JP2002281742A - カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 18
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000001502 supplementing effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 負荷電流の急変時においても出力電圧が大き
く変動しないカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータを提
供する。 【解決手段】 負荷電流Ｉｏが急変すると、フィードフ
ォワード回路41は負荷電流Ｉｏの変化分を検出し、その
変化分をコイル電流Ｉ２の検出信号に加算する。カレン
トモード制御回路51は、コイル電流Ｉ２の検出信号に負
荷電流Ｉｏの変化分を加えた値と、エラーアンプＡ１か
らの誤差信号とを比較し、その比較結果に基づきスイッ
チング素子Ｑ１のスイッチングを制御する。これによ
り、これにより、負荷電流Ｉｏの急変にコイル電流Ｉ２
が速やかに変化し、出力電圧Ｖｏの変動分は小さくな
る。
く変動しないカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータを提
供する。 【解決手段】 負荷電流Ｉｏが急変すると、フィードフ
ォワード回路41は負荷電流Ｉｏの変化分を検出し、その
変化分をコイル電流Ｉ２の検出信号に加算する。カレン
トモード制御回路51は、コイル電流Ｉ２の検出信号に負
荷電流Ｉｏの変化分を加えた値と、エラーアンプＡ１か
らの誤差信号とを比較し、その比較結果に基づきスイッ
チング素子Ｑ１のスイッチングを制御する。これによ
り、これにより、負荷電流Ｉｏの急変にコイル電流Ｉ２
が速やかに変化し、出力電圧Ｖｏの変動分は小さくな
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、出力電圧の安定化
を図るフィードバック回路として、チョークコイルを流
れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信号との
比較結果に基づいてスイッチング素子のスイッチングを
制御するカレントモード制御回路を備えたカレントモー
ドＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
を図るフィードバック回路として、チョークコイルを流
れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信号との
比較結果に基づいてスイッチング素子のスイッチングを
制御するカレントモード制御回路を備えたカレントモー
ドＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】一般にＤＣ／ＤＣコン
バータ、特にカレントモード制御回路を備えたカレント
モードＤＣ／ＤＣコンバータは、出力側のチョークコイ
ルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信
号との比較結果に基づいてスイッチング素子のスイッチ
ングを制御することで、負荷に供給する直流出力電圧の
安定化を図っている。
バータ、特にカレントモード制御回路を備えたカレント
モードＤＣ／ＤＣコンバータは、出力側のチョークコイ
ルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基準信
号との比較結果に基づいてスイッチング素子のスイッチ
ングを制御することで、負荷に供給する直流出力電圧の
安定化を図っている。
【０００３】図３は、こうしたカレントモードＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータの一例を示す回路図である。同図におい
て、Ｅは入力電圧Ｖｉを供給する直流電源で、この直流
電源Ｅの両端間にはスイッチング素子Ｑ１と転流ダイオ
ードＤ１との直列回路が接続されると共に、転流ダイオ
ードＤ１の両端間にはチョークコイルＬ１と平滑コンデ
ンサＣ１との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ
１のスイッチングにより平滑コンデンサＣ１に発生した
直流出力電圧Ｖｏを、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に接続した
負荷である負荷抵抗ＲＬに供給するように構成してい
る。また、出力電圧Ｖｏの安定化を図るフィードバック
回路として、ここでは出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に接続した
出力電圧検出用の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、この分圧抵抗
Ｒ１，Ｒ２の接続点から出力される出力電圧検出信号と
基準電圧Ｖrefとの誤差を増幅するエラーアンプＡ１
と、チョークコイルＬ１を流れるコイル電流Ｉ２を検出
する電流検出器11と、この電流検出器11からの検出電流
を電圧に変換する電流／電圧変換器21と、電流／電圧変
換器21から供給されるコイル電流検出信号の電圧値Ｖ１
が、エラーアンプＡ１から出力される基準信号としての
誤差信号の電圧値Ｖ３を越えると、前記スイッチング素
子Ｑ１をオフにするリセットパルスを出力するコンパレ
ータＡ２と、発振器25から出力される周期Ｔのセットパ
ルスによりスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、コ
ンパレータＡ２からのリセットパルスによりスイッチン
グ素子Ｑ１をターンオフさせるＲＳフリップフロップ回
路26とを備えたカレントモード制御回路51が接続され
る。
Ｃコンバータの一例を示す回路図である。同図におい
て、Ｅは入力電圧Ｖｉを供給する直流電源で、この直流
電源Ｅの両端間にはスイッチング素子Ｑ１と転流ダイオ
ードＤ１との直列回路が接続されると共に、転流ダイオ
ードＤ１の両端間にはチョークコイルＬ１と平滑コンデ
ンサＣ１との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ
１のスイッチングにより平滑コンデンサＣ１に発生した
直流出力電圧Ｖｏを、出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に接続した
負荷である負荷抵抗ＲＬに供給するように構成してい
る。また、出力電圧Ｖｏの安定化を図るフィードバック
回路として、ここでは出力端子＋Ｖ，−Ｖ間に接続した
出力電圧検出用の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、この分圧抵抗
Ｒ１，Ｒ２の接続点から出力される出力電圧検出信号と
基準電圧Ｖrefとの誤差を増幅するエラーアンプＡ１
と、チョークコイルＬ１を流れるコイル電流Ｉ２を検出
する電流検出器11と、この電流検出器11からの検出電流
を電圧に変換する電流／電圧変換器21と、電流／電圧変
換器21から供給されるコイル電流検出信号の電圧値Ｖ１
が、エラーアンプＡ１から出力される基準信号としての
誤差信号の電圧値Ｖ３を越えると、前記スイッチング素
子Ｑ１をオフにするリセットパルスを出力するコンパレ
ータＡ２と、発振器25から出力される周期Ｔのセットパ
ルスによりスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、コ
ンパレータＡ２からのリセットパルスによりスイッチン
グ素子Ｑ１をターンオフさせるＲＳフリップフロップ回
路26とを備えたカレントモード制御回路51が接続され
る。
【０００４】上記図３の回路では、スイッチング素子Ｑ
１が発振器25からのセットパルスによりオンすると、転
流ダイオードＤ１はオフして、チョークコイルＬ１と平
滑コンデンサＣ１との直列回路に入力電圧Ｖｉが印加さ
れ、コイル電流Ｉ２は時間と共に直線的に増加する。そ
して、負荷抵抗ＲＬが消費する電流すなわち負荷電流Ｉ
ｏよりも、このコイル電流Ｉ２が大きくなると、平滑コ
ンデンサＣ１に電荷が蓄積され、平滑コンデンサＣ１ひ
いては負荷抵抗ＲＬの両端間の出力電圧Ｖｏも上昇す
る。一方、カレントモード制御回路51では、分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧検出信号
を、エラーアンプＡ１で基準電圧Ｖrefと比較し、その
誤差分を増幅した誤差信号を、コンパレータＡ２の一方
の入力端子に供給する。またこれとは別に、チョークコ
イルＬ１を流れるコイル電流Ｉ２が電流検出器11により
検出され、このコイル電流Ｉ２に見合うコイル電流検出
信号が、電流／電圧変換器21からコンパレータＡ２の他
方の入力端子に供給される。そしてコンパレータＡ２
は、誤差信号の電圧値Ｖ３とコイル電流検出信号の電圧
値Ｖ１とを比較し、電流検出信号の電圧値Ｖ１が誤差信
号の電圧値Ｖ３を越えると、コンパレータＡ２からリセ
ットパルスを出して、出力端子の電圧レベルをＨ（高）
レベルからＬ（低）レベルに切換え、スイッチング素子
Ｑ１をオフにする。
１が発振器25からのセットパルスによりオンすると、転
流ダイオードＤ１はオフして、チョークコイルＬ１と平
滑コンデンサＣ１との直列回路に入力電圧Ｖｉが印加さ
れ、コイル電流Ｉ２は時間と共に直線的に増加する。そ
して、負荷抵抗ＲＬが消費する電流すなわち負荷電流Ｉ
ｏよりも、このコイル電流Ｉ２が大きくなると、平滑コ
ンデンサＣ１に電荷が蓄積され、平滑コンデンサＣ１ひ
いては負荷抵抗ＲＬの両端間の出力電圧Ｖｏも上昇す
る。一方、カレントモード制御回路51では、分圧抵抗Ｒ
１，Ｒ２により出力電圧Ｖｏを分圧した電圧検出信号
を、エラーアンプＡ１で基準電圧Ｖrefと比較し、その
誤差分を増幅した誤差信号を、コンパレータＡ２の一方
の入力端子に供給する。またこれとは別に、チョークコ
イルＬ１を流れるコイル電流Ｉ２が電流検出器11により
検出され、このコイル電流Ｉ２に見合うコイル電流検出
信号が、電流／電圧変換器21からコンパレータＡ２の他
方の入力端子に供給される。そしてコンパレータＡ２
は、誤差信号の電圧値Ｖ３とコイル電流検出信号の電圧
値Ｖ１とを比較し、電流検出信号の電圧値Ｖ１が誤差信
号の電圧値Ｖ３を越えると、コンパレータＡ２からリセ
ットパルスを出して、出力端子の電圧レベルをＨ（高）
レベルからＬ（低）レベルに切換え、スイッチング素子
Ｑ１をオフにする。
【０００５】スイッチング素子Ｑ１がオフすると、転流
ダイオードＤ１がオンしてチョークコイルＬ１にそれま
で蓄えられていたエネルギーが放出する。これに伴な
い、チョークコイルＬ１のコイル電流Ｉ２は時間と共に
直線的に減少し、コイル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏよりも
小さくなると、平滑コンデンサＣ１から負荷抵抗ＲＬへ
電荷が供給され、出力電圧Ｖｏが低下する。そして、１
周期後に発振器25からセットパルスが発生し、再びスイ
ッチング素子Ｑ１がオンして、コイル電流Ｉ２および出
力電圧Ｖｏが再び増加するようになる。
ダイオードＤ１がオンしてチョークコイルＬ１にそれま
で蓄えられていたエネルギーが放出する。これに伴な
い、チョークコイルＬ１のコイル電流Ｉ２は時間と共に
直線的に減少し、コイル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏよりも
小さくなると、平滑コンデンサＣ１から負荷抵抗ＲＬへ
電荷が供給され、出力電圧Ｖｏが低下する。そして、１
周期後に発振器25からセットパルスが発生し、再びスイ
ッチング素子Ｑ１がオンして、コイル電流Ｉ２および出
力電圧Ｖｏが再び増加するようになる。
【０００６】このように、スイッチング素子Ｑ１をスイ
ッチングすることにより、出力電圧Ｖｏはリップル変動
するが、この変動幅は出力電圧Ｖｏの大きさと比べて無
視できる程度のものであり、実質的に出力電圧Ｖｏは所
定の値に安定しているとみなすことができる。また、ス
イッチング素子Ｑ１のオン状態には、チョークコイルＬ
１のコイル電流Ｉ２が増加すると、１／４周期遅れて出
力電圧Ｖｏも上昇し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態
には、チョークコイルＬ１のコイル電流Ｉ２が減少する
と、１／４周期遅れて出力電圧Ｖｏも減少する。つま
り、コイル電流Ｉ２とエラーアンプＡ１の出力端子から
の誤差信号は比例関係にある。
ッチングすることにより、出力電圧Ｖｏはリップル変動
するが、この変動幅は出力電圧Ｖｏの大きさと比べて無
視できる程度のものであり、実質的に出力電圧Ｖｏは所
定の値に安定しているとみなすことができる。また、ス
イッチング素子Ｑ１のオン状態には、チョークコイルＬ
１のコイル電流Ｉ２が増加すると、１／４周期遅れて出
力電圧Ｖｏも上昇し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態
には、チョークコイルＬ１のコイル電流Ｉ２が減少する
と、１／４周期遅れて出力電圧Ｖｏも減少する。つま
り、コイル電流Ｉ２とエラーアンプＡ１の出力端子から
の誤差信号は比例関係にある。
【０００７】図４は、上記図３の回路において、定常時
における負荷電流Ｉｏ，コンデンサ充放電電流Ｉ１およ
びコイル電流Ｉ２の各波形を示したものである。上述し
たように、スイッチング素子Ｑ１のオン状態ではコイル
電流Ｉ２が直線的に増加し、コイル電流Ｉ２が負荷電流
Ｉｏを上回ると、コンデンサ充放電電流Ｉ１は放電から
充電にその向きを変える。一方、スイッチング素子Ｑ１
がオフになるとコイル電流Ｉ２は直線的に減少し、コイ
ル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを下回ると、コンデンサ充放
電電流Ｉ１は充電から放電にその向きを変える。定常時
には、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングに伴なっ
て、コンデンサ充放電電流Ｉ１およびコイル電流Ｉ２が
リップル変動する（図４のΔＩ１，ΔＩ２を参照）。
における負荷電流Ｉｏ，コンデンサ充放電電流Ｉ１およ
びコイル電流Ｉ２の各波形を示したものである。上述し
たように、スイッチング素子Ｑ１のオン状態ではコイル
電流Ｉ２が直線的に増加し、コイル電流Ｉ２が負荷電流
Ｉｏを上回ると、コンデンサ充放電電流Ｉ１は放電から
充電にその向きを変える。一方、スイッチング素子Ｑ１
がオフになるとコイル電流Ｉ２は直線的に減少し、コイ
ル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを下回ると、コンデンサ充放
電電流Ｉ１は充電から放電にその向きを変える。定常時
には、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングに伴なっ
て、コンデンサ充放電電流Ｉ１およびコイル電流Ｉ２が
リップル変動する（図４のΔＩ１，ΔＩ２を参照）。
【０００８】ところで、上記カレントモード制御回路51
を有するＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷電流Ｉｏの急
変時にエラーアンプＡ１やコンパレータＡ２からなる制
御系の遅れなどにより、出力電圧Ｖｏの安定性が損なわ
れ、出力電圧Ｖｏが大きく変動するという問題がある。
具体的には図５のグラフにも示すように、出力電流Ｉｏ
が例えばｔｏの時点で急変増加したとすると、最初にこ
の増加分に見合う電荷が平滑コンデンサＣｏから負荷抵
抗ＲＬに供給されると共に、コイル電流Ｉ２ひいてはコ
イル電流検出信号の電圧値Ｖ１も徐々に増加する。しか
しカレントモード制御回路51は、その内部の遅れによっ
て出力電圧Ｖｏを一定に維持するのに必要なパルス駆動
信号を直ぐにスイッチング素子Ｑ１に供給することがで
きず、出力電圧Ｖｏは負荷電流Ｉｏの急変直後に大きく
低下する（図５の変動分ΔＶｏを参照）。
を有するＤＣ／ＤＣコンバータでは、負荷電流Ｉｏの急
変時にエラーアンプＡ１やコンパレータＡ２からなる制
御系の遅れなどにより、出力電圧Ｖｏの安定性が損なわ
れ、出力電圧Ｖｏが大きく変動するという問題がある。
具体的には図５のグラフにも示すように、出力電流Ｉｏ
が例えばｔｏの時点で急変増加したとすると、最初にこ
の増加分に見合う電荷が平滑コンデンサＣｏから負荷抵
抗ＲＬに供給されると共に、コイル電流Ｉ２ひいてはコ
イル電流検出信号の電圧値Ｖ１も徐々に増加する。しか
しカレントモード制御回路51は、その内部の遅れによっ
て出力電圧Ｖｏを一定に維持するのに必要なパルス駆動
信号を直ぐにスイッチング素子Ｑ１に供給することがで
きず、出力電圧Ｖｏは負荷電流Ｉｏの急変直後に大きく
低下する（図５の変動分ΔＶｏを参照）。
【０００９】また上記カレントモード制御回路51は、定
常状態の安定性確保のために、エラーアンプＡ１やコン
パレータＡ２に周波数特性を改善するための位相補償回
路（図示せず）が設けられている。しかし、ここでのフ
ィードバック自体が、出力されるコイル電流Ｉ２や出力
電圧Ｖｏを検出し、それを補償する構成となっているた
め、カレントモード制御回路51内で遅れがあれば、やは
り出力電圧Ｖｏが変動する。
常状態の安定性確保のために、エラーアンプＡ１やコン
パレータＡ２に周波数特性を改善するための位相補償回
路（図示せず）が設けられている。しかし、ここでのフ
ィードバック自体が、出力されるコイル電流Ｉ２や出力
電圧Ｖｏを検出し、それを補償する構成となっているた
め、カレントモード制御回路51内で遅れがあれば、やは
り出力電圧Ｖｏが変動する。
【００１０】本発明は、上記の課題に着目して成された
ものであって、負荷電流の急変時においても出力電圧が
大きく変動しないカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
ものであって、負荷電流の急変時においても出力電圧が
大きく変動しないカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータ
を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明におけるカレント
モードＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷に供給する出力電
圧の安定化を図るフィードバック回路として、チョーク
コイルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基
準信号としての出力電圧の誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子のスイッチングを制御するカレン
トモード制御回路を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコ
ンバータにおいて、前記負荷を流れる負荷電流の変化分
を検出し、その変化分を前記コイル電流の検出信号に加
算するフィードフォワード回路を備えて構成される。
モードＤＣ／ＤＣコンバータは、負荷に供給する出力電
圧の安定化を図るフィードバック回路として、チョーク
コイルを流れるコイル電流を検出し、この検出信号と基
準信号としての出力電圧の誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子のスイッチングを制御するカレン
トモード制御回路を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコ
ンバータにおいて、前記負荷を流れる負荷電流の変化分
を検出し、その変化分を前記コイル電流の検出信号に加
算するフィードフォワード回路を備えて構成される。
【００１２】この場合、定常時には負荷電流が殆ど変化
しないため、フィードフォワード回路は負荷電流の変化
分を検出せず、カレントモード制御回路は従来と同様
に、チョークコイルを流れるコイル電流の検出信号と基
準信号としての出力電圧の誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子のスイッチングを制御する。した
がって、定常時におけるカレントモード制御の特性は変
化しない。
しないため、フィードフォワード回路は負荷電流の変化
分を検出せず、カレントモード制御回路は従来と同様
に、チョークコイルを流れるコイル電流の検出信号と基
準信号としての出力電圧の誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子のスイッチングを制御する。した
がって、定常時におけるカレントモード制御の特性は変
化しない。
【００１３】一方、何らかの原因で負荷電流が急変する
と、フィードフォワード回路はこのときの負荷電流の変
化分を検出して、その変化分をコイル電流の検出信号に
加算する。カレントモード制御回路は、コイル電流の検
出信号に負荷電流の変化分を加えた値と基準信号として
の出力電圧の誤差信号とを比較し、その比較結果に基づ
いてスイッチング素子のスイッチングを制御する。これ
により、負荷電流の急変にコイル電流が速やかに変化す
るようなスイッチングパルスを、カレントモード制御回
路からスイッチング素子に供給することができ、出力電
圧の変動分を小さくすることができる。
と、フィードフォワード回路はこのときの負荷電流の変
化分を検出して、その変化分をコイル電流の検出信号に
加算する。カレントモード制御回路は、コイル電流の検
出信号に負荷電流の変化分を加えた値と基準信号として
の出力電圧の誤差信号とを比較し、その比較結果に基づ
いてスイッチング素子のスイッチングを制御する。これ
により、負荷電流の急変にコイル電流が速やかに変化す
るようなスイッチングパルスを、カレントモード制御回
路からスイッチング素子に供給することができ、出力電
圧の変動分を小さくすることができる。
【００１４】
【発明の実施形態】以下、本発明におけるカレントモー
ドＤＣ／ＤＣコンバータについて、添付図面を参照して
詳細に説明する。なお、前記従来例で示した図３と同一
部分には同一符号を付し、その共通する箇所の詳細な説
明は重複するため省略する。
ドＤＣ／ＤＣコンバータについて、添付図面を参照して
詳細に説明する。なお、前記従来例で示した図３と同一
部分には同一符号を付し、その共通する箇所の詳細な説
明は重複するため省略する。
【００１５】図１は、本発明の一実施例によるカレント
モードＤＣ／ＤＣコンバータを示している。従来例にお
ける図３と異なる点は、カレントモード制御回路51の遅
れをバイパスするために、負荷抵抗ＲＬを流れる負荷電
流Ｉｏの変化分を直接検出する電流検出器12と、この電
流検出器12からの検出電流を電圧に変換する電流／電圧
変換器22と、電流／電圧変換器21から供給されるコイル
電流検出信号の電圧値Ｖ１に、電流／電圧変換器22から
供給される変化分検出信号の電圧値Ｖ２を加算して、こ
の加算値をコンパレータＡ２に供給する加算器31とから
なるフィードフォワード回路41を付加したことにある。
なお、その他の構成は前記図３の回路と共通している。
モードＤＣ／ＤＣコンバータを示している。従来例にお
ける図３と異なる点は、カレントモード制御回路51の遅
れをバイパスするために、負荷抵抗ＲＬを流れる負荷電
流Ｉｏの変化分を直接検出する電流検出器12と、この電
流検出器12からの検出電流を電圧に変換する電流／電圧
変換器22と、電流／電圧変換器21から供給されるコイル
電流検出信号の電圧値Ｖ１に、電流／電圧変換器22から
供給される変化分検出信号の電圧値Ｖ２を加算して、こ
の加算値をコンパレータＡ２に供給する加算器31とから
なるフィードフォワード回路41を付加したことにある。
なお、その他の構成は前記図３の回路と共通している。
【００１６】次に、上記図１の回路構成について、その
作用を図２の波形を参照しながら説明する。なお、図２
は負荷電流Ｉｏの急変時前後における各部の波形を示し
ており、上段より負荷電流Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，電流／
電圧変換器21からのコイル電流検出信号の電圧値Ｖ１，
電流／電圧変換器22からの変化分検出信号の電圧値Ｖ２
の各波形が示されている。
作用を図２の波形を参照しながら説明する。なお、図２
は負荷電流Ｉｏの急変時前後における各部の波形を示し
ており、上段より負荷電流Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，電流／
電圧変換器21からのコイル電流検出信号の電圧値Ｖ１，
電流／電圧変換器22からの変化分検出信号の電圧値Ｖ２
の各波形が示されている。
【００１７】定常時における動作は、前記図３に示す従
来例で説明したものと同一である。すなわち負荷電流Ｉ
ｏがほぼ一定の場合、この負荷電流Ｉｏの変動分を検出
する電流検出器12からは何も出力されず、フィードフォ
ワード回路41はカレントモード制御回路51に対し何も作
用しない状態となる。したがって、スイッチング素子Ｑ
１がオンすると、コイル電流Ｉ２が時間と共に直線的に
増加し、コイル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを上回ると、コ
ンデンサ充放電電流Ｉ１は放電から充電にその向きを変
える。このときカレントモード制御回路51では、出力電
圧Ｖｏを分圧した電圧検出信号と基準電圧Ｖrefとをエ
ラーアンプＡ１で比較すると共に、その誤差分を増幅し
た誤差信号の電圧値Ｖ３を、コイル電流Ｉ２に対応する
コイル電流検出信号の電圧値Ｖ１とコンパレータＡ２で
比較しており、コイル電流検出信号の電圧値Ｖ１が誤差
信号の電圧値Ｖ３を越えると、コンパレータＡ２からの
リセットパルスにより、カレントモード制御回路51はＲ
Ｓフリップフロップ回路26を通してスイッチング素子Ｑ
１をオフにする。
来例で説明したものと同一である。すなわち負荷電流Ｉ
ｏがほぼ一定の場合、この負荷電流Ｉｏの変動分を検出
する電流検出器12からは何も出力されず、フィードフォ
ワード回路41はカレントモード制御回路51に対し何も作
用しない状態となる。したがって、スイッチング素子Ｑ
１がオンすると、コイル電流Ｉ２が時間と共に直線的に
増加し、コイル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを上回ると、コ
ンデンサ充放電電流Ｉ１は放電から充電にその向きを変
える。このときカレントモード制御回路51では、出力電
圧Ｖｏを分圧した電圧検出信号と基準電圧Ｖrefとをエ
ラーアンプＡ１で比較すると共に、その誤差分を増幅し
た誤差信号の電圧値Ｖ３を、コイル電流Ｉ２に対応する
コイル電流検出信号の電圧値Ｖ１とコンパレータＡ２で
比較しており、コイル電流検出信号の電圧値Ｖ１が誤差
信号の電圧値Ｖ３を越えると、コンパレータＡ２からの
リセットパルスにより、カレントモード制御回路51はＲ
Ｓフリップフロップ回路26を通してスイッチング素子Ｑ
１をオフにする。
【００１８】スイッチング素子Ｑ１がオフすると、コイ
ル電流Ｉ２はそこから時間と共に直線的に減少し、コイ
ル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを下回ると、コンデンサ充放
電電流Ｉ１は充電から放電にその向きを変える。そし
て、１周期後に発振器25からセットパルスが発生し、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路26を通して、カレントモード制
御回路51はスイッチング素子Ｑ１をオンにする。このよ
うに、カレントモード制御回路51は、負荷電流Ｉｏとリ
ップル電流であるコンデンサ充放電電流Ｉ１との和をコ
イル電流Ｉ２として検出するが、定常時において出力電
流Ｉｏがほぼ一定の場合は、コンデンサ充放電電流Ｉ１
のリップル変動分もほぼ一定になる。
ル電流Ｉ２はそこから時間と共に直線的に減少し、コイ
ル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏを下回ると、コンデンサ充放
電電流Ｉ１は充電から放電にその向きを変える。そし
て、１周期後に発振器25からセットパルスが発生し、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路26を通して、カレントモード制
御回路51はスイッチング素子Ｑ１をオンにする。このよ
うに、カレントモード制御回路51は、負荷電流Ｉｏとリ
ップル電流であるコンデンサ充放電電流Ｉ１との和をコ
イル電流Ｉ２として検出するが、定常時において出力電
流Ｉｏがほぼ一定の場合は、コンデンサ充放電電流Ｉ１
のリップル変動分もほぼ一定になる。
【００１９】一方、図２に示すように、負荷状態の変動
などにより出力電流Ｉｏがｔｏの時点で急変増加する
と、フィードフォワード回路41を構成する電流検出器12
はこの負荷電流Ｉｏの変化分を検出して、それに見合う
検出電流を電流／電圧変換器22に送り出す。電流／電圧
変換器22は、電流検出器12からの検出電流を変化分検出
信号として電圧に変換し、この変化分検出信号の電圧値
Ｖ２が、加算器31にて別の電流／電圧変換器21からのコ
イル電流検出信号の電圧値Ｖ１に加算される。このとき
後段のコンパレータＡ２では、コイル電流検出信号の電
圧値Ｖ１に負荷電流Ｉｏの変化分を加味した電圧値Ｖ２
を加えた電圧値（Ｖ１＋Ｖ２）で、エラーアンプＡ１か
らの誤差信号の電圧値Ｖ３との比較がなされるので、コ
ンパレータＡ２からスイッチング素子Ｑ１に対し、負荷
電流Ｉｏの急変にコイル電流Ｉ２が速やかに変化するよ
うなスイッチングパルスがＲＳフリップフロップ回路26
を通して供給される。したがって、コイル電流Ｉ２の変
化により負荷電流Ｉｏの急変分をある程度補うことで、
コンデンサ充放電電流Ｉ１の変動をなくすことができ、
結果的に従来よりも出力電圧Ｖｏの落ち込みすなわち変
動分ΔＶｏを小さくすることができる。特にこれは、フ
ィードフォワード補償用のコンパレータＡ２の応答性が
高速である程、負荷電流Ｉｏの急変時における出力電圧
Ｖｏの変動分ΔＶｏが小さくなる。
などにより出力電流Ｉｏがｔｏの時点で急変増加する
と、フィードフォワード回路41を構成する電流検出器12
はこの負荷電流Ｉｏの変化分を検出して、それに見合う
検出電流を電流／電圧変換器22に送り出す。電流／電圧
変換器22は、電流検出器12からの検出電流を変化分検出
信号として電圧に変換し、この変化分検出信号の電圧値
Ｖ２が、加算器31にて別の電流／電圧変換器21からのコ
イル電流検出信号の電圧値Ｖ１に加算される。このとき
後段のコンパレータＡ２では、コイル電流検出信号の電
圧値Ｖ１に負荷電流Ｉｏの変化分を加味した電圧値Ｖ２
を加えた電圧値（Ｖ１＋Ｖ２）で、エラーアンプＡ１か
らの誤差信号の電圧値Ｖ３との比較がなされるので、コ
ンパレータＡ２からスイッチング素子Ｑ１に対し、負荷
電流Ｉｏの急変にコイル電流Ｉ２が速やかに変化するよ
うなスイッチングパルスがＲＳフリップフロップ回路26
を通して供給される。したがって、コイル電流Ｉ２の変
化により負荷電流Ｉｏの急変分をある程度補うことで、
コンデンサ充放電電流Ｉ１の変動をなくすことができ、
結果的に従来よりも出力電圧Ｖｏの落ち込みすなわち変
動分ΔＶｏを小さくすることができる。特にこれは、フ
ィードフォワード補償用のコンパレータＡ２の応答性が
高速である程、負荷電流Ｉｏの急変時における出力電圧
Ｖｏの変動分ΔＶｏが小さくなる。
【００２０】また、負荷電流Ｉｏが急変する場合、従来
のカレントモード制御では、その遅れ分に相当する電荷
が平滑コンデンサＣ１から抵抗負荷ＲＬにエネルギーと
して放電され、コンデンサ充放電電流Ｉ１のリップル変
動が大きくなるという欠点を生じるが、本実施例ではコ
イル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏの急変を速やかに補うた
め、負荷電流Ｉｏの急変時におけるコンデンサ充放電電
流Ｉ１のリップル変動が小さくなり、平滑コンデンサＣ
１の静電容量を小さくできる。
のカレントモード制御では、その遅れ分に相当する電荷
が平滑コンデンサＣ１から抵抗負荷ＲＬにエネルギーと
して放電され、コンデンサ充放電電流Ｉ１のリップル変
動が大きくなるという欠点を生じるが、本実施例ではコ
イル電流Ｉ２が負荷電流Ｉｏの急変を速やかに補うた
め、負荷電流Ｉｏの急変時におけるコンデンサ充放電電
流Ｉ１のリップル変動が小さくなり、平滑コンデンサＣ
１の静電容量を小さくできる。
【００２１】以上のように本実施例では、負荷すなわち
負荷抵抗ＲＬに供給する出力電圧Ｖｏの安定化を図るフ
ィードバック回路として、チョークコイルＬ１を流れる
コイル電流Ｉ２を検出し、この検出信号と基準信号であ
るエラーアンプＡ１からの誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御するカ
レントモード制御回路51を備えたカレントモードＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、負荷抵抗ＲＬを流れる負荷電
流Ｉｏの変化分を検出し、その変化分をコイル電流Ｉ２
の検出信号に加算するフィードフォワード回路41を備え
ている。
負荷抵抗ＲＬに供給する出力電圧Ｖｏの安定化を図るフ
ィードバック回路として、チョークコイルＬ１を流れる
コイル電流Ｉ２を検出し、この検出信号と基準信号であ
るエラーアンプＡ１からの誤差信号との比較結果に基づ
き、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御するカ
レントモード制御回路51を備えたカレントモードＤＣ／
ＤＣコンバータにおいて、負荷抵抗ＲＬを流れる負荷電
流Ｉｏの変化分を検出し、その変化分をコイル電流Ｉ２
の検出信号に加算するフィードフォワード回路41を備え
ている。
【００２２】このようにすると、定常時には負荷電流Ｉ
ｏが殆ど変化しないため、フィードフォワード回路41は
負荷電流Ｉｏの変化分を検出せず、カレントモード制御
回路51は従来と同様に、チョークコイルＬ１を流れるコ
イル電流Ｉ２の検出信号と、エラーアンプＡ１からの誤
差信号との比較結果に基づき、スイッチング素子Ｑ１の
スイッチングを制御する。したがって、定常時における
カレントモード制御の特性は変化しない。
ｏが殆ど変化しないため、フィードフォワード回路41は
負荷電流Ｉｏの変化分を検出せず、カレントモード制御
回路51は従来と同様に、チョークコイルＬ１を流れるコ
イル電流Ｉ２の検出信号と、エラーアンプＡ１からの誤
差信号との比較結果に基づき、スイッチング素子Ｑ１の
スイッチングを制御する。したがって、定常時における
カレントモード制御の特性は変化しない。
【００２３】一方、何らかの原因で負荷電流Ｉｏが急変
すると、フィードフォワード回路41はこのときの負荷電
流Ｉｏの変化分を検出して、その変化分をコイル電流Ｉ
２の検出信号に加算する。カレントモード制御回路51
は、コイル電流Ｉ２の検出信号に負荷電流Ｉｏの変化分
を加えた値と、エラーアンプＡ１からの誤差信号とを比
較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｑ１の
スイッチングを制御する。これにより、負荷電流Ｉｏの
急変にコイル電流Ｉ２が速やかに変化するようなスイッ
チングパルスを、カレントモード制御回路51からスイッ
チング素子Ｑ１に供給することができ、出力電圧Ｖｏの
変動分ΔＶｏを小さくすることができる。
すると、フィードフォワード回路41はこのときの負荷電
流Ｉｏの変化分を検出して、その変化分をコイル電流Ｉ
２の検出信号に加算する。カレントモード制御回路51
は、コイル電流Ｉ２の検出信号に負荷電流Ｉｏの変化分
を加えた値と、エラーアンプＡ１からの誤差信号とを比
較し、その比較結果に基づいてスイッチング素子Ｑ１の
スイッチングを制御する。これにより、負荷電流Ｉｏの
急変にコイル電流Ｉ２が速やかに変化するようなスイッ
チングパルスを、カレントモード制御回路51からスイッ
チング素子Ｑ１に供給することができ、出力電圧Ｖｏの
変動分ΔＶｏを小さくすることができる。
【００２４】以上、本発明のカレントモードＤＣ／ＤＣ
コンバータについて前記実施例に基づき説明してきた
が、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種
々の変形実施が可能である。例えば、実施例では降圧型
非絶縁のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、他
のチョークコイルを備えた非絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
や、電力伝送用として絶縁トランスを介在させた例えば
フォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータにも、本発明の概
念をそのまま適用できる。また本実施例ではピークカレ
ントモードを例にとり説明を行なったが、アベレージカ
レントモードやその他のカレントモードにも適用でき
る。
コンバータについて前記実施例に基づき説明してきた
が、本発明は前記実施例に限定されるものではなく、種
々の変形実施が可能である。例えば、実施例では降圧型
非絶縁のＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、他
のチョークコイルを備えた非絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
や、電力伝送用として絶縁トランスを介在させた例えば
フォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータにも、本発明の概
念をそのまま適用できる。また本実施例ではピークカレ
ントモードを例にとり説明を行なったが、アベレージカ
レントモードやその他のカレントモードにも適用でき
る。
【００２５】
【発明の効果】本発明におけるカレントモードＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータは、負荷に供給する出力電圧の安定化を図
るフィードバック回路として、チョークコイルを流れる
コイル電流を検出し、この検出信号と基準信号としての
出力電圧の誤差信号の比較結果に基づき、スイッチング
素子のスイッチングを制御するカレントモード制御回路
を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記負荷を流れる負荷電流の変化分を検出し、その
変化分を前記コイル電流の検出信号に加算するフィード
フォワード回路を備えたものであり、負荷電流の急変時
においても出力電圧が大きく変動しないカレントモード
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
Ｃコンバータは、負荷に供給する出力電圧の安定化を図
るフィードバック回路として、チョークコイルを流れる
コイル電流を検出し、この検出信号と基準信号としての
出力電圧の誤差信号の比較結果に基づき、スイッチング
素子のスイッチングを制御するカレントモード制御回路
を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記負荷を流れる負荷電流の変化分を検出し、その
変化分を前記コイル電流の検出信号に加算するフィード
フォワード回路を備えたものであり、負荷電流の急変時
においても出力電圧が大きく変動しないカレントモード
ＤＣ／ＤＣコンバータを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例によるＤＣ／ＤＣコンバータ
を示す縦断面図である。
を示す縦断面図である。
【図２】前記実施例のＤＣ／ＤＣコンバータを概略的に
示す平面図である。
示す平面図である。
【図３】従来のカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータを
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】従来のカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータに
おける定常時の各部の波形図である。
おける定常時の各部の波形図である。
【図５】従来のカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータに
おける負荷電流急変時の各部の波形図である。
おける負荷電流急変時の各部の波形図である。
Ｌ１ チョークコイル ＲＬ 負荷抵抗（負荷） Ｑ１ スイッチング素子 41 フィードフォワード回路 51 カレントモード制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】 負荷に供給する出力電圧の安定化を図る
フィードバック回路として、チョークコイルを流れるコ
イル電流を検出し、この検出信号と基準信号としての出
力電圧の誤差信号との比較結果に基づき、スイッチング
素子のスイッチングを制御するカレントモード制御回路
を備えたカレントモードＤＣ／ＤＣコンバータにおい
て、前記負荷を流れる負荷電流の変化分を検出し、その
変化分を前記コイル電流の検出信号に加算するフィード
フォワード回路を備えたことを特徴とするカレントモー
ドＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001082999A JP2002281742A (ja) | 2001-03-22 | 2001-03-22 | カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US10/104,416 US6646426B2 (en) | 2001-03-22 | 2002-03-22 | Current mode DC/DC regulator having function for detecting input and output of current and voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001082999A JP2002281742A (ja) | 2001-03-22 | 2001-03-22 | カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002281742A true JP2002281742A (ja) | 2002-09-27 |
Family
ID=18938875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001082999A Pending JP2002281742A (ja) | 2001-03-22 | 2001-03-22 | カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6646426B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002281742A (ja) |
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