JP2014147224A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変動に対する応答性に優れ、且つ、過大なリアクトル電流に対する保護設計の容易なスイッチングレギュレータを提供する。
【解決手段】誤差信号Ｅとコンデンサ電流ＩＣに基づいて生成した基準指令値Ｃ０に、加算器３３によって、リアクトル電流ＩＬに比例した疑似指令値Ｃ１を加算し、加算器３３の出力に対してリミッタ３４による制限を加え、更に、リミッタ３４の出力に、加算器３５によって極性を反転させた疑似指令値Ｃ１を加算することで、指令値に反映された疑似指令値Ｃ１を相殺したものを指令値Ｃとして出力する。このため、基準指令値Ｃ０がもつ特性（ここでは、負荷変動に対する優れた応答性）を保持しつつ、簡易な構成でリアクトル電流ＩＬに制限を加えることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング回路のオン・オフの時比率によってリアクトルのエネルギーの充放電を制御することにより所望の出力を得るスイッチングレギュレータに関する。

スイッチングレギュレータの制御方法の一つとして、カレントモード制御が知られている。
カレントモード制御は、出力電圧の指令値に対する計測値の誤差を表す誤差信号に基づいてスイッチング時間を制御するフィードバックループに、リアクトル電流の検出結果を組み込むことによって、出力電圧の変化に従ってリアクトル電流を制御するものである。

ところで、定電圧出力のスイッチングレギュレータでは、出力電圧の要求精度が高く、出力電圧の目標値からの偏差を検出する感度が高く設定される。このため、出力平滑コンデンサの電圧リプルがフィードバック制御に悪影響を与えることのないように、出力電圧の目標値からの偏差は、十分に大きな時定数の積分回路を介して検知するように構成される。但し、この場合、負荷変動に対してリアクトル電流が追従するまでに積分回路の時定数に応じた大きな遅れが生じることになる。

これに対して、リアクトル電流に代えて、リアクトル電流と負荷電流の差、即ち負荷電流の変化をフィードバックループに組み込むことによって、負荷変動を速やかにリアクトル電流に反映させる制御方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

即ち、出力端子間に接続される平滑コンデンサに着目すると、負荷変動のない定常運転状態では、リアクトルから平滑コンデンサに向けて供給されるリアクトル電流と、平滑コンデンサから負荷に向けて供給される負荷電流とが同じ大きさとなり、平滑コンデンサを充放電するコンデンサ電流が流れることはない。

この定常運転状態にある時に大きな負荷変動（負荷電流の変化）が生じると、その変化にリアクトル電流が追従するまでの間は、リアクトル電流と負荷電流に差が生じ、その差分によって、出力平滑コンデンサを充放電するコンデンサ電流が一時的に流れ、これに伴い出力電圧も変動する。

このコンデンサ電流は、出力電圧とは異なり、出力品質に直接影響しないため、誤差信号を検出する場合と比較して小さい時定数によって平滑化し、場合によっては平滑化することなく制御系に取り込むことが可能である。従って、コンデンサ電流が制御系に反映されるのに遅延が生じにくい。

特開２００５−５９２７号公報

しかし、このようにコンデンサ電流を制御に使用する場合、制御系において、リアクトル電流の絶対的な大きさを把握することができないため、負荷が急激に且つ大きく変動した場合、過大なリアクトル電流が流れてしまうことを防止することができないという問題があった。その結果、製品適用時の保護設計が困難であり実用化しにくいという問題もあった。

つまり、通常のカレントモード制御では、リアクトル電流に比例した値が加減算の形式で、時比率の指令値に反映されているため、この指令値に対してリミッタを適用することで、リアクトル電流の上限値や下限値を直接に制限することができる。これに対して、特許文献１に記載の技術では、時比率の指令値に、リアクトル電流と負荷電流の差分であるコンデンサ電流に比例した値が加減算の形式で、時比率の指令値に反映されているため、この指令値に対してリミッタを適用しても、コンデンサ電流を制限することはできるが、リアクトル電流を制限することはできないのである。

本発明は、上記問題点を解決するために、負荷変動に対する応答性に優れ、且つ、過大なリアクトル電流に対する保護設計の容易なスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

本発明のスイッチングレギュレータは、電力供給源に接続されたリアクトル、出力端子間に設けられ、リアクトルから供給される電流によって充放電されるコンデンサ、電力供給源からリアクトルへの供給電力を制御するスイッチング回路を備えた給電回路部を備えている。

そして、基準指令値生成部が、給電回路部の状態を表す物理量に基づいて、基準指令値を生成し、加算部が、リアクトルを流れるリアクトル電流に比例した疑似指令値を基準指令値に加算する。また、制限部が、加算部での加算結果の上限値又は下限値の少なくとも一方を制限し、除去部が、制限部での処理結果から疑似指令値分を除去する。

すると、制御実行部が、除去部による処理結果を指令値として、スイッチング回路の時比率を制御する。
つまり、制限部による制限が行われない場合は、基準指令値がそのまま指令値となり、例えば、従来装置と同様の制御を実行することができる。

また、加算部の出力は、基準指令値にリアクトル電流に比例した疑似指令値を加算することで生成されているため、通常のカレントモード制御と同様に、リミッタ等を適用することで、リアクトル電流の上限値や下限値を容易に制限することができる。

更に、このリアクトル電流を制限するように調整された指令値から、除去部が疑似指令値分を除去することで、基準指令値がもつ特性（例えば、負荷変動に対する優れた応答性）を保持しつつ、リアクトル電流の上限値や下限値を制限した指令値を生成することができる。

このように、本発明のスイッチングレギュレータによれば、基準指令値としてどのようなタイプのものを使用したとしても、過大又は過小なリアクトル電流に対する保護設計を容易に実現することができる。

なお、除去部は、制限部の出力に逆極性の疑似指令値を加算することで、疑似指令値分を相殺してもよいし、これと等価な他の方法を用いてもよい。
ところで、請求項２に記載のように、基準指令値生成部は、物理量として、出力端子間に発生する出力電圧と該出力電圧の目標値との偏差、及びコンデンサの充放電時に応じて流れるコンデンサ電流を用いてもよい。

この場合、制御実行部は、出力電圧が予め設定された目標電圧より大きいほど、またコンデンサを充電する方向に流れるコンデンサ電流が大きいほど、リアクトル電流が減少し、出力電圧が前記目標電圧より小さいほど、またコンデンサを放電する方向に流れるコンデンサ電流が大きいほど、リアクトル電流が増大するように時比率を制御するように構成すればよい。

このように構成された本発明のスイッチングレギュレータによれば、負荷変動に対する応答性に優れた制御を実現することができる。

第１実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 （ａ）が電流検出器の具体的な構成例、（ｂ）が電圧偏差を求める回路の具体的な構成例を示す回路図である。 リミッタの具体的な構成例を示す回路図である。 第２実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 （ａ）が基準指令値生成部の具体的な構成例、（ｂ）が基準指令値生成部の他の構成例を示す回路図である。 第３実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 制御信号生成回路の他の構成例を示す回路図である。 第４実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 基準指令値生成部の他の構成例を示す回路図である。 第５実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。 第６実施形態のスイッチングレギュレータの構成を示す回路図である。

以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
まず、本発明を降圧コンバータとして動作するチョッパー型スイッチングレギュレータに適用した例について説明する。

図１に示すように、スイッチングレギュレータ１は、予め設定された目標電圧で負荷に対する電源供給を行う給電回路部１０と、給電回路部１０で検出されるリアクトル電流ＩＬ，出力電圧ＶＯ，コンデンサ電流ＩＣに基づいて指令値Ｃを生成する指令値生成部３０と、指令値生成部３０で生成された指令値Ｃに従って、スイッチング信号Ｓを生成する制御信号生成部４０と、スイッチング信号Ｓを反転させる反転回路５０とを備え、スイッチング信号Ｓは、バッファ５１を介してスイッチング信号ＳＡとして給電回路部１０に供給され、反転回路５０の出力は、バッファ５２を介してスイッチング信号ＳＢとして給電回路部１０に供給されるように構成されている。

＜給電回路部＞
給電回路部１０は、電力供給源となる直流電源１１と、直流電源１１に並列に接続されたコンデンサ１２と、直流電源１１及び出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続される負荷と共に閉回路を形成するように接続されたリアクトルであるチョークコイル１３と、直流電源１１の正極からチョークコイル１３に至る経路をスイッチング信号ＳＡに従って断続するスイッチング素子１４と、スイッチング素子１４及びチョークコイル１３の接続点から直流電源１１の負極に接続されたグランドラインＧに至る経路をスイッチング信号ＳＢに従って断続するスイッチング素子１５と、出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された平滑用のコンデンサ１６とを備えている。なお、スイッチング素子１４は、Ｎ型の電界効果トランジスタからなり、ソースからドレインに電流を流す寄生ダイオードを有した周知のものである。

また、給電回路部１０は、出力端子Ｔ２から直流電源１１の負極に至るグランドラインＧに設けられ、チョークコイル１３を流れる電流（以下「リアクトル電流」という）ＩＬを検出する電流検出器２１と、コンデンサ１６からグランドラインＧに至る経路に設けられコンデンサ１６を充放電する電流（以下「コンデンサ電流」という）ＩＣを検出する電流検出器２２と、直列接続された一対の抵抗器からなり、コンデンサ１６より出力端子Ｔ１，Ｔ２側に接続され、出力端子Ｔ１，Ｔ２間の電圧（コンデンサ１６の両端電圧）に比例した電圧（以下「出力電圧」という）ＶＯを発生させる分圧回路２３とを備えている。

ここでは、リアクトル電流ＩＬは、出力端子Ｔ２から直流電源１１の負極に流れる方向を順方向とし、コンデンサ電流ＩＣは、コンデンサ１６を出力端子Ｔ１側がプラスとなるように充電する方向を順方向とする。

また、電流検出器２１，２２は、具体的には、図２（ａ）に示すように、検出対象となる電流が流れる電流経路に挿入された検出用抵抗器２０１と、検出用抵抗器２０１の一端が非反転入力に、他端が抵抗器２０４を介して反転入力に接続された演算増幅器２０２と、演算増幅器２０２の反転入力と出力との間に接続された抵抗器２０３とからなる周知の反転増幅回路によって構成され、検出対象となる電流の大きさに比例した電圧を反転し増幅して出力する。

このように構成された給電回路部１０は、スイッチング素子１４がオン，スイッチング素子１５がオフしている場合、直流電源１１，チョークコイル１３，出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された負荷によって形成される第１の閉回路に電流が流れ（以下、この状態を「第１動作状態」という）、これによって負荷への電力供給が行われると共に、チョークコイル１３には電磁エネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子１４がオフ，スイッチング素子１５がオンしている場合、チョークコイル１３，出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷によって形成される第２の閉回路に電流が流れる（以下、この状態を「第２動作状態」という）。このとき、チョークコイル１３に蓄積された電磁エネルギーによって負荷への電力供給が行われる。

＜指令値生成部＞
指令値生成部３０は、出力電圧ＶＯとコンデンサ電流ＩＣに従って、基準指令値Ｃ０を生成する基準指令値生成部３１と、リアクトル電流ＩＬの係数α（本実施形態ではα＞０）倍に相当する疑似指令値Ｃ１を生成する疑似指令値生成部３２と、基準指令値Ｃ０に疑似指令値Ｃ１を加算する加算器３３と、加算器３３の出力が、予め設定された上限値を上回っている場合には上限値に、予め設定された下限値を下回っている場合には下限値に制限するリミッタ３４と、リミッタ３４の出力に、極性を反転させた疑似指令値Ｃ１を加算（即ち、リミッタ３４の出力から疑似指令値Ｃ１を減算）することで指令値Ｃを生成する加算器３５を備えている。

このうち、基準指令値生成部３１は、出力端子Ｔ１，Ｔ２に接続された負荷に供給する目標電圧を、分圧回路２３と同じ分圧比で分圧した大きさに設定された基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差を求め、その偏差に対してＰＩ（積分，比例）演算を行うことで誤差信号Ｅを生成し、更に、コンデンサ電流ＩＣの係数β倍に相当する値を、誤差信号Ｅから減算することで基準指令値Ｃ０を生成する。なお、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差は、例えば、図２（ｂ）に示すように、周知の差動増幅回路によって構成することができる。

つまり、基準指令値生成部３１は、出力電圧ＶＯが基準電圧Ｖｒｅｆより小さいほど、また、放電方向（逆方向）のコンデンサ電流ＩＣが大きいほど、換言すれば、負荷の消費電力に対して供給電力が不足しているほど基準指令値Ｃ０が大きな値となるように構成されている。

この基準指令値Ｃ０は、特許文献１に記載の従来装置における制御値と同等のものである。つまり、定常動作状態にある時は、コンデンサ電流ＩＣが流れないため、基準指令値Ｃ０は、誤差信号Ｅに応じて変化する。負荷電流が増大し、放電方向（逆方向）にコンデンサ電流ＩＣが流れると、これに応じて基準指令値Ｃ０は増大する。その結果、速やかにリアクトル電流ＩＬが増大し、コンデンサ電流ＩＣの流れない定常動作状態に速やかに復帰する。また、負荷電流が減少し充電方向（順方向）にコンデンサ電流ＩＣが流れると、これにより基準指令値Ｃ０は減少する。その結果、速やかにリアクトル電流ＩＬが減少し、コンデンサ電流ＩＣが流れない定常動作状態に速やかに復帰する。

ここで、リミッタ入力をＸ、リミッタ３４の出力をＬｉｍ（Ｘ）で表すとすると、基準指令値Ｃ０及び疑似指令値Ｃ１から加算器３３，３５及びリミッタ３４によって生成される指令値Ｃは、（１）式で表される。リミッタ入力値Ｃ０＋Ｃ１がリミッタ３４により制限される上限値を越えると、制御信号生成部４０で生成されるスイッチング信号Ｓは、リアクトル電流ＩＬが予め設定された上限値を超えないような時比率に調整され、リミッタ入力Ｃ０＋Ｃ１がリミッタ３４により制限される下限値を下回ると、制御信号生成部４０で生成されるスイッチング信号Ｓは、リアクトル電流ＩＬが予め設定された下限値を下回らないような時比率に調整される。

Ｃ＝Ｌｉｍ（Ｃ０＋Ｃ１）−Ｃ１ （１）
つまり、リミッタ入力Ｃ０＋Ｃ１がリミッタ３４の制限範囲内である場合は、Ｃ＝Ｃ０となり、従来装置と同様の制御が実現される。

リミッタ入力Ｃ０＋Ｃ１がリミッタ３４の制限範囲を超えている場合は、指令値Ｃは、リミット値から疑似指令値Ｃ１を減じた大きさとなるため、Ｃ１がリミット値に近づくように時比率が調整され、結果としてリアクトル電流に上限や下限が設けられることとなる。

なお、指令値生成部３０および制御信号生成部４０の機能は、アナログ回路の組合せによって実現してもよいし、リアクトル電流ＩＬ，コンデンサ電流ＩＣ，出力電圧ＶＯをＡ／Ｄ変換することで得られた値を、デジタル演算処理することで実現してもよい。以下、他の実施形態でも同様である。

＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０は、ノコギリ波を発生させるノコギリ波生成回路４１と、ノコギリ波生成回路４１で発生するノコギリ波と指令値生成部３０で生成された指令値とを比較することで、ＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成するコンパレータ４２とを備え、このＰＷＭ信号がスイッチング信号Ｓとして出力される。

つまり、指令値Ｃが増加すると、スイッチング信号Ｓのデューティ比（時比率）が大きくなるため、直流電源１１からチョークコイル１３を介して出力端子Ｔ１，Ｔ２側に供給される電力は、指令値Ｃが増加すると増大し、指令値Ｃが減少すると減少する。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ１によれば、誤差信号Ｅとコンデンサ電流ＩＣに基づいて基準指令値Ｃ０を生成しているため、負荷変動に対する応答性に優れた制御を実現することができる。

また、スイッチングレギュレータ１によれば、リアクトル電流ＩＬに比例した疑似指令値Ｃ１を基準指令値Ｃ０に加算した状態でリミッタ３４による制限を加え、リミッタ３４の出力に、極性を反転させた疑似指令値Ｃ１を加算することで、指令値に反映された疑似指令値Ｃ１を相殺しているため、基準指令値Ｃ０がもつ特性（ここでは、負荷変動に対する優れた応答性）を保持しつつ、簡易な構成でリアクトル電流ＩＬに制限を加えることができる。

つまり、スイッチングレギュレータ１によれば、過大（すなわち負荷に向けて流れる過大な電流）又は過小な（すなわち、負荷から電源に向かって流れる過大な電流）リアクトル電流ＩＬのいずれに対しても保護設計を容易に行うことができる。

＜変形例＞
リミッタ３４は、リミッタ３４に加わる電源電圧の範囲内で上限値や下限値を設定するものを用いてもよいし、例えば、図３に示すように、演算増幅器によって構成された周知の非反転増幅回路３０１と、非反転増幅回路の出力の振幅を調整する分圧回路３０２を用い、非反転増幅回路３０１の出力が自然に電源電圧±ＶＣＣによって規制され、上限値、下限値が設けられることを利用しても良い。

本実施形態では、出力電圧ＶＯとして、出力端子Ｔ１，Ｔ２の両端電圧を分圧回路２３によって分圧した値を用いているが、出力端子Ｔ１，Ｔ２の両端電圧を、そのまま出力電圧ＶＯとして用いてもよい。この場合、基準電圧Ｖｒｅｆも目標電圧そのものを用いればよい。

［第２実施形態］
＜構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ２は、図４に示すように、給電回路部１０ａ、指令値生成部３０ａ、制御信号生成部４０、反転回路５０、バッファ５１，５２によって構成されている。なお、既出の構成については同一符号を付して説明を省略し、上述の実施形態とは相違する部分を中心に説明する。

給電回路部１０ａは、コンデンサ電流ＩＣを検出する電流検出器２２が省略されている以外は、スイッチングレギュレータ１における給電回路部１０と同様に構成されている。
指令値生成部３０ａは、基準指令値生成部３１ａ以外は、スイッチングレギュレータ１における基準指令値生成部３１と同様に構成されている。

そして、基準指令値生成部３１ａでは、誤差信号Ｅから減じる値として、コンデンサ電流ＩＣの係数β倍に相当する値を用いる代わりに、出力電圧ＶＯの微分値の係数Ｋ倍に相当する値を用いるように構成されている。

つまり、電流検出器２２で検出したコンデンサ電流ＩＣを用いるのではなく、コンデンサ１６の両端電圧に相当する出力電圧ＶＯを微分することで求めたコンデンサ電流を使用している。

＜効果＞
このように構成されたスイッチングレギュレータ２によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができるうえ、電流センサを一つにすることができ、より簡素な構成で本発明の効果を得ることができる。

＜変形例＞
本実施形態のように、基準指令値生成部３１ａが出力電圧ＶＯだけから基準指令値Ｃ０を生成する場合、より具体的には、図５（ａ）に示すように、演算増幅器を中心にして、差動増幅回路，微分回路，フィルタ回路（積分回路）を組み合わせた回路によって実現してもよい。

また、図５（ｂ）に示す基準指令値生成部３１ｂのように、出力電圧ＶＯを微分する代わりに、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差を微分することでコンデンサ電流を求めるように構成してもよい。

［第３実施形態］
＜構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ３は、図６に示すように、給電回路部１０ｂ、指令値生成部３０、制御信号生成部４０ａ、反転回路５０、バッファ５１，５２によって構成されている。なお、既出の構成については同一符号を付して説明を省略し、上述の実施形態とは相違する部分を中心に説明する。

給電回路部１０ｂは、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２１が、グランドラインＧ上ではなく、直流電源１１とスイッチング素子１４との間に設けられている以外は、スイッチングレギュレータ１における給電回路部１０と同様に構成されている。

つまり、スイッチング素子１４がオンしている期間だけリアクトル電流ＩＬを検出できるように構成されている。
＜制御信号生成部＞
制御信号生成部４０ａは、ノコギリ波生成回路４１、コンパレータ４２に加えて、ノコギリ波の周期に同期したパルス信号を生成するパルス信号生成回路４３と、生成されたパルス信号を反転させる反転回路４４と、コンパレータ４２の出力と反転回路４４の出力がいずれもハイレベルの時にハイレベルとなる信号を出力する論理積（ＡＮＤ）回路４５と、パルス信号をセット入力、ＡＮＤ回路４５の出力をリセット入力として動作するＲＳフリップフロップ回路４６とを備えている。そして、ＲＳフリップフロップ回路４６の正出力Ｑから出力される信号が、スイッチング信号Ｓとして出力されるように構成されている。

＜動作＞
このように構成されたスイッチングレギュレータ３では、パルス信号が出力されるタイミングで、スイッチング信号Ｓがハイレベルに変化すると、スイッチング素子１４がオン、スイッチング素子１５がオフする。スイッチング素子１４がオンしている間は、電流検出器２１にてリアクトル電流ＩＬが正しく検出されるため、指令値生成部３０は正常に動作し、給電回路部１０ｂの動作状態に応じた指令値Ｃを生成する。

その後、ノコギリ波が指令値Ｃを越えたタイミングで、スイッチング信号Ｓがロウレベルに変化すると、スイッチング素子１４がオフ、スイッチング素子１５がオンする。スイッチング素子１４がオフしている間は、電流検出器２１にてリアクトル電流ＩＬが正しく検出されないが、パルス信号がスイッチング信号Ｓを再びハイレベルに変化させるまでの間は、指令値生成部３０を動作させる必要がないため問題が生じることはない。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ３によれば、スイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができる。

＜変形例＞
本実施形態では、指令値生成部３０を使用しているが、代わりに指令値生成部３０ａを使用してもよい。また、指令値生成部３０ａを使用する場合は、コンデンサ電流ＩＣを検出する電流検出器２２を省略してもよい。

本実施形態のように、スイッチング素子１４のオン期間のみリアクトル電流ＩＬを検出する場合、制御信号生成部４０ａの代わりに、図７に示すように、コンパレータ４２，ワンショットマルチバイブレータ４７によって構成された制御信号生成部４０ｂを用いてもよい。

この制御信号生成部４０ｂは、通常時に、スイッチング信号Ｓがハイレベル（スイッチング素子１４がオン）になる。指令値Ｃがコンパレータ４２の閾値（ここではゼロ）を越えて低下するとワンショットマルチバイブレータ４７に信号が入力され、スイッチング信号Ｓがロウレベル（スイッチング素子１４がオフ）に変化する。その後、予め設定された一定期間が経過すると、ワンショットマルチバイブレータ４７の信号が変化することで、自動的にスイッチング信号Ｓがハイレベル（スイッチング素子１４がオン）に変化する。つまり、スイッチング素子１４を、自動的にオフからオンに変化させることができるため、制御信号生成部４０ａと同様の作用を実現することができる。但し、制御信号生成部４０ｂでは、制御信号生成部４０ａとは異なり、スイッチング素子１４のオフ期間は一定で、オン期間のみが指令値Ｃに従って変化することになるため、オン・オフ周期は不定となる。

［第４実施形態］
＜構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ４は、図８に示すように、給電回路部１０ｃ、指令値生成部３０ｂ、制御信号生成部４０ａ、反転回路５０、バッファ５１，５２によって構成されている。なお、既出の構成については同一符号を付して説明を省略し、上述の実施形態とは相違する部分を中心に説明する。

給電回路部１０ｃは、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２１が、グランドラインＧ上ではなく、スイッチング素子１５からグランドラインＧに至る電流経路に設けられている以外は、スイッチングレギュレータ１における給電回路部１０と同様に構成されている。つまり、スイッチング素子１５がオンしている期間だけリアクトル電流ＩＬを検出できるように構成されている。

指令値生成部３０ｂは、基本的には指令値生成部３０と同様の構成を有しているが、指令値生成部３０とは逆に、出力電圧ＶＯが基準電圧Ｖｒｅｆより小さいほど、また、負荷電力が増大する方向に大きく変化するほど、指令値Ｃは小さな値となるように構成されている。このように指令値Ｃを第３実施形態の場合に対して反転させるのは、リアクトル電流ＩＬを検出する際に動作するスイッチング素子１４，１５が互いに異なっており且つ両者が相補的な動作をするからである。

具体的には、基準指令値生成部３１ｃでは、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差を求める時の極性、誤差信号Ｅに反映させるコンデンサ電流ＩＣの極性が、基準指令値生成部３０とは逆極性となるように設定されている。

また、加算器３３ａ，３５ｂは、疑似加指令値Ｃ１を加算する時の極性が、基準指令値生成部３０のものとは逆極性となるように設定されている。更に、リミッタ３４ａは、リミッタ３４とは反対に、リミッタ入力値Ｃ０−Ｃ１がリミッタ３４ａにより制限される上限値を越えると、制御信号生成部４０ａで生成されるスイッチング信号Ｓは、リアクトル電流ＩＬが下限値を下回らないような時比率に制御され、リミッタ入力値Ｃ０−Ｃ１がリミッタ３４ａにより制限される下限値を下回ると、制御信号生成部４０で生成されるスイッチング信号Ｓは、リアクトル電流ＩＬが上限値を超えないような時比率に制御される。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ４によれば、スイッチングレギュレータ３と同様に動作し、スイッチングレギュレータ１と同様の効果を得ることができる。

＜変形例＞
本実施形態において、基準指令値生成部３１ｃの代わりに、図９に示す、基準指令値生成部３１ｄ，３１ｅを用いてもよい。

即ち、基準指令値生成部３１ｄは、図９（ａ）に示すように、出力電圧ＶＯ及びコンデンサ電流ＩＣを、スイッチング素子１５がオンしている間にサンプリングし、その後、スイッチング素子１５がオフ（スイッチング素子１４がオン）している間、サンプリング値を保持するように構成されている。

また、基準指令値生成部３１ｅは、図９（ｂ）に示すように、出力電圧ＶＯをサンプルホールドする代わりに、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力電圧ＶＯの偏差をサンプルホールドするように構成されている。

また、基準指令値生成部３１ｄ，３１ｅでは、スイッチング素子１４，１５のスイッチングタイミングに同期した一定のタイミングでサンプルホールドすることにより、検出対象となるコンデンサ電流ＩＣや出力電圧ＶＯに含まれるリップルを除去するロウパスフィルタ（ＬＰＦ）としての機能も果たすことができる。

更に、本実施形態において、指令値生成部３０ｂの代わりに指令値生成部３０を使用すると共に、反転回路５０をスイッチング信号ＳＢ側ではなく、スイッチング信号ＳＡ側に設けるように構成してもよい。

［第５実施形態］
＜構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ５は、図１０に示すように、給電回路部１０ｄ、指令値生成部３０ｃ、制御信号生成部４０、バッファ５１によって構成されている。つまり、反転回路５０、バッファ５１は省略され、給電回路部１０ｃは、スイッチング信号Ｓ（スイッチング信号ＳＡと同じもの）に従って動作するように構成されている。以下では、既出の構成については同一符号を付して説明を省略し、上述の実施形態とは相違する部分を中心に説明する。

給電回路部１０ｄは、給電回路部１０と比較して、スイッチング素子１４，１５が省略され、代わりに、チョークコイル１３から直流電源１１の負極に接続されたグランドラインＧに至る経路を、スイッチング信号Ｓに従って断続するスイッチング素子１７と、チョークコイル１３におけるスイッチング素子１７との接続端と出力端子（正極側）Ｔ１との間に、チョークコイル１３から出力端子Ｔ１に向かう方向を順方向として接続されたダイオード１８とを備えている。

そして、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２１は、スイッチング素子１７が接続された部位から直流電源１１の負極に至るグランドラインＧに設けられている。
このように構成された給電回路部１０ｄは、スイッチング素子１７がオンしている場合、直流電源１１とチョークコイル１３とで形成される閉回路に電流が流れ（以下、この状態を「第１動作状態」という）、これによってチョークコイル１３には電磁エネルギーが蓄積される。一方、スイッチング素子１７がオフしている場合、直流電源１１，チョークコイル１３，ダイオード１８，出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷によって形成される閉回路に電流が流れる（以下、この状態を「第２動作状態」という）。このとき、直流電源１１の電源電圧に、チョークコイル１３の両端電圧を加えた電圧（即ち、電源電圧より昇圧された電圧）が、ダイオード１８を介して出力端子Ｔ１，Ｔ２間に接続された負荷に印加される。つまり、給電回路部１０ｄは、昇圧コンバータとして動作するように構成されている。

指令値生成部３０ｃは、基準指令値生成部３１ｆの構成が一部異なる。具体的には、コンデンサ電流ＩＣの係数β倍に相当する値を、ロウパスフィルタ（ＬＰＦ）の処理を施した後に、ＰＩ制御の出力から減算するように構成されている。

つまり、昇圧コンバータとして動作するスイッチングレギュレータ５では、降圧タイプのスイッチングレギュレータと比較して、コンデンサ電流ＩＣのリップルが大きくなるためＬＰＦが必要となる。但し、ＬＰＦの時定数は、ＰＩ制御における時定数より十分に小さなものでよい。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ５によれば、給電回路部１０ｄのタイプが異なるだけで、スイッチング信号Ｓの制御に使用する指令値Ｃの生成方法は、スイッチングレギュレータ１の場合と同様であるため、これと同様の効果を得ることができる。

［第６実施形態］
＜構成＞
本実施形態のスイッチングレギュレータ６は、図１１に示すように、給電回路部１０ｅ、指令値生成部３０、制御信号生成部４０ｃ、バッファ５１〜５４によって構成されている。以下では、既出の構成については同一符号を付して説明を省略し、上述の実施形態とは相違する部分を中心に説明する。

給電回路部１０ｅは、給電回路部１０と比較して、スイッチング素子１４，１５が省略され、代わりに、直流電源１１の出力を交流出力に変換するブリッジ回路を構成するスイッチング素子６１〜６４と、一次コイル６５１がブリッジ回路に接続されたトランス６５と、トランス６５の二次コイル６５２の出力を整流する整流回路を構成するダイオード６６，６７を備え、整流回路の出力がチョークコイル１３に供給されるように構成されている。

但し、リアクトル電流ＩＬを検出する電流検出器２１は、出力端子Ｔ２から二次コイル６５２の中性点に至るグランドラインＧに接続されている。また、スイッチング素子６１，６２はスイッチング信号ＳＸに従って相補的に動作し、スイッチング素子６３，６４はスイッチング信号ＳＹに従って相補的に動作するように設定されている。つまり、給電回路部１０ｅは、いわゆるフォワード型絶縁コンバータとしての構造を有している。

以下では、スイッチング信号ＳＸがハイレベルの時にスイッチング素子６１がオンし、スイッチング信号ＳＹがハイレベルの時にスイッチング素子６３がオンするものとする。また、スイッチング信号ＳＸ，ＳＹの信号レベルを（ＳＸ，ＳＹ）で表すものとする。

このように構成された給電回路部１０ｅは、（ＳＸ，ＳＹ）＝（ハイ，ロウ）の時に、一次コイル６５１に順方向（図中上から下方向）の電圧が印加され、（ＳＸ，ＳＹ）＝（ロウ，ハイ）の時に、一次コイル６５１に逆方向の電圧が印加される。また、（ＳＸ，ＳＹ）＝（ハイ，ハイ）又は（ＳＸ，ＳＹ）＝（ロウ，ロウ）の時には、零電圧を印加した状態となる。

従って、スイッチング信号ＳＸ，ＳＹの信号レベルが、（ハイ，ロウ）→（ハイ，ハイ）→（ロウ，ハイ）→（ロウ，ロウ）の順に繰り返し、且つ、（ハイ，ロウ）又は（ロウ，ハイ）の期間（以下「有効期間」という）と、（ハイ，ハイ）又は（ロウ，ロウ）の期間（以下「無効期間」という）の時比率を制御することによって、トランス６５を介して二次コイル６５２に接続された回路に所望の電力供給を行うことができる。

制御信号生成部４０ｃは、指令値Ｃに基づいて、スイッチング信号ＳＸ，ＳＹを生成するコントローラからなる。そして、制御信号生成部４０ｃは、具体的には、指令値Ｃに従って、指令値Ｃが大きいほど有効期間の時比率が大きくなるようにスイッチング信号ＳＸ、ＳＹの信号レベルの切り替えを制御する。

＜効果＞
以上説明したように、スイッチングレギュレータ５によれば、給電回路部１０ｅのタイプが異なるだけで、スイッチング信号ＳＸ，ＳＹの制御に使用する指令値Ｃの生成方法は、スイッチングレギュレータ１の場合と同様であるため、これと同様の効果を得ることができる。

［他の実施形態］
以上本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施することが可能である。

例えば、上記実施形態では、給電回路部が、降圧コンバータ、昇圧コンバータ、フォワード型絶縁コンバータの構造を有するスイッチングレギュレータに適用した例について説明したが、これに限るものではなく、カレントモード制御を適用可能であればどのような回路構成であってもよい。

また、各実施形態で示された技術は、互いに矛盾しない範囲で相互に置き換えて使用してもよい。この場合、制御方法に応じて信号の極性を適宜変更してもよい。また、演算上等価な別の回路構成によって指令値生成部および制御信号生成部が構成されていても良い。例えば、図１では、リミッタ３４の出力から疑似指令値Ｃ１分を除去する除去部として、リミッタ３４の出力に逆極性の疑似指令値Ｃ１を加算する加算器３５を用いているが、代わりに、ノコギリ波生成回路４１の出力に対して疑似指令値Ｃ１を加算する加算器（図示せず）を用いても良い。このようにしても、コンパレータ４２における比較は内容上等価であり、本発明の効果を各実施形態と同様に得ることができる。

１〜６…スイッチングレギュレータ １０，１０ａ〜１０ｅ…給電回路部 １１…直流電源 １２，１６…コンデンサ １３…チョークコイル １４，１５，１７，６１〜６４…スイッチング素子 １８，６６…ダイオード ２１，２２…電流検出器 ２３…分圧回路 ３０，３０ａ〜３０ｃ…指令値生成部 ３１，３１ａ〜３１ｆ…基準指令値生成部 ３２…疑似指令値生成部 ３３，３３ａ，３５，３５ａ…加算器 ３４，３４ａ…リミッタ ４０，４０ａ〜４０ｃ…制御信号生成部 ４１…ノコギリ波生成回路 ４２…コンパレータ ４３…パルス信号生成回路 ４４，５０…反転回路 ４５…ＡＮＤ回路 ４６…ＲＳフリップフロップ回路 ４７…ワンショットマルチバイブレータ ５１〜５４…バッファ ６５…トランス

Claims (6)

1. 電力供給源に接続されたリアクトル（１３）、出力端子間に設けられ、前記リアクトルから供給される電流によって充放電されるコンデンサ（１６）、前記電力供給源から前記リアクトルへの供給電力を制御するスイッチング回路（１４，１５，１７，１８，６１〜６４）を備えた給電回路部（１０，１０ａ〜１０ｅ）と、
   前記給電回路部の状態を表す物理量に基づいて、基準指令値を生成する基準指令値生成部（３１，３１ａ〜３１ｆ）と、
   前記リアクトルを流れるリアクトル電流に応じた疑似指令値を前記基準指令値に加算する加算部（３３，３３ａ）と、
   前記加算部での加算結果の上限値又は下限値の少なくとも一方を制限する制限部（３４，３４ａ）と、
   前記制限部での処理結果から疑似指令値分を除去する除去部（３５，３５ａ）と、
   前記除去部による処理結果を指令値として、前記スイッチング回路の時比率を制御する制御実行部（４０，４０〜４０ｃ，５０〜５２）と、
   を備えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. 前記基準指令値生成部は、前記物理量として、前記出力端子間に発生する出力電圧、及び前記コンデンサの充放電時に応じて流れるコンデンサ電流、もしくはそれらを反映した制御信号を用い、
   前記制御実行部は、前記出力電圧が予め設定された目標電圧より大きいほど、また前記コンデンサを充電する方向に流れるコンデンサ電流が大きいほど、前記リアクトル電流が減少し、前記出力電圧が前記目標電圧より小さいほど、また前記コンデンサを放電する方向に流れるコンデンサ電流が大きいほど、前記リアクトル電流が増大するように前記時比率を制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
3. 前記基準指令値生成部（３１ａ，３１ｂ）は、前記コンデンサ電流として、前記出力電圧を微分した結果を用いることを特徴とする請求項２に記載のスイッチングレギュレータ。
4. 前記スイッチング回路（１４，１５）は、前記電力供給源及び前記リアクトル、前記出力端子に接続された負荷が閉回路を形成する第１動作状態と、前記リアクトル、前記出力端子に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態とを前記時比率で切り替える降圧コンバータとしての構造を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
5. 前記スイッチング回路（１７，１８）は、前記電力供給源及び前記リアクトルが閉回路を形成する第１動作状態と、前記電力供給源及び前記リアクトル、前記出力端子に接続された負荷が閉回路を形成する第２動作状態とを前記時比率で切り替える昇圧コンバータとしての構造を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記電力供給源は、
   直流電源に接続された一次コイル（６５１）と、
   前記リアクトル、前記出力端子に接続された負荷と共に閉回路を形成する二次コイル（６５２）と、
   を備え、
   前記スイッチング回路（６１〜６４）は、前記一次コイルに正もしくは負電圧を印加する状態と零電圧を印加する状態を前記時比率で切り替えるフォワード型絶縁コンバータとしての構造を有することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のスイッチングレギュレータ。

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