JP2014050123A - ロータ位置推定装置、電動機制御システムおよびロータ位置推定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定装置において、インバータにおけるスイッチング動作のばらつきやデッドタイムの影響を受けずロータ位置を精度良く推定する。
【解決手段】ロータ位置推定部２７０は、交流電動機Ｍ１の停止中にｄ軸電圧を印加し、ｄ軸電圧を印加したときに交流電動機Ｍ１に流れるｑ軸電流を検出する。そして、検出されたｑ軸電流に基づいて、交流電動機Ｍ１の停止中におけるロータ位置を推定する。ロータ位置推定部２７０は、交流電動機Ｍ１の磁気飽和特性に応じて、電動機電流が交流電動機Ｍ１の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、ｄ軸電圧指令値を設定するとともに、当該ｄ軸電圧指令値に応じてパルス幅変調制御を適用できるシステム電圧ＶＨの範囲内の最小値となるようにシステム電圧ＶＨを制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定装置およびロータ位置推定方法に関する。

車両の動力源として交流電動機を搭載した電動車両（電気自動車やハイブリッド自動車など）においては、交流電動機に、ロータに永久磁石を用いた永久磁石式同期電動機等の同期電動機を適用し、ロータの位置情報に基づいて同期電動機の通電制御を行なう。この同期電動機の通電制御においては、ロータの位置情報に基づいて同期電動機の各相コイルに供給する電流を制御する。そのため、通常、レゾルバ等のロータ位置を検出する回転位置センサが用いられる。

しかしながら、上述のように、回転位置センサを用いてロータ位置を検出する構成では、回転位置センサの取り付け位置に誤差があると、これがオフセット誤差となり、回転位置センサによって検出されるロータ位置が実ロータ位置からずれてしまう。その結果、同期電動機の通電制御の精度を低下させる可能性がある。したがって、同期電動機の実ロータ位置を推定し、この推定した実ロータ位置に基づいて回転位置センサのオフセット誤差を検出する必要がある。

同期電動機のロータ位置を推定する技術として、たとえば特開平７−２４５９８１号公報（特許文献１）には、電動機に交番電圧を印加したときの電動機電流を電流検出器で検出し、電流検出器の検出値に基づいて電動機の磁極位置（ロータ位置）を推定する電動機の磁極位置検出装置が記載されている。この特許文献１によれば、検出した電動機電流を、印加している交番電圧に対する平行成分および直交成分に分離し、電動機電流の平行成分および直交成分の少なくとも一方に基づいて電動機の磁極位置を検出する。

特開平７−２４５９８１号公報 特開２０１０−３５３５３号公報 特開２０１０−３５３５２号公報 特開２０１０−３５３５１号公報 特開２０１１−７８２９５号公報 特開２００７−１２４８３６号公報

上記の特許文献１では、電動機に印加する交番電圧の指令値を三相の電圧指令値に変換してインバータに入力する。そして、この三相の電圧指令値に従ってインバータがスイッチング動作を行なうことにより、指令値に応じた交番電圧が電動機に印加される。

しかしながら、インバータを構成するスイッチング素子の特性ばらつきなどによってスイッチング素子のスイッチング動作にばらつきが生じると、スイッチング動作によって実際に電動機に印加される電圧（実電圧）が指令値からずれた値となってしまう。

また、インバータにおいては、通常、２つのスイッチング素子が同時にオン（導通）状態になるのを防止するために、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムが設けられる。このデッドタイムの影響によっても、実電圧と指令値との間にずれが生じてしまう。このように実電圧と指令値との間にずれが生じると、正確なロータ位置の推定が困難となる。これにより、同期電動機の通電制御の精度が低下してしまう可能性がある。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、インバータにおけるスイッチング動作のばらつきやデッドタイムの影響を受けず、電動機のロータ位置を精度良く推定することである。

この発明のある局面では、ロータ位置推定装置は、突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定する。ロータ位置推定装置は、電動機の停止中にｄ軸電圧を印加する電圧印加手段と、ｄ軸電圧を印加したときに電動機に流れるｑ軸電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段によって検出されたｑ軸電流に基づいて、電動機の停止中におけるロータ位置を推定する推定手段とを備える。電圧印加手段は、電動機に印加するｄ軸電圧の指令値を設定するための設定手段と、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加するための電圧変換手段と、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータへの入力電圧を可変制御するための直流電圧発生手段とを含む。設定手段は、電動機の磁気飽和特性に応じて、電動機に流れる電流が電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、ｄ軸電圧指令値を設定する。直流電圧発生手段は、ｄ軸電圧指令値に応じて、パルス幅変調制御を適用できる入力電圧の範囲内の最小値となるように入力電圧を制御する。

この発明の別の局面では、突極性を有するロータを備えた電動機を制御する電動機制御システムは、電動機のロータ位置を検出する回転位置検出手段と、電動機の停止中における電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定手段と、ロータ位置推定手段によるロータ位置の推定値に対する回転位置検出手段によるロータ位置の検出値の誤差を検出する誤差検出手段と、誤差検出手段によって検出された誤差を用いて、回転位置検出手段によって検出されるロータ位置を補正する補正手段と、補正手段によって補正されたロータ位置に基づいて、電動機の通電制御を行なう制御手段とを備える。ロータ位置推定手段は、電動機の停止中にｄ軸電圧を印加する電圧印加手段と、ｄ軸電圧を印加したときに電動機に流れるｑ軸電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段によって検出されたｑ軸電流に基づいて、電動機の停止中におけるロータ位置を推定する推定手段とを含む。電圧印加手段は、電動機に印加するｄ軸電圧の指令値を設定するための設定手段と、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加するための電圧変換手段と、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータへの入力電圧を可変制御するための直流電圧発生手段とを含む。設定手段は、電動機の磁気飽和特性に応じて、電動機に流れる電流が電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、ｄ軸電圧指令値を設定する。直流電圧発生手段は、ｄ軸電圧指令値に応じて、パルス幅変調制御を適用できる入力電圧の範囲内の最小値となるように入力電圧を制御する。

この発明の別の局面では、突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定方法は、電動機の停止中にｄ軸電圧を印加するステップと、ｄ軸電圧を印加したときに電動機に流れるｑ軸電流を検出するステップと、ｑ軸電流を検出するステップによって検出されたｑ軸電流に基づいて、電動機の停止中におけるロータ位置を推定するステップとを備える。ｄ軸電圧を印加するステップは、電動機に印加するｄ軸電圧の指令値を設定するステップと、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して電動機に印加するステップと、ｄ軸電圧指令値に従ってインバータへの入力電圧を可変制御するステップとを備える。ｄ軸電圧の指令値を設定するステップは、電動機の磁気飽和特性に応じて、電動機に流れる電流が電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、ｄ軸電圧指令値を設定する。インバータへの入力電圧を可変制御するステップは、ｄ軸電圧指令値に応じて、パルス幅変調制御を適用できる入力電圧の範囲内の最小値となるように入力電圧を制御する。

本発明によれば、突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を精度良く推定することができる。

本発明の実施の形態に従うロータ位置推定装置が適用される電動機制御システムの概略構成図である。 制御装置によって実行されるパルス幅変調制御方式の機能ブロック図である。 交流電動機の回転座標系のオフセット誤差を説明するための図である。 本発明の実施の形態に従うロータ位置推定を実現するための制御処理手順を説明するフローチャートである。 交流電動機に印加されるｄ軸電圧および交流電動機に流れるｑ軸電流の出力波形図である。 図４のステップＳ０７によるインバータにおける正弦波ＰＷＭ制御を説明する図である。 インバータにおけるスイッチング動作のばらつきの影響を説明するための図である。 交流電動機の磁気飽和特性を説明する図である。 キャリア信号、Ｕ相電圧指令値、およびスイッチング制御信号の関係を示す図である。 実際に交流電動機に印加される電圧（実電圧）とｄ軸電圧指令値との関係を示す図である。 キャリア信号とＵ相電圧指令値との関係を示す図である。 システム電圧指令値の設定を説明する図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰り返さないものとする。

（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うロータ位置推定装置が適用される電動機制御システムの概略構成図である。

図１を参照して、電動機制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、制御装置３０と、交流電動機Ｍ１とを備える。

交流電動機Ｍ１は、突極性を有するロータを備えた同期電動機であり、たとえばロータに永久磁石を用いた永久磁石型同期電動機が適用される。

本実施の形態では、交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。なお、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車両駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機Ｍ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機Ｍ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Ｂに設けられたセンサ１０によって、直流電源Ｂの電圧（Ｖｂ）、電流および温度が検知される。センサ１０による検出値は、制御装置３０へ出力される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６および電力線５の間に接続される。電力線６および電力線５の間の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１１によって検出される。電圧センサ１１による検出値は、制御装置３０へ送出される。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。
インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流電動機Ｍ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７上の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作によって、電力線７上の直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、電動機制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転位置センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ位置（ロータの磁極位置）θｃを検出し、その検出したロータ位置θｃを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、ロータ位置θｃ基づき交流電動機Ｍ１の回転数および回転角速度ωを算出できる。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動機制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、センサ１０による検出値、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１１によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転位置センサ２５からのロータ位置θｃ等に基づいて、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

具体的には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。さらに、制御装置３０は、電動機制御システム１００の起動／停止に応答して、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン・オフを制御する。

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について説明する。

図２は、制御装置３０によって実行されるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式の機能ブロック図である。本発明の実施の形態では、インバータ１４における電力変換に、一般的なＰＷＭ制御方式である正弦波ＰＷＭ制御を適用する。なお、交流電動機Ｍ１の運転条件（代表的には、トルク・回転数）に応じて、正弦波ＰＷＭ制御方式と、過変調ＰＷＭ制御方式と、矩形波電圧制御とを切替えて適用する構成としてもよい。

図２を参照して、制御装置３０は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０と、ロータ位置推定部２７０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、後述するロータ位置推定部２７０から出力される交流電動機Ｍ１のロータ位置θｃ♯を用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、ロータ位置推定部２７０からのロータ位置θｃ♯に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転数Ｎｍｔ（あるいは回転角速度ω）を演算する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定のゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、ロータ位置推定部２７０からの交流電動機Ｍ１のロータ位置θｃ♯を用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波（キャリア信号）との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、制御装置３０によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流電動機Ｍ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。

（ロータ位置推定）
上述したように、交流電動機Ｍ１の通電制御は、回転位置センサ２５により検出されるロータ位置θｃに基づいて行なわれる。しかしながら、回転位置センサ２５の取り付け位置に誤差があると、これがオフセット誤差となって、回転位置センサ２５の出力θｃが実際のロータ位置（以下、「実ロータ位置」とも称する）からずれてしまう可能性がある。この結果、交流電動機Ｍ１の通電制御の精度が低下するため、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力することが困難となる虞がある。したがって、回転位置センサ２５のオフセット誤差を求め、当該オフセット誤差を用いて回転位置センサ２５の出力を補正する必要がある。

本実施の形態では、ロータ位置推定部２７０は、インダクタンスの突極性を利用して、交流電動機Ｍ１の停止時における実ロータ位置を推定する。そして、この実ロータ位置に対する回転位置センサ２５の出力θｃの偏差であるオフセット誤差を求める。

図３は、交流電動機Ｍ１の回転座標系のオフセット誤差を説明するための図である。
交流電動機Ｍ１の制御では、三相コイルに流す電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをロータの永久磁石の磁束方向（ｄ軸）と、それに直交する方向（ｑ軸）との２軸の回転座標系が用いられる。図３には、実ロータ位置θに基づいた回転座標（ｄ−ｑ座標）系上でのモータモデルが示される。図３にはさらに、交流電動機Ｍ１の通電制御に用いられる回転座標（ｄｃ−ｑｃ座標）系が示される。この制御に用いられる回転座標系とは、回転位置センサ２５の出力θｃを基に定められたロータの永久磁石の磁束方向（ｄｃ軸）と、それに直交する方向（ｑｃ軸）とを有する。この制御に用いられる回転座標（ｄｃ−ｑｃ座標）系のｄｃ−ｑｃ軸について、以下では、「制御軸」とも称する。

ここで、回転位置センサ２５の取り付け位置に誤差があると、実ロータ位置θに対する回転位置センサ２５の出力θｃの偏差であるオフセット誤差Δθが生じる。これにより、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）は、実ロータ位置θによるｄ−ｑ軸に対してオフセット誤差Δθを有することとなる。

ロータ位置推定部２７０は、交流電動機Ｍ１の停止時における実ロータ位置θを推定する。そして、この推定した実ロータ位置θを用いて、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθを算出する。ロータ位置推定部２７０は、算出されたオフセット誤差Δθを用いて回転位置センサ２５により検出されるロータ位置θｃを補正し、補正されたロータ位置θｃ♯を座標変換部２２０，２５０および回転数演算部２３０に出力する。

以下、本実施の形態によるロータ位置推定部２７０におけるロータ位置推定について詳細に説明する。

図２に戻って、ロータ位置推定部２７０は、交流電動機Ｍ１の停止時に、制御軸であるｄｃ軸に所定のパルス電圧を印加し、当該パルス電圧を印加したときの電流センサ２４の出力に基づいて実ロータ位置θを推定する。

具体的には、交流電動機Ｍ１の通電制御に用いるｄｃ−ｑｃ座標系（制御軸）におけるｄ軸電圧指令値を０以外の所定値Ｖｄに設定するとともに、ｑ軸電圧指令値を０に設定する。すなわち、ｄｃ−ｑｃ座標系のｄｃ軸上に電圧ベクトルを制御するように設定する。以下の説明では、交流電動機Ｍ１の通電制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯と区別するために、ロータ位置推定のためのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値を、「ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ」および「ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ」とも表記する。

座標変換部２５０は、ロータ位置推定部２７０から、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ（＝Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ（＝０）と、回転位置センサ２５により検出されたロータ位置（交流電動機Ｍ１の停止時のロータ位置）θｃと、ｄ軸電圧印加時間Ｔｄとを受ける。なお、ｄ軸電圧印加時間Ｔｄとは、ｄｃ軸に印加する所定のパルス電圧のパルス幅に相当する。また、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃは、当該パルス電圧のパルス高さに相当する。

座標変換部２５０は、回転位置センサ２５により検出されたロータ位置θｃを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値ＶｑｃをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとキャリア信号との比較に基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、制御装置３０によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１のｄｃ軸に所定のパルス電圧が印加される。

ここで、一般的に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧方程式は、次式（１）で示される。

式（１）において、Ｒは電機子巻線抵抗を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示す。

交流電動機Ｍ１を、図３に示す回転座標（ｄ−ｑ軸）系上でのモータモデルとして扱うことにより、上記式（１）の電圧方程式は、次式（２）に示すｄ−ｑ軸上の電圧方程式に変換される。

式（２）において、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示し、Ｌｄはｄ軸インダクタンスを示し、Ｌｑはｑ軸インダクタンスを示している。

さらに、上記式（２）に示すｄ−ｑ軸上の電圧方程式を、ｄ−ｑ軸に対してオフセット誤差Δθを有する制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上の電圧方程式に変換することにより、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上の電圧方程式は、次式（３）で示される。

式（３）において、Ｖｄｃ，Ｖｑｃは制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上でのｄ軸電圧およびｑ軸電圧を示し、Ｉｄｃ，Ｉｑｃは制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上でのｄ軸電流およびｑ軸電流を示している。すなわち、式（３）は、回転位置センサ２５の出力θｃに基づいた制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上でのモータモデルを数式化したものである。

いま、交流電動機Ｍ１は停止していることから、式（３）における交流電動機Ｍ１の電気角速度ω＝０とする。そして、式（３）を制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上での電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃについて解くことによって、次式（４），（５）が得られる。

上記式（４），（５）の電流方程式において、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθ＝０の場合、すなわち、実ロータ位置θと回転位置センサ２５の出力θｃとが一致する場合を考える。この場合、各式において、ｓｉｎ２Δθ＝０およびｃｏｓ２Δθ＝１となるため、式（４），（５）はそれぞれ、次式（６），（７）に置き換えられる。

そして、上記式（６），（７）におけるｄ軸電圧Ｖｄｃおよびｑ軸電圧に、上述したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ（＝Ｖｄ）およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ（＝０）を適用すると、制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）上の電流方程式は、次式（８），（９）となる。

上記式（８），（９）に示されるように、交流電動機Ｍ１の停止中に制御軸であるｄｃ軸に所定のパルス電圧を印加したとき、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθ＝０の場合には、ｄ軸電流Ｉｄｃが０以外の所定値となる一方で、ｑ軸電流Ｉｑｃ＝０となる。すなわち、オフセット誤差Δθ＝０の場合には、ｄ軸電流Ｉｄｃのみが流れ、ｑ軸電流Ｉｑｃが流れない。

したがって、ｄｃ軸に所定のパルス電圧を印加したときにｑ軸電流Ｉｑｃ＝０となる制御軸を求めることにより、当該制御軸に対応するロータ位置θｃを交流電動機Ｍ１の停止時における実ロータ位置θと推定することができる。

本実施の形態では、ロータ位置推定部２７０は、回転位置センサ２５の出力θｃに基づいた制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）を予め定められた回転角度範囲内で回転させ、回転角度ごとに制御軸のｄｃ軸に所定のパルス電圧を印加する。そして、当該所定のパルス電圧を印加したときのｑ軸電流Ｉｑｃが０に最も近くなるときの制御軸に対応するロータ位置θｃを、実ロータ位置θｃと推定する。

図４は、本発明の実施の形態に従うロータ位置推定を実現するための制御処理手順を説明するフローチャートである。図４に示す制御処理は、交流電動機Ｍ１の停止中において、制御装置３０によって実行される。なお、図４の各ステップの制御処理は、制御装置３０によって実行される所定プログラムおよび／または制御装置３０内の電子回路（ハードウェア）による制御演算処理によって実現されるものとする。

図４を参照して、制御装置３０は、ステップＳ０１により、回転位置センサ２５で検出された交流電動機Ｍ１の停止中におけるロータ位置θｃを取得する。

制御装置３０は、ステップＳ０２により、ステップＳ０１で取得した回転位置センサ２５の出力θｃに基づいて制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸）を設定する。具体的には、制御装置３０は、回転位置センサ２５の出力θｃを、図４のステップＳ０２〜Ｓ１０の実行周期ごとに所定角度θｓずつ変化させる。これにより、当該実行周期ごとに制御軸を所定角度θｓずつ回転させる。なお、制御軸の回転角度範囲は、回転位置センサ２５の出力θｃに対して±θｓ×Ｎ（Ｎは自然数）の幅を持つように設定されている。一例として、制御装置３０は、（θｃ−θｓ×Ｎ）を初期値として所定角度θｓずつ増加するように、回転位置センサ２５の出力θｃを変化させる。

制御装置３０は、ステップＳ０３により、制御軸のｄｃ軸に所定のパルス電圧を印加するように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを設定する。上述したように、制御装置３０は、所定のパルス電圧のパルス高さに相当するｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを０以外の所定値Ｖｄに設定するとともに、当該パルス電圧のパルス幅に相当するｄ軸電圧印加時間Ｔｄを設定する。また、制御装置３０は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＝０に設定する。さらに制御装置３０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを用いて、後述する方法によって、システム電圧ＶＨの指令値（以下、「システム電圧指令値」とも称する）ＶＨ♯を設定する。

図５には、交流電動機Ｍ１に印加されるｄ軸電圧Ｖｄｃおよび交流電動機Ｍ１に流れるｑ軸電流Ｉｑｃの出力波形が示される。

図５を参照して、ｄｃ軸に一定電圧Ｖｄｃを印加したとき、ｑ軸電流Ｉｑｃは、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθに応じて異なる出力波形を示す。

詳細には、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθ＝０の場合、ｄｃ軸に一定電圧Ｖｄｃを印加したときのｑ軸電流Ｉｑｃ＝０となる（図中の波形ｋ１に相当）。

これに対して、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθ≠０のときのｑ軸電流Ｉｑｃは、上記式（７）となり、波形ｋ２に示すような過渡応答特性を示す。すなわち、ｄ軸電圧Ｖｄｃが印加されると（時刻ｔ１）、ｑ軸電流Ｉｑｃは、ｄ軸電圧に対してインダクタンスＬｄ，Ｌｑ分だけ遅れて増加し、時刻ｔ３でピークとなった後、緩やかに減少する。なお、オフセット誤差Δθ≠０のときのｑ軸電流Ｉｑｃは、オフセット誤差Δθが大きくなるに従って大きくなる。

図４のステップＳ０２において制御軸を所定角度θｓずつ回転させることにより、オフセット誤差Δθが所定角度θｓずつ変化する。そして、オフセット誤差Δθが変化することにより、ｄ軸電圧Ｖｄｃを印加したときのｑ軸電流Ｉｑｃが変化する。ロータ位置推定部２７０は、このｑ軸電流Ｉｑｃの変化を検出することによって、ｑ軸電流Ｉｑｃが０に最も近くなるときの制御軸を求める。

具体的には、図４に戻って、ステップＳ０４により、回転位置センサ２５からのロータ位置θｃ用いた座標変換（２相→３相）によって、ステップＳ０３で設定したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値ＶｑｃをＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

制御装置３０は、ステップＳ０５により、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとキャリア信号との比較に基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。また、制御装置３０は、システム電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ♯となるように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

ステップＳ０６において、コンバータ１２がスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に従ってスイッチング制御されるとともに、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、制御軸のｄｃ軸に所定のパルス電圧が印加される。

電流センサ２４は、ステップＳ０６により制御軸のｄｃ軸に所定のパルス電圧が印加されたときに交流電動機Ｍ１に流れる電流（Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出する。制御装置３０は、ステップＳ０７により電流センサ２４の検出値を取得すると、ステップＳ０８において、ｄ軸電圧印加時間の終了時点に電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、回転位置センサ２５から出力されるロータ位置θｃを用いた座標変換（３相→２相）により、ｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃを算出する。制御装置３０は、算出したｑ軸電流Ｉｑｃを内部メモリに保持する。

次に、制御装置３０は、ステップＳ０９により、回転位置センサ２５の出力θｃが所定の回転角度範囲の最終値（θｃ＋θｓ×Ｎ）に到達したか否かを判定する。回転位置センサ２５の出力θｃが最終値に到達していない場合（ステップＳ０９のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１０に進み、回転位置センサ２５の出力θｃを所定角度θｓ増加させた後、処理をステップＳ０２に戻す。

これに対して、回転位置センサ２５の出力θｃが最終値に到達した場合（ステップＳ０９のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１１により、内部メモリに保持している複数のｑ軸電流Ｉｑｃのうち、最も０に近いｑ軸電流Ｉｑｃを選出し、その選出したｑ軸電流Ｉｑｃに対応する制御軸を求める。そして、制御装置３０は、この制御軸に対応するロータ位置θｃを、実ロータ位置θと推定する。

交流電動機Ｍ１の停止中における実ロータ位置θが推定されると、制御装置３０は、ステップＳ１２により、この推定した実ロータ位置θを用いて、回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθを算出する。制御装置３０は、その算出したオフセット誤差Δθを内部メモリに保持する。

このようにして回転位置センサ２５のオフセット誤差Δθが算出されると、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１の運転時において、このオフセット誤差Δθを用いて回転位置センサ２５により検出されるロータ位置θｃを補正する。そして、補正したロータ位置θｃ♯を座標変換部２２０，２５０および回転数演算部２３０に出力する。

図６は、図４のステップＳ０７によるインバータ１４における正弦波ＰＷＭ制御を説明する図である。

図６を参照して、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃは、回転位置センサ２５からのロータ位置θｃ用いた座標変換（２相→３相）によって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。そして、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波からなるキャリア信号ＣＲとの比較に基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。たとえば、キャリア信号ＣＲが電圧指令値Ｖｕよりも低い場合にスイッチング制御信号Ｓ３をオンし（かつスイッチング制御信号Ｓ４をオフ）とし、そうでない場合にスイッチング制御信号Ｓ４をオンし（かつスイッチング制御信号Ｓ３をオフ）とする。

インバータ１４のスイッチング制御によって交流電動機Ｍ１に流れる電流（Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）は、回転位置センサ２５から出力されるロータ位置θｃを用いた座標変換（３相→２相）により、ｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃに変換される。そして、ｄ軸電圧印加時間Ｔｄの終了時点（時刻ｔ２）におけるｑ軸電流Ｉｑｃがサンプリングされる。

このように、正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータ１４がスイッチング制御されることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ（＝０）に一致した電圧が制御軸であるｄｃ−ｑｃ軸に印加される。しかしながら、インバータ１４を構成するスイッチング素子の特性ばらつきなどによってスイッチング素子のスイッチング動作にばらつきが生じると、スイッチング制御時に実際にｄｃ−ｑｃ軸に印加される電圧（以下、「実電圧」とも称する）が電圧指令値Ｖｄｃ，Ｖｑｃからずれた値になってしまう。

図７は、インバータ１４におけるスイッチング動作のばらつきの影響を説明するための図である。

図７を参照して、スイッチング動作のばらつきによって、ｄｃ−ｑｃ軸上では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃに対して位相が遅れる方向に電圧偏差ｄＶｓｗが生じる。そして、この電圧偏差ｄＶｓｗによって、実電圧Ｖｄｒは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃから位相が遅れた状態となる。ここで、電圧偏差ｄＶｓｗは、インバータ１４に固有の値であるため、図７に示すように、ｄｃ軸電圧指令値Ｖｄｃに対する実電圧Ｖｄｒの位相ずれは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃが小さくなるほど大きくなる。換言すると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを大きな値とすることによって、スイッチング動作のばらつきの影響を低減できる。

その一方で、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを大きくすると、上記式（６），（７）により、交流電動機Ｍ１に流れる電流（ｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃ）が増える。交流電動機Ｍ１は、通常、電流が大きい領域では、電機子巻線の磁気飽和によりｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑが低下するという磁気飽和特性を有している。そのため、たとえば、交流電動機Ｍ１が図８に示す磁気飽和特性を有する場合、電流が増えるに従って突極比（Ｌｄ／Ｌｑ）が小さくなってしまう。本実施の形態はインダクタンスの突極性を利用してロータ位置を推定するため、電流が大きい領域ではロータ位置の推定精度が低下する可能性がある。したがって、突極比をロータ位置の推定に適した範囲内に維持するように、交流電動機Ｍ１に流れる電流を制限することが必要となる。

そこで、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１の磁気飽和特性（図８）に従って、交流電動機Ｍ１に流れる電流が交流電動機Ｍ１の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを設定する。なお、許容値は、交流電動機Ｍ１の磁気飽和特性に基づいて、ロータ位置の推定精度が保証される範囲内の下限値に設定される。これにより、交流電動機Ｍ１の突極比を低下させることなく、インバータ１４のスイッチング動作のばらつきの影響を低減することができる。

また、インバータ１４のスイッチング制御においては、２つのスイッチング素子が同時にオン状態になるのを防止するために、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に対して、両スイッチング素子を一時的にオフとするデッドタイムＤＴが設定される。このデッドタイムＤＴの影響によっても、実電圧が電圧指令値Ｖｄｃ，Ｖｑｃからずれてしまう。

図９に、キャリア信号ＣＲ、電圧指令値Ｖｕ、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ４の関係を示す。上述したように、キャリア信号ＣＲが電圧指令値Ｖｕよりも小さい場合にスイッチング制御信号Ｓ３をオン（かつスイッチング制御信号Ｓ４をオフ）とし、そうでない場合にスイッチング制御信号Ｓ４をオン（かつスイッチング制御信号Ｓ３をオフ）とする。したがって、デッドタイムＤＴが設定されていない状態では、キャリア信号ＣＲと電圧指令値Ｖｕとの大小関係が変化する時点で、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ４の状態も変化する（図９の一点鎖線参照）。

一方、デッドタイムＤＴを設定した後では、図９の実線に示すように、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ４がオンからオフに変化する時点はキャリア信号ＣＲと電圧指令値Ｖｕとの大小関係が変化する時点のままであるが、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ４がオフからオンに変化する時点は、キャリア信号ＣＲと電圧指令値Ｖｕとの大小関係が変化する時点からデッドタイムＤＴだけ経過した時点となる。

そして、このデッドタイムＤＴにおいては、Ｕ相電流ｉｕの極性に応じて、ダイオードＤ３にＵ相電流ｉｕが流れる状態と、ダイオードＤ４にＵ相電流ｉｕが流れる状態とが生じる。詳細には、Ｕ相電流ｉｕが正のときにはダイオードＤ１に電流ｉｕが流れる一方で、Ｕ相電流ｉｕが負のときにダイオードＤ２に電流ｉｕが流れる。このように、スイッチング制御信号Ｓ３，Ｓ４がオンである期間だけでなくデッドタイム期間ＤＴ中もダイオードＤ３，Ｄ４にＵ相電流ｉｕが流れる。このデッドタイム期間ＤＴ中にダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流によって生じる電圧偏差をｄＶ_ＤＴとすると、電圧偏差ｄＶ_ＤＴは式（１０）で表すことができる。

式（１０）において、Ｔｃはキャリア信号ＣＲの周期（キャリア周期）を示し、ＶＨはシステム電圧（インバータ１４への入力電圧）を示す。

この電圧偏差ｄＶ_ＤＴによって、図１０に示すように、実電圧Ｖｄｒは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃに対して位相がずれた状態となる。ここで、上記式（１０）から明らかなように、電圧偏差ｄＶ_ＤＴは、システム電圧ＶＨが大きくなるに従って大きくなる。また、キャリア周期Ｔｃが短くなる（すなわち、キャリア周波数が高くなる）に従って大きくなる。したがって、システム電圧ＶＨを小さくする、あるいは、キャリア信号ＣＲの周波数（キャリア周波数）を低くすることによって、電圧偏差ｄＶ_ＤＴを小さくすることができる。

そこで、本実施の形態では、システム電圧ＶＨを、正弦波ＰＷＭ制御を適用できるシステム電圧ＶＨの範囲内の最小値に設定する。

詳細には、正弦波ＰＷＭ制御方式を適用するか否かについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定される。なお、「変調率」は、インバータ１４への入力電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比で表される。この変調率が所定の上限値ＵＬ以下の場合は正弦波ＰＷＭ制御が適用される。なお、変調率が上限値ＵＬを上回る場合は過変調ＰＷＭ制御が適用される。

なお、本明細書においては、この変調率は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃを用いて、以下の式（１１）によって表わすことができる。

正弦波ＰＷＭ制御は、代表的には、電圧指令値の振幅がキャリア信号ＣＲの振幅以下の範囲と設定され、その場合には、上限値ＵＬは約０．６１に設定される。上記の式（１１）においてｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＝０に設定されるため、変調率＝Ｖｄｃ／ＶＨとなる。本実施の形態では、この変調率（＝Ｖｄｃ／ＶＨ）が上限値ＵＬ（約０．６１）となるように、システム電圧指令値ＶＨ♯を設定する（すなわち、ＶＨ♯＝Ｖｄｃ／ＵＬ）。コンバータ１２では、出力電圧ＶＨがこのシステム電圧指令値ＶＨ＃に一致するように、出力電圧ＶＨのフィードバック制御が行なわれる。

図１１には、変調率が上限値ＵＬより小さいときのキャリア信号ＣＲおよびＵ相電圧指令値Ｖｕの関係（図中の実線参照）と、変調率が上限値ＵＬとなるときのキャリア信号ＣＲおよびＵ相電圧指令値Ｖｕの関係を示す（図１１中の一点鎖線参照）。正弦波ＰＷＭ制御を適用できるシステム電圧ＶＨの範囲内の最小値となるようにシステム電圧ＶＨを設定したことにより、電圧偏差ｄＶ_ＤＴが小さくなるため、電圧指令値Ｖｄｃ，Ｖｑｃに対する実電圧Ｖｄｒのずれを小さくすることができる。さらに、キャリア周波数を低く設定することにより、このずれをより一層小さくすることができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態によるロータ位置推定装置では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃを、交流電動機Ｍ１に流れる電流が交流電動機Ｍ１の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように設定するとともに、この設定したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃに応じて、正弦波ＰＷＭ制御を適用できるシステム電圧ＶＨの範囲内の最小値となるようにシステム電圧指令値ＶＨ♯を設定する。これにより、インバータ１４におけるスイッチング動作のずれ、およびデッドタイムの影響を低減できるため、電圧指令値Ｖｄｃ，Ｖｑｃと実電圧Ｖｄｒとのずれを小さくすることができる。その結果、ロータ位置の推定精度を向上させることができる。

ここで、システム電圧指令値ＶＨ♯が設定されると、コンバータ１２においては、電圧センサ１３によるシステム電圧ＶＨの検出値とシステム電圧指令値ＶＨ♯とを一致させるための電圧フィードバック制御が行なわれる。

このような電圧フィードバック制御において、電圧センサ１３の検出誤差により、システム電圧ＶＨの検出値と実際のシステム電圧ＶＨとの間にずれが生じると、最悪の場合、実際のシステム電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ♯よりも低くなり、インバータ１４における正弦波ＰＷＭ制御が実行不能となる可能性がある。

この対策としては、図１２に示すように、上述した方法によって設定されたシステム電圧指令値ＶＨ♯に対して電圧センサ１３の検出誤差を上乗せする。詳細には、正弦波ＰＷＭ制御を適用できるシステム電圧ＶＨの範囲内の最小値を「最小電圧」とすると、この最小電圧に電圧センサ１３の検出誤差を上乗せした値を、システム電圧指令値ＶＨ♯に設定する。

これにより、電圧センサ１３の検出値をシステム電圧指令値ＶＨ♯を一致させるように電圧フィードバック制御が行なわれた場合、実際のシステム電圧ＶＨが、最低電圧を下回るという事態が生じるのを回避できる。

なお、上記の実施の形態では、本発明によるロータ位置推定装置が適用される電動機制御システムとして、回転位置センサにより検出されるロータ位置に基づいて交流電動機の通電制御を行なうように構成された電動機制御システムについて説明した。しかしながら、本発明の適用はこのような電動機制御システムに限定されるものではない。具体的には、回転位置センサを用いずにロータ位置を推定して通電制御を行なう、いわゆる位置センサレス制御方式を採用する電動機制御システムについても本発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０♯ 直流電圧発生部、１２ コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、２４ 電流センサ、２５ 回転位置センサ、３０ 制御装置、１００ 電動機制御システム、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 回転数演算部、２４０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ ロータ位置推定部、Ｍ１ 交流電動機。

Claims (11)

1. 突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定装置であって、
   前記電動機の停止中に前記ｄ軸電圧を印加する電圧印加手段と、
   前記ｄ軸電圧を印加したときに前記電動機に流れるｑ軸電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段によって検出された前記ｑ軸電流に基づいて、前記電動機の停止中における前記ロータ位置を推定する推定手段とを備え、
   前記電圧印加手段は、
   前記電動機に印加する前記ｄ軸電圧の指令値を設定するための設定手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機に印加するための電圧変換手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値に従って前記インバータへの入力電圧を可変制御するための直流電圧発生手段とを含み、
   前記設定手段は、前記電動機の磁気飽和特性に応じて、前記電動機に流れる電流が前記電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、前記ｄ軸電圧指令値を設定し、
   前記直流電圧発生手段は、前記ｄ軸電圧指令値に応じて、前記パルス幅変調制御を適用できる前記入力電圧の範囲内の最小値となるように前記入力電圧を制御する、ロータ位置推定装置。
2. 前記直流電圧発生手段は、
   前記入力電圧の指令値を設定するための指令値設定手段と、
   前記入力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記入力電圧の検出値が前記入力電圧指令値に一致するように前記入力電圧をフィードバック制御するためのフィードバック制御手段とを含み、
   前記指令値設定手段は、前記パルス幅変調制御を適用できる前記入力電圧の範囲内の最小値を、前記入力電圧指令値に設定する、請求項１に記載のロータ位置推定装置。
3. 前記指令値設定手段は、前記ｄ軸電圧指令値および前記インバータへの入力電圧に基づいて算出される前記インバータによる電圧変換の変調率が、前記パルス幅変調制御を適用できる変調率の上限値となるように、前記入力電圧指令値を設定する、請求項２に記載のロータ位置推定装置。
4. 前記フィードバック制御手段は、前記入力電圧の検出値が、前記指令値設定手段により設定された前記入力電圧指令値に対して前記電圧検出手段における検出誤差を上乗せした値に一致するように、前記入力電圧をフィードバック制御する、請求項２または３に記載のロータ位置推定装置。
5. 前記電圧印加手段は、前記電動機の回転座標系として設定されたｄ−ｑ軸を所定角度ずつ回転させながら回転角度ごとに前記ｄ軸電圧を印加し、
   前記推定手段は、前記ｑ軸電流の検出値が零に最も近くなるときのｄ−ｑ軸に対応するロータ位置を、前記電動機の停止中における前記ロータ位置と推定する、請求項１から４のいずれか１項に記載のロータ位置推定装置。
6. 突極性を有するロータを備えた電動機を制御する電動機制御システムであって、
   前記電動機のロータ位置を検出する回転位置検出手段と、
   前記電動機の停止中における前記電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定手段と、
   前記ロータ位置推定手段による前記ロータ位置の推定値に対する前記回転位置検出手段による前記ロータ位置の検出値の誤差を検出する誤差検出手段と、
   前記誤差検出手段によって検出された誤差を用いて、前記回転位置検出手段によって検出される前記ロータ位置を補正する補正手段と、
   前記補正手段によって補正された前記ロータ位置に基づいて、前記電動機の通電制御を行なう制御手段とを備え、
   前記ロータ位置推定手段は、
   前記電動機の停止中に前記ｄ軸電圧を印加する電圧印加手段と、
   前記ｄ軸電圧を印加したときに前記電動機に流れるｑ軸電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段によって検出された前記ｑ軸電流に基づいて、前記電動機の停止中における前記ロータ位置を推定する推定手段とを含み、
   前記電圧印加手段は、
   前記電動機に印加する前記ｄ軸電圧の指令値を設定するための設定手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機に印加するための電圧変換手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値に従って前記インバータへの入力電圧を可変制御するための直流電圧発生手段とを含み、
   前記設定手段は、前記電動機の磁気飽和特性に応じて、前記電動機に流れる電流が前記電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、前記ｄ軸電圧指令値を設定し、
   前記直流電圧発生手段は、前記ｄ軸電圧指令値に応じて、前記パルス幅変調制御を適用できる前記入力電圧の範囲内の最小値となるように前記入力電圧を制御する、電動機制御システム。
7. 突極性を有するロータを備えた電動機のロータ位置を推定するロータ位置推定方法であって、
   前記電動機の停止中に前記ｄ軸電圧を印加するステップと、
   前記ｄ軸電圧を印加したときに前記電動機に流れるｑ軸電流を検出するステップと、
   前記ｑ軸電流を検出するステップによって検出された前記ｑ軸電流に基づいて、前記電動機の停止中における前記ロータ位置を推定するステップとを備え、
   前記ｄ軸電圧を印加するステップは、
   前記電動機に印加する前記ｄ軸電圧の指令値を設定するステップと、
   前記ｄ軸電圧指令値に従ってインバータをパルス幅変調制御することにより、直流電圧を交流電圧に変換して前記電動機に印加するステップと、
   前記ｄ軸電圧指令値に従って前記インバータへの入力電圧を可変制御するステップとを備え、
   前記ｄ軸電圧の指令値を設定するステップは、前記電動機の磁気飽和特性に応じて、前記電動機に流れる電流が前記電動機の突極比を許容値以上に維持可能な電流範囲内の最大値となるように、前記ｄ軸電圧指令値を設定し、
   前記インバータへの入力電圧を可変制御するステップは、前記ｄ軸電圧指令値に応じて、前記パルス幅変調制御を適用できる前記入力電圧の範囲内の最小値となるように前記入力電圧を制御する、ロータ位置推定方法。
8. 前記インバータへの入力電圧を可変制御するステップは、
   前記入力電圧の指令値を設定するステップと、
   前記入力電圧を検出するステップと、
   前記入力電圧の検出値が前記入力電圧指令値に一致するように前記入力電圧をフィードバック制御するステップとを含み、
   前記入力電圧の指令値を設定するステップは、前記パルス幅変調制御を適用できる前記入力電圧の範囲内の最小値を、前記入力電圧指令値に設定する、請求項７に記載のロータ位置推定方法。
9. 前記入力電圧の指令値を設定するステップは、前記ｄ軸電圧指令値および前記インバータへの入力電圧に基づいて算出される前記インバータによる電圧変換の変調率が、前記パルス幅変調制御を適用できる変調率の上限値となるように、前記入力電圧指令値を設定する、請求項８に記載のロータ位置推定方法。
10. 前記フィードバック制御するステップは、前記入力電圧の検出値が、前記入力電圧の指令値を設定するステップにより設定された前記入力電圧指令値に対して前記入力電圧を検出するステップにおける検出誤差を上乗せした値に一致するように、前記入力電圧をフィードバック制御する、請求項８または９に記載のロータ位置推定方法。
11. 前記ｄ軸電圧を印加するステップは、前記電動機の回転座標系として設定されたｄ−ｑ軸を所定角度ずつ回転させながら回転角度ごとに前記ｄ軸電圧を印加し、
    前記ロータ位置を推定するステップは、前記ｑ軸電流の検出値が零に最も近くなるときのｄ−ｑ軸に対応するロータ位置を、前記電動機の停止中における前記ロータ位置と推定する、請求項７から１０のいずれか１項に記載のロータ位置推定方法。

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