長くなる。また、本実施形態では、第２インバータ部３０のスイッチング速度を参考例２よりも遅くしている。

図１５に示すように、本実施形態では、第２配線長Ｌ２を短くすべく、第１配線長Ｌ１を参考例２よりも長くしているので、低電圧駆動である第１インバータ部２０によるサージ電圧のピーク値は、参考例２よりも大きくなる。ただし、高電圧駆動である第２インバータ部３０によるサージ電圧のピーク値より小さく、部分放電開始電圧以下であるので、絶縁被膜の劣化を引き起こすことはない。

一方、本実施形態では、第２配線長Ｌ２を短くし、第２スイッチング速度Ｓ２を遅くしているので、高電圧駆動である第２インバータ部３０によるサージ電圧のピーク値は、参考例２と比較して小さい。そのため、電力変換装置１全体としてみたとき、参考例２と比較し、本実施形態におけるサージ電圧のピーク値は小さい。したがって、サージ電圧のピーク値が部分放電開始電圧を超えることによる絶縁被膜の劣化を抑制することができる。

以上詳述したように、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３を有するモータ１０の電力を変換する電力変換装置１は、第１電力供給源４１と、第２電力供給源４２と、第１インバータ部２０と、第２インバータ部３０と、制御部６０と、を備える。
第１インバータ部２０は、Ｕ相コイル１１の一端１１１、Ｖ相コイル１２の一端１２１およびＷ相コイル１３の一端１３１に接続されるＳＷ素子２１〜２６を有し、第１電力供給源４１により駆動される。
第２インバータ部３０は、Ｕ相コイル１１の他端１１２、Ｖ相コイル１２の他端１２２およびＷ相コイル１３の他端１３２に接続されるＳＷ素子３１〜３６を有し、第２電力供給源４２により駆動される。

制御部６０は、第１制御信号生成部６１、および、第２制御信号生成部６２を有する。
第１制御信号生成部６１は、キャリア波と、コイル１１〜１３に通電される電流に係る第１基本波Ｆ１とに基づくＰＷＭ制御により、ＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する。
第２制御信号生成部６２は、ＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数より、ＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が少なくなるように、第１基本波Ｆ１と位相が１８０°ずれている第２基本波Ｆ２に基づき、ＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。
なお、第２基本波Ｆ２に基づいてＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する場合、ＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が最も少ない状態は、第２基本波の半周期ごとにオンオフを切り替える矩形波制御の場合である。

本実施形態では、第１インバータ部２０と第２インバータ部３０とを位相が１８０°ずれている基本波に基づいて制御することにより、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にてモータ１０を駆動している。これにより、モータ１０を高電圧で駆動することができるので、高回転、高トルクを出力可能となる。

また本実施形態の第２インバータ部３０では、第２基本波Ｆ２の半周期ごとにＳＷ素子３１〜３６のオンオフを切り替える矩形波制御としている。したがって、本実施形態のＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数は、キャリア波と第１基本波Ｆ１とに基づいてＰＷＭ制御されるＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数より少ない。これにより、第１インバータ部２０と同様のＰＷＭ制御をした場合と比較し、第２インバータ部３０におけるスイッチング回数を低減することができるので、第２インバータ部３０におけるスイッチング損失を低減することができる。ひいては、装置全体の損失が低減し、効率が向上する。

また、第１インバータ部２０の電力供給源である第１電力供給源４１の第１電圧値Ｅ１と、第２インバータ部３０の電力供給源である第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２とは、異なる値である。特に、本実施形態では、第２電圧値は、第１電圧値より大きく、第１電圧値の２倍である。また、駆動電圧が大きい方が、スイッチング損失が大きい。本実施形態では、駆動電圧が大きい第２インバータ部３０のスイッチング回数が少なくなるように制御しているので、スイッチング損失をより低減することができる。

上述のように、高電圧でモータ１０を駆動することにより、高回転、高トルクを出力可能となるが、電圧が高いほど、第１インバータ部２０および第２インバータ部３０におけるスイッチング損失が大きくなる。
そこで、本実施形態の制御部６０は、モータ１０の回転数およびトルクに応じ、高電圧モードと低電圧モードとを切り替えている。
回転数およびトルクが大きい場合の高電圧モードでは、第１制御信号生成部６１は、キャリア波と第１基本波Ｆ１とに基づくＰＷＭ制御によりＳＷ素子２１〜２６のオンオフ作動を制御する。また、第２制御信号生成部６２は、ＳＷ素子２１〜２６のスイッチング回数よりＳＷ素子３１〜３６のスイッチング回数が少なくなるように、第２基本波Ｆ２に基づいてＳＷ素子３１〜３６のオンオフ作動を制御する。

回転数およびトルクが小さい場合の低電圧モードでは、第１制御信号生成部６１または第２制御信号生成部６２の一方は、ＳＷ素子２１〜２６またはＳＷ素子３１〜３６のうち、高電位側に接続される全相の上アーム素子２１〜２３、３１〜３３または低電位側に接続される全相の下アーム素子２４〜２６、３４〜３６をオンし、第１制御信号生成部６１または第２制御信号生成部６２の他方は、第１基本波Ｆ１に基づくＰＷＭ制御によりＳＷ素子２１〜２６、３１〜３６のオンオフ作動を制御する。

低電圧モードでは、第１インバータ部２０の上アーム素子２１〜２３を全相同時オン、または、下アーム素子２４〜２６を全相同時オンとすることにより、第１インバータ部２０側を中性点化し、第２電圧値Ｅ２により駆動される第２インバータ部３０のＰＷＭ制御にてモータ１０を駆動する。また、第２インバータ部３０の上アーム素子３１〜３３を全相同時オン、または、下アーム素子３４〜３６の全相を同時オンとすることにより、第２インバータ部３０側を中性点化し、第１電圧値Ｅ１により駆動される第１インバータ部２０のＰＷＭ制御によりモータ１０を駆動する。

これにより、高電圧モードでは、第１電力供給源４１と第２電力供給源４２とを直列接続した状態にて、高回転、高トルクが出力可能となる。また、低回転、低トルク領域では、低電圧モードとし、第１インバータ部２０側または第２インバータ部３０側を中性点化する。低電圧モードにおいて、第１インバータ部２０側または第２インバータ部３０側を中性点化し、第１電力供給源４１または第２電力供給源４２の一方による片側電源駆動とすることにより、高電圧モードと比較し、低回転、低トルク領域におけるスイッチング損失を低減することができ、装置全体としての効率を高めることができる。

特に本実施形態では、第２電力供給源４２の第２電圧値Ｅ２を第１電力供給源４１の第１バッテリＥ１の第１電圧値Ｅ１の２倍とし、第１電圧値Ｅ１と第２電圧値Ｅ２とをアンバランスにしている。これにより、駆動電圧の低い第１インバータ部２０により駆動する制御モードＡ、および、駆動電圧の高い第２インバータ部３０により駆動する制御モードＢの２つに低電圧モードをさらに分けることができ、低回転、低トルク領域におけるスイッチング損失をより低減することができる。

また、低電圧モードにおいて、第１インバータ部２０側を中性点化する場合、第１制御信号生成部６１は、全相の上アーム素子２１〜２３がオンである状態と、全相の下アーム素子２４〜２６がオンである状態とを所定期間ごとに切り替える。第２インバータ部３０側を中性点化する場合、第２制御信号生成部６２は、全相の上アーム素子３１〜３３がオンである状態と、全相の下アーム素子３４〜３６がオンである状態とを所定周期ごとに切り替える。これにより、特定の素子がオンされ続けることによる発熱や、素子ごとの熱損失の偏りを低減することができる。

さらに、本実施形態では、ＳＷ素子３１〜３６のオンオフの切り替えに係る第２スイッチング速度Ｓ２は、ＳＷ素子２１〜２６のオンオフの切り替えに係る第１スイッチング速度Ｓ１以下である。特に本実施形態では、第２スイッチング速度Ｓ２は、第１スイッチング速度Ｓ１より遅い。駆動電圧の高い第２インバータ部３０におけるスイッチング速度を遅くすることにより、第２インバータ部３０におけるサージ電圧のピーク値を低減することができる。

さらにまた、第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線の配線長である第２配線長Ｌ２は、第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線の配線長である第２配線長Ｌ１より短い。これにより、配線長の合計が等しい場合、第１配線長Ｌ１と第２配線長Ｌ２とが同じである場合と比較し、駆動電圧が高い第２インバータ部３０におけるサージ電圧のピーク値を低減することができるので、電力変換装置１全体としてのサージ電圧のピーク値を低減することができる。

サージ電圧のピーク値を低減することにより、サージ電圧が部分放電開始電圧を超えるのを抑制することができるので、モータ１０内部で部分放電が発生し、絶縁皮膜が劣化するのを抑制することができる。
なお本実施形態では、第１インバータ部２０とモータ１０とを接続する配線、および、第２インバータ部３０とモータ１０とを接続する配線は、ケーブルまたはバスバーである。

本実施形態では、制御部６０が「第１制御信号生成手段」、および、「第２制御信号生成手段」に対応する。詳細には、第１制御信号生成部６１が「第１制御信号生成手段」に対応し、第２制御信号生成部６２が「第２制御信号生成手段」に対応する。

（他の実施形態）
（ア）スイッチング回数
上記実施形態では、高電圧モードにおいて、第１インバータ部をＰＷＭ制御し、第２インバータ部を矩形波制御した。他の実施形態では、第２スイッチング素子のスイッチング回数が第１スイッチング素子のスイッチング回数より少なく、第１基本波と位相が１８０°ずれた第２基本波に基づいて制御されていれば、第１インバータ部および第２インバータ部をどのように制御してもよい。
例えば、（基本波の振幅／キャリア波の振幅）を変調率とすれば、キャリア波が同じであれば、変調率が大きいほどスイッチング回数が少なくなるので、第２基本波の変調率を、第１基本波の変調率より大きくしてもよい。なお、変調率を無限大とした場合が矩形波制御である、と捉えれば、上記実施形態についても、第２基本波の変調率が第１基本波の変調率が大きい、とみなすこともできる。これにより、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなる。
なお、低電圧モードから高電圧モードへの切り替えに際し、変調率を段階的に高めていくようにしてもよい。このように構成することにより、低電圧モードから高電圧モードへの切り替えに伴うハンチングを抑制することができる。

また例えば、高電圧モードにおいて、第１インバータ部および第２インバータ部を共にＰＷＭ制御する場合、第２制御信号生成部は、第１インバータ部の駆動に係る第１キャリア波よりも周期が長い第２キャリア波と第２基本波とに基づき、第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御してもよい。第２キャリア波の周期を第１キャリア波の周期よりも長くすることにより、第１基本波の変調率と第２基本波の変調率とが同じであっても、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなる。これにより、第２インバータ部におけるスイッチング損失を低減することができる。
なお、第１スイッチング素子のスイッチング回数よりも第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、変調率およびキャリア波の周期は、適宜設定可能である。

（イ）電力供給源の電圧値
上記実施形態では、第１電圧値と第２電圧値とは異なる値であった。他の実施形態では、第１電圧値と第２電圧値とが同じ値であってもよい。また、上記実施形態では、第２電圧値は、第１電圧値の２倍であった。他の実施形態では、第２電圧値が第１電圧値よりも小さくてもよいし、第１電圧値の２倍より小さくてもよいし、第１電圧値の２倍より大きくてもよい。
また他の実施形態では、第１電力供給源および第２電力供給源は、例えば昇圧コンバータ等の構成を含んでいてもよい。

（ウ）スイッチング速度
上記実施形態では、サージ電圧のピーク値を低減すべく、第２スイッチング速度は、第１スイッチング速度より遅い。他の実施形態では、第２スイッチング速度は、第１スイッチング速度と同じでもよい。
また、上記実施形態で説明したとおり、サージ電圧のピーク値は、駆動電圧が高いほど大きかった。ここで、部分放電開始電圧およびサージ電圧のピーク値を考慮すると、高電圧モードにおけるサージ電圧のピーク値を小さくすることが重要である。また、スイッチング損失の面から言えば、スイッチング速度は速い方が好ましい。

そこで他の実施形態では、高電圧モードの場合、サージ電圧のピーク値を小さくすべく、第２スイッチング速度を第１スイッチング速度より遅くし、低電圧モードの場合、スイッチング損失を低減すべく、第２スイッチング速度を速くし、第１スイッチング速度と同じにしてもよい。すなわち、高電圧モードと低電圧モードとを回転電機の回転数およびトルクに応じて切り替えることを鑑みれば、「第２スイッチング速度は、回転電機の回転数およびトルク応じて可変である」ということである。スイッチング速度は、スイッチング素子のオンオフ切り替えに係るゲート抵抗を調整することにより変更可能である。例えば、低電圧モードと高電圧モードとでスイッチング速度を切り替えるとすれば、抵抗値の異なる２つのゲート抵抗を並列接続し、一方のゲート抵抗がスイッチング素子と接続されるように、スイッチを切り替えるように構成することができる。これにより、スイッチング損失をより低減し、効率を向上可能である。

（エ）上記実施形態では、低電圧モードにおいて、中性点化するインバータ部において、全相の上アーム素子がオンである状態と、全相の下アーム素子がオンである状態とを、所定期間ごとに切り替えていた。他の実施形態では、中性点化するインバータ部において、全相の上アーム素子がオンである状態と、全相の下アーム素子がオンである状態とを切り替えなくてもよい。
また、スイッチング素子の温度を検出するサーミスタ等の温度検出手段を設け、スイッチング素子の温度に基づき、上アーム素子の全相がオン、下アーム素子の全相がオフである状態と、上アーム素子の全相がオフ、下アーム素子の全相がオンである状態とを、切り替えてもよい。これにより、スイッチング素子の発熱を抑制し、耐熱限界を超えることなく、適切に制御することができる。

（オ）上記実施形態では、回転電機の回転数およびトルクに応じ、高電圧モードと低電圧モードとを切り替える。他の実施形態では、回転電機の回転数およびトルクによらず、高電圧モードとしてもよい。

（カ）上記実施形態では、スイッチング素子はＩＧＢＴである。他の実施形態では、スイッチング素子は、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。
（キ）上記実施形態の回転電機は、電動機としての機能および発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであるが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たない電動機であってもよいし、電動機としての機能を持たない発電機であってもよい。
（ク）上記実施形態では、回転電機は、電動車両の車両主機に適用された。他の実施形態では、回転電機は、車両補機に適用してもよいし、他の装置に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１・・・電力変換装置
１０・・・モータ（回転電機）
１１〜１３・・・コイル（巻線）
２０・・・第１インバータ部
２１〜２６・・・ＳＷ素子（第１スイッチング素子）
３０・・・第２インバータ部
３１〜３６・・・ＳＷ素子（第２スイッチング素子）
４１・・・第１電力供給源
４２・・・第２電力供給源
６０・・・制御部（第１制御信号生成手段、第２制御信号生成手段）

Claims (13)

1. 巻線（１１〜１３）を有する回転電機（１０）の電力を変換する電力変換装置（１）であって、
   第１電力供給源（４１）と、
   第２電力供給源（４２）と、
   前記巻線の一端（１１１、１２１、１３１）に接続される第１スイッチング素子（２１〜２６）を有し、前記第１電力供給源により駆動される第１インバータ部（２０）と、
   前記巻線の他端（１１２、１２２、１３２）に接続される第２スイッチング素子（３１〜３６）を有し、前記第２電力供給源により駆動される第２インバータ部（３０）と、
   第１キャリア波と前記巻線に通電される電流に係る第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１制御信号生成手段（６１）、および、前記第１スイッチング素子のスイッチング回数より前記第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように、前記第１基本波と位相が１８０°ずれている第２基本波に基づき前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２制御信号生成手段（６２）を有する制御部（６０）と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第２基本波の変調率は、前記第１基本波の変調率より大きいことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１電力供給源により印加される第１電圧値と、前記第２電力供給源により印加される第２電圧値とは、異なることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記第２電圧値は、前記第１電圧値より大きいことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記第２電圧値は、前記第１電圧値の２倍より大きいことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第２スイッチング素子のオンオフの切り替えに係る第２スイッチング速度は、前記第１スイッチング素子のオンオフの切り替えに係る第１スイッチング速度以下であることを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
7. 前記第２スイッチング速度は、前記回転電機の回転数およびトルクに応じて可変であることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記第２インバータ部と前記回転電機とを接続する配線（１６１、１６２、１６３）の配線長は、前記第１インバータ部と前記回転電機とを接続する配線（１５１、１５２、１５３）の配線長よりも短いことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記配線（１５１〜１５３、１６１〜１６３）は、ケーブルまたはバスバーであることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記第２制御信号生成手段は、前記第１キャリア波よりも周期が長い第２キャリア波と前記第２基本波とに基づき、前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記制御部は、
    前記第１制御信号生成手段が前記第１キャリア波と前記第１基本波とに基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子のオンオフ作動を制御し、前記第２制御信号生成手段が前記第１スイッチング素子のスイッチング回数より前記第２スイッチング素子のスイッチング回数が少なくなるように前記第２基本波に基づいて前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第１の制御モードと、
    前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の一方が、前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子のうち、高電位側に接続される全相の上アーム素子または低電位側に接続される全相の下アーム素子をオンし、前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の他方は、前記第１基本波に基づくＰＷＭ制御により前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子のオンオフ作動を制御する第２の制御モードと、
    を前記回転電機の回転数およびトルクに応じて切り替えることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記第２の制御モードにおいて、前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の前記一方は、全相の前記上アーム素子がオンである状態と、全相の前記下アーム素子の全相がオンである状態とを所定期間ごとに切り替えることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記第２の制御モードにおいて、前記第１制御信号生成手段または前記第２制御信号生成手段の前記一方は、前記第１スイッチング素子または前記第２スイッチング素子の温度に基づき、全相の前記上アーム素子がオンである状態と、全相の前記下アーム素子がオフである状態とを切り替えることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。

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