JP2014064353A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】帰還制御ループでの発振や起動時における突入電流の発生等を防止してスイッチング動作の安定化を図った電流共振型のスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置本体と、このスイッチング電源装置本体の出力電圧に応じた帰還信号に従ってスイッチング素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御回路とを備え、前記周波数制御回路は、所定の境界値よりも前記帰還信号の帰還量が大きい周波数制御領域と帰還量が小さい周波数制御領域とに分類し、前記帰還量が小さい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周波数をリニアに変化させる周波数リニア制御を実行し、前記帰還量が大きい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周期をリニアに変化させる周期リニア制御を実行する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、帰還制御ループでの発振を防止してスイッチング動作の安定化を図った電流共振型のスイッチング電源装置に関する。

ＬＬＣ方式のコンバータ装置に代表される電流共振型のスイッチング電源装置は、概略的には図５に例示するように、直列に接続されてハーフブリッジ回路を形成し、入力電圧Ｖinを交互にスイッチングする第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を備える。そして前記第２のスイッチング素子Ｑ２に、コンデンサＣrおよびインダクタンスＬrを直列に介して絶縁トランスＴの一次巻線Ｐを並列に接続すると共に、該絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１,Ｓ２にダイオードＤ１,Ｄ２および出力コンデンサＣoutからなる出力回路を接続して構成される。

このスイッチング電源装置は、前記第１のスイッチング素子Ｑ１をオン（導通）させて前記一次巻線Ｐに電流を流した後、前記第２のスイッチング素子Ｑ２をオン（導通）させて前記コンデンサＣr、インダクタンスＬr、および前記絶縁トランスＴのリーケージ・インダクタンスＬｍからなる共振回路に電流共振を生起し、これを繰り返すことで前記絶縁トランスＴの一次巻線Ｐに交番電流を流す。そして該絶縁トランスＴの二次巻線Ｓ１,Ｓ２に生起された交番電圧を前記ダイオードＤ１,Ｄ２を介して整流し、前記出力コンデンサＣoutにて平滑することで所定の出力電圧Ｖoutを得るように構成される。

尚、図５においてＣＯＮＴは前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を交互にオン（導通）駆動する制御回路（発振器）であり、ＶＳは前記出力電圧Ｖoutを検出して該出力電圧Ｖoutに応じた帰還信号ＦＢを生成する出力電圧検出回路である。前記制御回路ＣＯＮＴは、前記出力電圧検出回路ＶＳから与えられる前記帰還信号ＦＢに従って前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２のスイッチング周波数ｆsを制御し、これによって前記出力電圧Ｖoutを一定化する役割を担う。

具体的には図６に前記スイッチング電源装置の帰還制御ループの概念を模式的に示すように、前記制御回路ＣＯＮＴは、スイッチング周波数ｆsでスイッチング電源装置本体ＳＷにおける前記第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２を交互にスイッチング駆動する。そして前記出力電圧検出回路ＶＳは上記スイッチング電源装置本体ＳＷの出力電圧Ｖoutを検出し、検出した出力電圧Ｖoutに応じた帰還電圧Ｖ_ＦＢまたは帰還電流Ｉ_ＦＢからなる帰還信号ＦＢを生成する。前記制御回路ＣＯＮＴは、このような帰還信号ＦＢを周期数変換することで前記スイッチング周波数ｆs［＝ｆ(Ｖout)］を制御し、前記スイッチング電源装置本体ＳＷにおける入出力電圧比（電圧変換比）を変化させることで前記出力電圧Ｖoutを一定化する（例えば特許文献１を参照）。

ちなみに前記スイッチング電源装置における入出力電圧比は、前記スイッチング周波数ｆsに依存して変化し、また負荷抵抗Ｒoの大きさによって図７に示すように変化する。具体的には前記入出力電圧比は、図７に示すようにスイッチング周波数ｆsが高くなるに従って高くなり、或る周波数ｆrで最大に至った後、次第に低下する。そして前記スイッチング周波数ｆsが前記電流共振回路の共振周波数ｆoに到達したとき、前記入出力電圧比が［１］となる。

これ故、前記スイッチング電源装置は、通常、前記入出力電圧比が常に［１］以上（昇圧モード）となるように、前記入出力電圧比が最大値となる周波数ｆrから前記共振周波数ｆoの間で、前記スイッチング周波数ｆsを前記帰還信号ＦＢに応じて変調制御するように構成される。

特開２００９−１７１８３７号公報

ところで前述したスイッチング周波数ｆsの制御（周波数変調制御）は、前記帰還信号ＦＢとして与えられる帰還電圧Ｖ_ＦＢまたは帰還電流Ｉ_ＦＢに従って前記スイッチング周波数ｆsをリニアに可変制御し、或いはスイッチング周期をリニアに可変制御することによって実現される。尚、前記スイッチング周期Ｔsは、前記スイッチング周波数ｆsに対して［ｆs＝１／Ｔs］なる関係を有する。従ってスイッチング周期をリニアに制御した場合には図８に実線で示すように、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが低くなる程、前記スイッチング周波数ｆsの変化が大きくなるノンリニアな制御特性となる。

さて前記スイッチング電源装置の入力電圧Ｖinまたは出力電圧Ｖoutが変化した場合、前述したスイッチング周波数ｆsのリニア制御を実行すると、図９に破線で示すように帰還電圧Ｖ_ＦＢが大きくなるに従って前記共振回路の利得が大きく上昇する。そしてこれに伴って前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが大きくなると、前述した帰還制御ループの利得が大きくなり、該帰還制御ループ自体が発振したり、動作不安定となる恐れが生じる。

この点、前述したスイッチング周期Ｔsのリニア制御を実行すれば、図９に実線で示すように、前記スイッチング周波数ｆsのリニア制御に比較して前記共振回路の利得の上昇を抑えることができる。しかし逆に前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが小さくなると、前述したスイッチング周波数ｆsのリニア制御の場合に比較して前記スイッチング周波数ｆsが高くなり、また前記帰還制御ループの利得も高くなる。すると、例えばスイッチング電源装置の起動時において突入電流等が発生し易くなる等の問題が生じる。

本発明はこのような事情を考慮してなされたもので、その目的は、上述したスイッチング周波数のリニア制御、およびスイッチング周期のリニア制御がそれぞれ含む欠点を解消し、帰還制御ループでの発振や起動時における突入電流の発生等を防止してスイッチング動作の安定化を図った電流共振型のスイッチング電源装置を提供することにある。

上述した目的を達成するべく本発明に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子を介して入力電圧をスイッチングして、例えばＬＬＣ方式の電流共振回路に加え、該電流共振回路から所定の出力電圧を得るスイッチング電源装置本体と、このスイッチング電源装置本体の出力電圧に応じた帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御回路とを備えたものであって、
前記周波数制御回路においては、所定の境界値よりも前記帰還信号の帰還量が大きい周波数制御領域と帰還量が小さい周波数制御領域とに分類し、前記帰還量が小さい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周波数をリニアに変化させる周波数リニア制御を実行し、前記帰還量が大きい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周期をリニアに変化させる周期リニア制御を実行することを特徴としている。

好ましくは前記周波数制御回路は、電流源により充電されるコンデンサの充電電圧と電圧源から与えられる電圧とを比較して出力を反転する比較器と、この比較器の出力に従ってセット・リセットされて前記スイッチング素子に対するパルス幅変調された駆動信号を生成すると共に、該駆動信号により前記コンデンサを放電させて前記充電電圧を初期化するフリップフロップとからなる発振器を備え、
前記周波数リニア制御は、前記電流源の出力電流を一定にすると共に、前記電圧源の出力電圧を前記帰還信号に応じて変化させて実行され、前記周期リニア制御は、前記電流源の出力電流を前記帰還信号に応じて変化させると共に、前記電圧源の出力電圧を一定にして実行される。

尚、前記周波数制御回路は、前記周波数リニア制御の実行時における帰還制御ループ利得と、前記周期リニア制御の実行時における前記帰還制御ループ利得との大小関係が入れ替わるときの前記帰還信号の大きさを前記境界値として、該帰還信号が前記境界値よりも小さいときには前記周波数リニア制御を実行し、前記帰還信号が前記境界値よりも大きいときには前記周期リニア制御を実行するように構成される。

上記構成のスイッチング電源装置によれば、スイッチング電源装置本体のスイッチング周波数を、該スイッチング電源装置本体の出力電圧に応じた帰還信号に基づいて周波数変調して該出力電圧を制御するに際して、前記帰還信号の大きさに応じて周波数リニア制御と周期リニア制御とを切り替えている。特に帰還信号が境界値よりも小さいときには周波数リニア制御を実行し、前記帰還信号が境界値よりも大きいときには周期リニア制御を実行している。従って帰還制御ループの利得を不本意な上昇を抑えて該帰還制御ループの発振や起動時における突入電流の発生等を簡易にして効果的に防止し、スイッチング動作の安定化を図ることができる。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置における周波数制御回路の構成例を示す図。 本発明に係るスイッチング電源装置での周波数変調制御の概念を示す図。 図２に示す周波数変調制御での帰還電圧Ｖ_ＦＢに対するスイッチング周波数ｆsの変化特性を示す図。 図２に示す周波数変調制御でのスイッチング周波数ｆsに対する利得特性（発振周波数／帰還電圧）を示す図。 電流共振型のスイッチング電源装置の要部概略構成図。 スイッチング電源装置における帰還制御ループの概念を模式的に示す図。 スイッチング周波数ｆsに対する入出力電圧比の変化特性を示す図。 帰還電圧Ｖ_ＦＢに対するスイッチング周波数ｆsの変化特性を示す図。 帰還電圧Ｖ_ＦＢに対する帰還制御ループの利得の変化特性を示す図。

以下、図面を参照して本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。

このスイッチング電源装置は、基本的には図５に示す従来装置と同様に構成される。従ってスイッチング電源装置の全体構成の説明について省略する。図１はこの実施形態に係るスイッチング電源装置における前記制御回路ＣＯＮＴの要部概略構成を、特に前記出力電圧検出回路ＶＳからフィードバックされる帰還信号（帰還電圧Ｖ_ＦＢ）に応じてスイッチング電源装置本体に対するスイッチング周波数ｆsを周波数変調する周波数制御回路の構成を示している。

ここで前記周波数制御回路における発振器ＶＣＯは、図１に示すように電流源１によりカレントミラー回路２を介して充電されるコンデンサ３と、このコンデンサ３の充電電圧Ｖｃと電圧源４から与えられる電圧Ｖpsとを比較して出力を反転する比較器５とを備える。この比較器５は、前記充電電圧Ｖｃが前記電圧Ｖpsを上回るときにその出力を［Ｈ］とし、前記充電電圧Ｖｃが前記電圧Ｖpsを下回るときにその出力を［Ｌ］として反転動作する。

そしてこの比較器５の出力は、ＲＳ型のフリップフロップ６のセット端子に入力されると共に、遅延・ワンショット回路７を介して前記フリップフロップ６のリセット端子に入力される。従って前記フリップフロップ６は、前記比較器５の出力が［Ｈ］となったときにセットされ、その後、前記遅延・ワンショット回路７の出力を受けて所定時間後にリセットされる。このようにしてセット・リセットされる前記フリップフロップ６の出力は、前記スイッチング電源装置本体ＳＷにおける前記第１のスイッチング素子Ｑ１のオン幅を規定する駆動制御信号として与えられる。尚、前記第２のスイッチング素子Ｑ２は、前記第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフした後、所定のタイミング調整が施されたタイミングでターンオンされて前記電流共振回路による電流共振を生起する。

また前記フリップフロップ６の出力（駆動制御信号）は、前記コンデンサ３に並列に接続されたスイッチ素子（例えばＭＯＳ-ＦＥＴ）８のゲートに印加される。このスイッチ素子８は、前記フリップフロップ６の出力によりオン（導通）駆動されて前記コンデンサ３に充電された電荷を放電する放電回路をなす。従って前記コンデンサ３は、前記コンデンサ３の容量Ｃとその充電電流Ｉ、および前記電圧Ｖpsとによって定まる周期Ｔc［＝(Ｃ・Ｖps)／ｋ・Ｉ］で充放電を繰り返す。但し、上記ｋは定数である。

そして前記フリップフロップ６の出力である前記駆動制御信号によって前記ハーフブリッジ回路を構成した一方のスイッチング素子Ｑ１がスイッチング駆動される。従って図５に示したように第１および第２のスイッチング素子Ｑ１,Ｑ２によってハーフブリッジ回路を構成した前記スイッチング電源装置本体ＳＷのスイッチング周波数ｆsは、前記コンデンサ３の充放電周期Ｔcの２周期分の逆数［２ｋ・Ｉ／(Ｃ・Ｖps)］として与えられる。

ここで本発明に係るスイッチング電源装置が特徴とするところは、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさに応じて帰還量が大きい周波数制御領域と帰還量が小さい周波数制御領域とに分類し、これらの周波数制御領域に応じて前記電流源１および前記電圧源４の機能を変更するように構成した点にある。即ち、前記電流源１は、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさが予め設定した境界値Ｖxよりも大きいとき（Ｖ_ＦＢ＞Ｖx）にはその出力電流Ｉを一定化し、また前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさが前記境界値Ｖxよりも大小さいとき（Ｖ_ＦＢ＜Ｖx）、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じてその出力電流Ｉを［Ｉo−ｋd・Ｖ_ＦＢ］として変化させるように構成される。尚、前記［Ｉo］は前記電流源１の基準出力電流であり、前記［ｋd］は係数、そして前記［ｋd・Ｖ_ＦＢ］は前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じた電流を示す。

また前記電圧源４は、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさが予め設定した境界値Ｖxよりも大きいとき（Ｖ_ＦＢ＞Ｖx）には前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じてその出力電圧Ｖpsを［Ｖo―ｋc・Ｖ_ＦＢ］として変化させ、また前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさが前記境界値Ｖxよりも小さいとき（Ｖ_ＦＢ＜Ｖx）、その出力電圧Ｖpsを一定化するように構成される。尚、前記［Ｖo］は前記電圧源４の基準出力電圧であり、前記［ｋc］は係数、そして前記［ｋc・Ｖ_ＦＢ］は前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じた電圧を示す。

従って上述した如く構成されたスイッチング電源装置（発振器ＶＣＯ）によれば、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが前記境界値Ｖxよりも大きいときには（Ｖ_ＦＢ＞Ｖx）、前記電流源１の出力電流は一定化され、また前記電圧源４の出力電圧Ｖpsは前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じて［Ｖo―ｋc・Ｖ_ＦＢ］としてリニアに変化する。この結果、前記コンデンサ３の充放電周期Ｔcは、
Ｔc＝Ｃ（Ｖo―ｋc・Ｖ_ＦＢ）／（ｋ・Ｉ）
となり、前記発振器ＶＣＯの発振周期は前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに対してリニアに制御されることになる［周期リニア制御］。

また前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが前記境界値Ｖxよりも小さいときには（Ｖ_ＦＢ＜Ｖx）、前記電流源１の出力電流は前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じて［Ｉo―ｋd・Ｖ_ＦＢ］としてリニアに変化し、また前記電圧源４の出力電圧Ｖpsは一定化される。この結果、前記コンデンサ３の充放電周期Ｔcは、
Ｔc＝Ｃ・Ｖps／｛ｋ・（Ｉo―ｋd・Ｖ_ＦＢ）｝
となる。

そして前記コンデンサ３の充放電周期Ｔcの２周期分の逆数として与えられる前記スイッチング電源装置本体ＳＷのスイッチング周波数ｆsは、
ｆs＝２ｋ・（Ｉo―ｋd・Ｖ_ＦＢ）／(Ｃ・Ｖps)
となる。従って前記発振器ＶＣＯの発振周波数は前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに対してリニアに制御されることになる［周波数リニア制御］。

かくして上述した如くして前記電流源１および前記電圧源４の機能を、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢに応じて切り替えるように構成した発振器ＶＣＯによれば、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢの大きさに応じて前記帰還制御ループでの周波数変調制御を、周波数リニア制御と周期リニア制御とに切り替えることができる。特に図２に周波数変調制御の概念を示すように、前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが前記境界値Ｖxよりも小さい（Ｖ_ＦＢ＜Ｖx）ときには周波数リニア制御を実行させ、逆に前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが前記境界値Ｖxよりも大きい（Ｖ_ＦＢ＞Ｖx）ときには周期リニア制御を実行させることができる。

この結果、図２に示すように前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが大きいときの前記帰還制御ループの利得の不本意な上昇を前記周期リニア制御によって抑制することができ、該帰還制御ループの発振を未然に防ぐことができる。また前記帰還電圧Ｖ_ＦＢが小さいときには、前記周波数リニア制御によって前記帰還制御ループの利得の上昇を抑制することができるので、起動時における突入電流の発生等を効果的に防ぐことができる。

尚、図３は本スイッチング電源装置における帰還電圧Ｖ_ＦＢとスイッチング周波数ｆcとの関係（実線）を、従来の周波数リニア制御を単独で実行した場合の特性（一点鎖線）、および周期リニア制御を単独で実行した場合の特性（二点鎖線）とそれぞれ対比して示している。また図４は本スイッチング電源装置におけるスイッチング周波数ｆcと帰還制御ループの利得（＝発振周波数／帰還電圧）との関係（実線）を、従来の周波数リニア制御を単独で実行した場合の特性（一点鎖線）、および周期リニア制御を単独で実行した場合の特性（二点鎖線）とそれぞれ対比して示している。

これらの図３および図４にそれぞれ示されるように、本発明の周波数変調制御（周波数リニア制御＋周期リニア制御）によれば、前述したスイッチング周波数ｆcの帰還信号（帰還電圧Ｖ_ＦＢ）に応じた可変制御範囲（ｆr〜ｆo）の全てにおいて帰還制御ループの利得を低く抑えることができ、該帰還制御ループの不本意な発振等の不具合を未然に防ぐことができる。しかも帰還信号（帰還電圧Ｖ_ＦＢ）に応じて周波数リニア制御と周期リニア制御とを切り替えるだけで、簡易に帰還制御ループの安定化を図ることができ、その実用的利点が絶大である。

ここで前記周波数リニア制御と周期リニア制御とを切り替える上での前述した帰還電圧Ｖ_ＦＢに対する境界値Ｖxについては、例えば前述した図２に示す帰還電圧Ｖ_ＦＢと帰還制御ループの利得との関係に基づいて決定すれば良い。即ち、前記周波数リニア制御によって得られる利得特性と前記周期リニア制御によって得られる利得特性との交点、つまりその利得が等しくなるときの帰還電圧Ｖ_ＦＢを、制御切替用の境界値Ｖxとして定めれば良い。またこの境界値Ｖxについては帰還制御ループの回路定数に基づく演算により決定しても良いし、実験に基づく実測データに従って決定しても良い。そして上記境界値Ｖxを決定したならば、これに基づいて前記電流源１および電圧源４における前述した各係数をそれぞれ決定すれば良い。

尚、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。ここでは図５に示したハーフブリッジ回路を構成したコンバータ装置を例に説明したが、従来より公知の種々方式の電流共振型スイッチング電源装置における周波数変調制御に同様に適用可能なことは言うまでもない。また帰還電流Ｉ_ＦＢに従って周波数変調制御を実行する場合でも、本発明を適用可能なことは敢えて説明するまでもない。要は本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

ＳＷ スイッチング電源装置本体
Ｑ１,Ｑ２ スイッチング素子
Ｃr コンデンサ
Ｌr インダクタンス
Ｔ トランス
Ｄ１,Ｄ２ ダイオード
Ｃout 出力コンデンサ
ＣＯＮＴ 制御回路
ＶＳ 出力電圧検出回路
ＶＣＯ 発振器
１ 電流源
２ カレントミラー回路
３ コンデンサ
４ 電圧源
５ 比較器
６ フリップフロップ
７ 遅延・ワンショット回路
８ スイッチ素子（ＭＯＳ-ＦＥＴ）

Claims (4)

1. スイッチング素子を介して入力電圧をスイッチングして電流共振回路に加え、該電流共振回路から所定の出力電圧を得るスイッチング電源装置本体と、このスイッチング電源装置本体の出力電圧に応じた帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御回路とを備え、
   前記周波数制御回路は、所定の境界値よりも前記帰還信号の帰還量が大きい周波数制御領域と帰還量が小さい周波数制御領域とに分類し、前記帰還量が小さい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周波数をリニアに変化させる周波数リニア制御を実行し、前記帰還量が大きい周波数制御領域においては前記帰還信号に従って前記スイッチング素子のスイッチング周期をリニアに変化させる周期リニア制御を実行することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記周波数制御回路は、電流源により充電されるコンデンサの充電電圧と電圧源から与えられる電圧とを比較して出力を反転する比較器と、この比較器の出力に従ってセット・リセットされて前記スイッチング素子に対するパルス幅変調された駆動制御信号を生成すると共に、該駆動制御信号により前記コンデンサを放電させて前記充電電圧を初期化するフリップフロップとからなる発振器を備え、
   前記周波数リニア制御は、前記電流源の出力電流を一定にすると共に、前記電圧源の出力電圧を前記帰還信号に応じて変化させて実行され、前記周期リニア制御は、前記電流源の出力電流を前記帰還信号に応じて変化させると共に、前記電圧源の出力電圧を一定にして実行されるものである請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記周波数制御回路は、前記周波数リニア制御の実行時における帰還制御ループの利得と、前記周期リニア制御の実行時における前記帰還制御ループの利得との大小関係が入れ替わるときの前記帰還信号の大きさを前記境界値として、前記帰還信号が前記境界値よりも小さいときには前記周波数リニア制御を実行し、前記帰還信号が前記境界値よりも大きいときには前記周期リニア制御を実行する請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電流共振回路は、ＬＬＣ方式の共振回路からなる請求項１に記載のスイッチング電源装置。