JP2012257415A - スイッチング電源回路および電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源で、電流検出回路を設けずに、負荷変動に伴う電圧上昇の抑制を可能とする。
【解決手段】スイッチング電源回路１４は、一次巻線と二次巻線とを有するトランス４１と、スイッチング信号を一次巻線に入力してトランス４１を駆動する一次側回路４０と、二次巻線に接続され、一次側回路４０とは電気的に絶縁されているゲートドライブ回路２０−ｎとを具備している。ゲートドライブ回路２０−ｎは、モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号によって駆動されるゲート駆動回路２１−ｎと、ゲートドライブ回路２０−ｎに流れる電流を増大させるブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎとを有し、モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号を検出した場合に、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流値を減少させる。
【選択図】図４

Description

本発明は、出力側である二次側に接続されている負荷の変動を低減するスイッチング電源回路および電動機の制御装置に関する。

近年、一次側と二次側が絶縁されたスイッチング電源において、三次巻線であるフィードバック巻線に基いて出力電圧を制御することが行われている。この方法では、フォトカプラなどの絶縁素子が不要となるので、製造コストの点で有利である。

フィードバック巻線を利用して出力電圧を制御する場合、フィードバック巻線の負荷電圧を基準として制御が行われる。フィードバック巻線の負荷は固定値であるため、二次側に接続されている負荷が変動すると二次側の出力電圧が変動するという問題が発生する。この問題は、クロスレギュレーションと呼ばれている。特に、フィードバック巻線の負荷よりも二次側の負荷が減少した場合、出力電圧が大きく上昇してしまうという傾向がある。

特許文献１には、シャントレギュレータによって、出力電圧の上昇を抑制する技術が開示されている。
特許文献２には、負荷電流を検出し、一定値以下とならないように制御する技術が開示されている。これにより、最大負荷はそのままに、最小負荷領域に於ける負荷を嵩上げすることで、負荷変動を抑制することが可能である。
特許文献３には、負荷回路の動作状態に応じてブリーダ抵抗の接続または切り離しを制御することにより、簡単な回路構成で出力電圧の電力損失を低減させる技術が開示されている。

特開平４−２５１５６３号公報 特開平７−３３７００７号公報 特開２００８−２４５４４４号公報

特許文献１に記載された発明は、負荷の変動に伴う電圧上昇を抑制するには有効である。しかし、電圧上昇の抑制を目的とした専用のフォトカプラが必要であるという問題と、電圧基準としてツェナーダイオードを用いると、その温度特性によって検出精度が劣化するという問題とがある。
特許文献２に記載された発明は、出力端子を流れる負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、負荷電流検出手段からの負荷電流値によりブリーダ抵抗回路に流れる電流を制御する手段とが必要であるという問題がある。
特許文献３に記載された発明は、負荷回路からの動作状態信号が必要であるという問題がある。

二次側に電流検出回路を設ける構成のスイッチング電源は、負荷が想定変動領域内において連続的に変動する場合には効果が大きいが、この電流検出回路のノイズ対策にコンデンサなどを追加する必要があり、応答速度が劣化する虞がある。更に、電圧基準としてツェナーダイオードを用いると、その温度特性によって検出精度が劣化する虞がある。よって、スイッチング電源は、負荷の変動値が離散的かつ想定可能な場合には、電流検出回路を設けず、より簡易かつ安価な構成とすることが望ましい。

そこで、本発明は、応答速度が劣化する虞と、温度特性による検出精度が劣化する虞とがある電流検出回路を設けずに、負荷変動に伴う電圧上昇の抑制を可能とするスイッチング電源回路および電動機の制御装置を提供することを課題とする。

前記した課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、スイッチング信号を前記一次巻線に入力して前記トランスを駆動する一次側回路と、前記二次巻線に接続され、前記一次側回路とは電気的に絶縁されている二次側回路と、を具備するスイッチング電源回路において、前記二次側回路は、外部からの駆動信号によって駆動される駆動回路と、前記二次側回路に流れる電流を増大させる負荷抵抗と、外部からの前記駆動信号を検出する駆動信号検出回路と、を有し、前記駆動信号検出回路が外部からの前記駆動信号を検出した場合に、前記負荷抵抗に流れる電流値を減少させることを特徴とするスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路によれば、応答速度が劣化する虞と、温度特性による検出精度が劣化する虞とがある電流検出回路を設けずに、負荷変動に伴う電圧上昇の抑制ができる。

また、請求項２に記載の発明は、前記二次側回路は更に、前記負荷抵抗に流れる電流を遮断する第１のスイッチング素子を有し、前記負荷抵抗は、前記駆動回路と並列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路は、第１のスイッチング素子によって負荷抵抗をオン／オフ制御することが明確化できる。

また、請求項３に記載の発明は、前記駆動信号検出回路は、外部からの前記駆動信号を監視するウォッチドッグタイマ回路であり、前記ウォッチドッグタイマ回路は、前記駆動信号を検出した場合に、前記第１のスイッチング素子によって前記負荷抵抗に流れる電流を遮断することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路によれば、駆動信号検出回路はウォッチドッグタイマ回路であることが明確化できる。

また、請求項４に記載の発明は、前記ウォッチドッグタイマ回路は、前記駆動信号を検出した場合には、前記駆動信号を検出しなくなった場合よりも高速に、前記第１のスイッチング素子によって、前記負荷抵抗に流れる電流を遮断することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路によれば、駆動信号を検出した場合に、この駆動信号によるアンダーシュートを高速に抑制可能である。

また、請求項５に記載の発明は、前記トランスは更に三次巻線を有し、請求項３または請求項４に記載のスイッチング電源回路は更に、前記トランスの三次巻線に接続された整流回路と、当該整流回路の電圧信号が所定値になるようスイッチング信号を制御するフィードバック回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路は、三次巻線によってフィードバック制御を行うことが明確化できる。

また、請求項６に記載の発明は、前記駆動信号は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調方式）信号、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調方式）信号、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）信号、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation：パルス密度変調）信号、ＰＰＭ（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）信号、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation：パルス符号変調）信号のいずれかであることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路とした。
このようにすることで、本発明に係るスイッチング電源回路によれば、上記駆動信号のいずれかに効果を奏することが明確化できる。

また、請求項７に記載の発明は、第２のスイッチング素子により、複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路の前記二次側回路が有している前記駆動回路によって、前記インバータの前記第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を制御することを特徴とする電動機の制御装置とした。
このようにすることで、本発明に係る電動機の制御装置は、インバータのスイッチング素子のオン／オフ状態を制御する駆動回路に適用可能であることが明確化できる。

本発明によれば、応答速度が劣化する虞と、温度特性による検出精度が劣化する虞とがある電流検出回路を設けずに、負荷変動に伴う電圧上昇が抑制可能とするスイッチング電源回路および電動機の制御装置を提供できる。

第１の実施形態のインバータ装置を示す概略の構成図である。 第１の実施形態のスイッチング電源回路を示す概略の構成図である。 第１の実施形態のゲートドライブと高圧側マイコンと一次側を示す概略の構成図である。 第１の実施形態の各ゲートドライブ回路を示す概略の構成図である。 スイッチング電源の二次側の負荷電流と出力電圧との関係を示す図である。 従来技術のゲートドライブ部の動作を示すタイムチャートである。 第１の実施形態のゲートドライブ部の動作を示すタイムチャートである。 第２の実施形態のウォッチドッグタイマ回路を示す図である。 第３の実施形態のウォッチドッグタイマ回路を示す図である。

以降、本発明を実施するための形態を、図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態の構成）
図１は、第１の実施形態のインバータ装置を示す概略の構成図である。
インバータ装置１０には、モータＥＣＵ１００と、モータ１１０とが接続されている。インバータ装置１０は、モータＥＣＵ１００の駆動信号によって、モータ１１０を回転駆動する。

インバータ装置１０は、インバータ回路１１と、電源部１２と、平滑コンデンサＣ１２と、電流センサ１３（＝１３−１〜１３−３）と、ゲートドライブ回路２０と、高圧側マイコン回路３０と、トランス４１と、一次側回路４０と、スイッチング電源回路１４とを有している。インバータ回路１１は、第２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子１１−１〜１１−６と、フライホイールダイオードＤ１１−１〜Ｄ１１−６を具備している。

本実施形態のインバータ装置１０は、電動機の駆動装置である。本実施形態のインバータ装置１０は、バッテリなどの電源部１２から供給される直流電力を、三相ブラシレスであるモータ１１０を駆動するための交流電力に変換する機能と、モータ１１０より回生される交流電力を直流電力に変換する機能とを有している。

電源部１２は、インバータ回路１１を介してモータ１１０に電力を供給するための蓄電装置であり、複数のバッテリブロックが直列接続されている。本実施形態のバッテリブロックは、複数のリチウムイオン電池やニッケル水素電池などがモジュール化されて構成されている。しかし、これに限られず、電源部１２は、キャパシタで構成しても良い。
平滑コンデンサＣ１２は、電源部１２の正極側端子ＰＮ＋と負極側端子ＰＮ−の間に接続され、電源部１２の出力電圧を平滑化している。

インバータ回路１１は、電源部１２の正極側端子ＰＮ＋と負極側端子ＰＮ−との間に接続された三相インバータ回路である。インバータ回路１１は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１（＝１１−１〜１１−６）とフライホイールダイオードＤ１１（＝Ｄ１１−１〜Ｄ１１−６）とをそれぞれ逆方向に並列接続したＩＧＢＴモジュールが、三相インバータ回路の各アームを構成している。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームと下アームを構成するＩＧＢＴモジュールは、それぞれ直列接続されて三相インバータ回路を構成している。

ＩＧＢＴ素子１１−１およびフライホイールダイオードＤ１１−１は、Ｕ相の上アーム（Ｐ側）を構成している。また、ＩＧＢＴ素子１１−３およびフライホイールダイオードＤ１１−３は、Ｖ相の上アームを構成し、ＩＧＢＴ素子１１−５およびフライホイールダイオードＤ１１−５は、Ｗ相の上アームを構成している。

ＩＧＢＴ素子１１−２およびフライホイールダイオードＤ１１−２は、Ｕ相の下アーム（Ｎ側）を構成している。また、ＩＧＢＴ素子１１−４およびフライホイールダイオードＤ１１−４は、Ｖ相の下アームを構成し、ＩＧＢＴ素子１１−６およびフライホイールダイオードＤ１１−６は、Ｗ相の下アームを構成している。

ＩＧＢＴ素子１１−１，１１−３，１１−５のコレクタ端子は、電源部１２の正極側端子ＰＮ＋に接続されている。ＩＧＢＴ素子１１−２，１１−４，１１−６のエミッタ端子は、電源部１２の負極側端子ＰＮ−に接続されている。各ＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６のコレクタ端子−エミッタ端子間は、コレクタ端子からエミッタ端子への方向と逆方向にフライホイールダイオードＤ１１−１〜Ｄ１１−６が並列接続されている。

ＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６をパルス幅変調によりＯＮ／ＯＦＦするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号（ゲート信号）がモータＥＣＵ１００よりＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６のゲート端子に入力される。このＰＷＭ信号は、外部であるモータＥＣＵ１００から入力される駆動信号である。
ＩＧＢＴ素子１１−１のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−２のコレクタ端子とは、後述するモータ１１０のＵ相のコイル端子に接続されている。
ＩＧＢＴ素子１１−３のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−４のコレクタ端子とは、後述するモータ１１０のＶ相のコイル端子に接続されている。
ＩＧＢＴ素子１１−５のエミッタ端子と、ＩＧＢＴ素子１１−６のコレクタ端子とは、後述するモータ１１０のＷ相のコイル端子に接続されている。

モータ１１０は、負荷としての電力機器であり、例えば、ハイブリッド車両、燃料電池車両、または、電動車両などの車両に駆動源として搭載される三相ブラシレスモータなどである。このモータ１１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイル端子を備え、各相のコイルに流れる三相の交流電流によって回転駆動する。

電流センサ１３−１は、インバータ回路１１のＵ相のアームとモータ１１０のＵ相との間に接続され、更に図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。同様に、電流センサ１３−２は、インバータ回路１１のＶ相のアームと、モータ１１０のＶ相との間に接続され、更に図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。電流センサ１３−３は、インバータ回路１１のＷ相のアームと、モータ１１０のＷ相との間に接続され、更に図示しないフォトカプラを介してモータＥＣＵ１００に接続されている。

電流センサ１３（＝１３−１〜１３−３）は、モータ１１０の相電流を検出するセンサであり、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電流に対応するアナログ信号をモータＥＣＵ１００に出力する。本実施形態の電流センサ１３（＝１３−１〜１３−３）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相全てについて設けられている。しかし、相電流の３相の和が０であることから、三相中の二相の電流値により、残り一相の電流値は算出可能である。よって、電流センサ１３を三相のうち二相のみに設ける構成としても良い。

スイッチング電源回路１４は、一次側回路４０と、トランス４１と、ゲートドライブ回路２０の一部とを具備し、更に図示しない高圧側マイコン回路３０の一部を具備している。このスイッチング電源回路１４は、低圧バッテリ系統である電源Ｖｉｇ（図２）から高圧バッテリ系統である二次側の直流電圧に変換する機能と、この低圧バッテリ系統と高圧バッテリ系統とを絶縁する。このスイッチング電源回路１４は、後述する図３で詳細に説明する。

本実施形態のインバータ装置１０は、第２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６により、複数相の電動機であるモータ１１０への通電を順次転流させるインバータ回路１１と、後述する図２に示すスイッチング電源回路１４の二次側回路であるゲートドライブ回路２０のゲート駆動回路２１−１〜２１−６によって、インバータ回路１１のＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６のオン／オフ状態を制御する。

モータＥＣＵ１００は、モータ１１０の駆動動作および回生動作を制御する。モータＥＣＵ１００の出力側は、ゲートドライブ回路２０に接続されている。モータＥＣＵ１００には、高圧側マイコン回路３０の出力側と、ゲートドライブ回路２０の出力側とが接続されている。モータＥＣＵ１００は、駆動信号であるＰＷＭ信号を出力して、第２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６を駆動する。

図２は、第１の実施形態のスイッチング電源回路を示す概略の構成図である。
図２に示すスイッチング電源回路１４は、図１に示すインバータ装置１０の一次側回路４０と、ゲートドライブ回路２０と、トランス４１とから構成されている。一次側回路４０は、トランス４１を介してゲートドライブ回路２０と接続されている。
一次側回路４０は、スイッチング電源回路１４の一次側であり、スイッチング素子である電界効果トランジスタＴＲ４０と、制御ＩＣ４２と、抵抗Ｒ４４と、整流ダイオードＤ４０と、平滑コンデンサＣ４０と、負荷Ｚ４０と、電源Ｖｉｇと、分圧抵抗Ｒ４２Ｈ，Ｒ４２Ｌとを有している。

一次側回路４０は、電界効果トランジスタＴＲ４０によって生成されたスイッチング信号を、トランス４１の一次巻線に入力して、トランス４１を駆動する。
電源Ｖｉｇは、トランス４１の一次巻線を介して電界効果トランジスタＴＲ４０のドレイン端子に接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４０のソース端子は、グランドに接続されている。
トランス４１の三次巻線は、順方向に接続された整流ダイオードＤ４０を介して、平滑コンデンサＣ４０と負荷Ｚ４０に並列に接続されている。この整流ダイオードＤ４０のカソード端子は更に、分圧抵抗Ｒ４２Ｈ，Ｒ４２Ｌの直列回路に接続されている。分圧抵抗Ｒ４２Ｈと分圧抵抗Ｒ４２Ｌの接続ノードは更に、制御ＩＣ４２を介して、電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に接続されている。

制御ＩＣ４２は、リファレンス電源４３と、エラーアンプ４４と、発振器４６と、コンパレータ４７とを有している。制御ＩＣ４２の入力信号は、エラーアンプ４４の反転入力端子に接続され、更に抵抗Ｒ４４を介してエラーアンプ４４の出力端子に接続されている。リファレンス電源４３の出力端子は、エラーアンプ４４の非反転入力端子に接続されている。エラーアンプ４４の出力端子は、コンパレータ４７の非反転入力端子に接続されている。発振器４６の出力端子は、コンパレータ４７の反転入力端子に接続されている。コンパレータ４７の出力端子は、この制御ＩＣ４２の出力端子であり、電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に接続されている。

各ゲートドライブ回路２０−ｎ（ｎは１〜６の自然数）は、整流ダイオードＤ２０−ｎと、平滑コンデンサＣ２０−ｎと、ゲート駆動回路２１−ｎとを有し、それぞれトランス４１の二次巻線に接続されている。図２では、ゲートドライブ回路２０−１，２０−２のみを図示している。整流ダイオードＤ２０−ｎと、平滑コンデンサＣ２０−ｎとは、スイッチング電源回路１４の二次側に含まれている。

各ゲートドライブ回路２０−ｎのトランス４１の二次巻線は、整流ダイオードＤ２０−ｎを介して、平滑コンデンサＣ２０−ｎに接続され、スイッチング電源回路１４の二次側出力を構成している。このスイッチング電源回路１４の二次側出力は、ゲート駆動回路２１−ｎに接続されている。ゲート駆動回路２１−ｎは、モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号（図４）によって駆動される駆動回路である。ゲート駆動回路２１−ｎの出力側は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１−ｎ（図１）のゲート端子に接続されている。スイッチング電源回路１４の二次側であるゲートドライブ回路２０−ｎは、スイッチング電源回路１４の一次側回路４０、および、モータＥＣＵ１００（図１）と電気的に絶縁されている。

電源Ｖｉｇは、例えばイグニッションキーをオンしたときにバッテリから直流電力を供給する。電源Ｖｉｇは、トランス４１の一次巻線を介して、電界効果トランジスタＴＲ４０のドレイン端子に接続されている。電界効果トランジスタＴＲ４０のソース端子は、一次側回路４０のグランドに接続されている。

一次側回路４０のトランス４１の三次巻線は、順接続の整流ダイオードＤ４０を介して、平滑コンデンサＣ４０と負荷Ｚ４０とに接続されている。整流ダイオードＤ４０のカソード端子は更に、分圧抵抗Ｒ４２Ｈ，Ｒ４２Ｌの直列回路に接続されている。分圧抵抗Ｒ４２Ｈ，Ｒ４２Ｌの接続ノードは、制御ＩＣ４２に接続され、制御ＩＣ４２の出力側は、電界効果トランジスタＴＲ４０に接続されている。

トランス４１は、一次側回路４０に接続されている一次巻線と、ゲートドライブ回路２０−１〜２０−６に接続されている６個の二次巻線と、高圧側マイコン回路３０に接続されている１個の二次巻線と、一次側回路４０のフィードバック電圧Ｖｆｂ（図３）を生成する三次巻線とを有している。

図３は、第１の実施形態のゲートドライブと高圧側マイコンと一次側を示す概略の構成図である。図１と同一の要素には同一の符号が付されている。
インバータ装置１０は、インバータ回路１１と、ゲートドライブ回路２０と、高圧側マイコン回路３０と、これらゲートドライブ回路２０と高圧側マイコン回路３０とに電力を供給するスイッチング電源回路１４とを有している。
インバータ回路１１は、ＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６と、フライホイールダイオードＤ１１−１〜Ｄ１１−６を具備している。
スイッチング電源回路１４は、ゲートドライブ回路２０の一部と、高圧側マイコン回路３０の一部と、一次側回路４０と、トランス４１と、を具備している。このスイッチング電源回路１４は、低圧バッテリ系統である電源Ｖｉｇから高圧バッテリ系統である二次側の直流電圧に変換する機能と、この低圧バッテリ系統と高圧バッテリ系統とを絶縁する。この高圧バッテリ系統である二次側は、ＩＧＢＴ素子１１（＝１１−１〜１１−６）のゲートを駆動するゲートドライブ回路２０と、高圧側を制御する高圧側マイコン回路３０や、図示しないロジック回路や温度センサ回路や電圧検出回路などに電源電圧を印加している。

ゲートドライブ回路２０は、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−１を駆動するゲートドライブ回路２０−１と、Ｕ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−２を駆動するゲートドライブ回路２０−２と、Ｖ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−３を駆動するゲートドライブ回路２０−３と、Ｖ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−４を駆動するゲートドライブ回路２０−４と、Ｗ相上アームのＩＧＢＴ素子１１−５を駆動するゲートドライブ回路２０−５と、Ｗ相下アームのＩＧＢＴ素子１１−６を駆動するゲートドライブ回路２０−６とを具備している。

ゲート駆動回路２１−ｎは、モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号によって制御され、インバータ回路１１を駆動する駆動回路である。ゲート駆動回路２１−ｎの出力側は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ素子１１−ｎのゲート端子に接続されている。スイッチング電源回路１４の二次側であるゲートドライブ回路２０−ｎは、スイッチング電源回路１４の一次側回路４０、および、モータＥＣＵ１００と電気的に絶縁されている。

高圧側マイコン回路３０は、整流ダイオードＤ３０と、平滑コンデンサＣ３０と、高圧側マイコン３１と、フォトカプラＰＣ３０とを有し、トランス４１の二次巻線に接続されている。整流ダイオードＤ３０と、平滑コンデンサＣ３０とは、スイッチング電源回路１４の二次側である。スイッチング電源の二次側回路である高圧側マイコン回路３０は、スイッチング電源回路１４の一次側回路４０、および、モータＥＣＵ１００と電気的に絶縁されている。

高圧側マイコン回路３０のトランス４１の二次巻線は、順接続の整流ダイオードＤ３０を介して、平滑コンデンサＣ３０の一端に接続され、スイッチング電源回路１４の二次側出力を構成している。このスイッチング電源回路１４の二次側出力は、高圧側マイコン３１に接続されている。

高圧側マイコン３１には、図示しない温度センサが接続され、インバータ回路１１のＩＧＢＴ素子１１（＝１１−１〜１１−６）の温度を測定可能に構成されている。高圧側マイコン３１には、ゲートドライブ回路２０−６の整流ダイオードＤ２０−６のカソード端子が接続され、ゲートドライブ回路２０−６の電圧Ｖｘ−４（図４）を測定可能に構成されている。更に、他のゲートドライブ回路２０−１〜２０−５の整流ダイオードＤ２０−１〜Ｄ２０−５のカソード端子が接続され（不図示）、ゲートドライブ回路２０−１〜２０−５の電圧Ｖｘ−１〜Ｖｘ−５（図４）も測定可能に構成されている。
高圧側マイコン３１の出力端子は、フォトカプラＰＣ３０の入力端子に接続されている。フォトカプラＰＣ３０の出力端子は、モータＥＣＵ１００に接続され、ゲートドライブ回路２０に発生している電圧の情報や、インバータ回路１１の温度の情報などをモータＥＣＵ１００に送信する。ここで高圧側マイコン３１がモータＥＣＵ１００に送信する信号には、ＩＧＢＴ素子１１−ｎ近傍にそれぞれ設けられた図示しない温度センサの出力、電源部１２の電圧、ゲート駆動回路２１−ｎに印加されている電圧Ｖｘ−ｎなど、二次側回路に係る様々な情報が含まれている。

図３で説明した一次側回路４０は、スイッチング電源回路１４の一次側である。

図４は、第１の実施形態の各ゲートドライブ回路を示す概略の構成図である。
ゲートドライブ回路２０−ｎは、整流ダイオードＤ２０−ｎと、平滑コンデンサＣ２０−ｎと、第１のスイッチング素子であるＮＰＮ型のトランジスタＴＲ２０−ｎと、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎと、ゲート駆動回路２１−ｎと、フォトカプラＰＣ２１−ｎと、フォトカプラＰＣ２２−ｎと、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎとを有し、トランス４１の二次巻線に接続されている。

トランス４１の二次巻線は、順方向の整流ダイオードＤ２０−ｎを介して平滑コンデンサＣ２０−ｎとゲート駆動回路２１−ｎに接続されている。平滑コンデンサＣ２０−ｎの両端子間に発生する電圧は、電圧Ｖｘ−ｎである。更に整流ダイオードＤ２０−ｎのカソード端子には、ＰＮＰ型であるトランジスタＴＲ２０−ｎのエミッタ端子が接続されている。トランジスタＴＲ２０−ｎのコレクタ端子は、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを介してゲートドライブ回路２０−ｎのグランドに接続されている。

モータＥＣＵ１００のＰＷＭ信号端子は、フォトカプラＰＣ２１−ｎを介して、ゲート駆動回路２１−ｎに接続され、ゲート駆動回路２１−ｎにＰＷＭ信号を出力するように構成されている。
ゲート駆動回路２１−ｎのフェール信号端子は、フォトカプラＰＣ２２−ｎを介してモータＥＣＵ１００に接続されて、モータＥＣＵ１００にフェール信号を出力するように構成されている。
フェール信号は、シリアル通信によって情報が送信される。モータＥＣＵ１００は、フェール信号に基づいた二次側回路の情報を取得し、過熱や短絡（過電流）や過電圧などを検知したとき、種々の制御素子の破壊を防止するためにモータ１１０を駆動停止する保護機能を有している。

ゲート駆動回路２１−ｎの出力側は、ＩＧＢＴ素子１１−ｎのゲート端子と第１のエミッタ端子に接続され、モータ１１０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相ぞれぞれの駆動信号を発生する。ＩＧＢＴ素子１１−ｎの第１のエミッタ端子は、抵抗Ｒ１１−ｎを介してグランドに接続され、第２のエミッタ端子は、直接にグランドに接続されている。ＩＧＢＴ素子１１−ｎのコレクタ端子と第２のエミッタ端子との間には、フライホイールダイオードＤ１１−ｎが逆方向に接続されている。

モータＥＣＵ１００からのＰＷＭ信号は更に、駆動信号検出回路であるウォッチドッグタイマ回路２２−ｎによってＰＷＭ信号が発生しているか否かの判定信号に変換され、トランジスタＴＲ２０−ｎのベース端子に入力されている。
ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、パルス信号が発生していると出力端子がＨレベルになり、所定時間に亘ってパルス信号が発生していないと出力端子がＬレベルになる。すなわち、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、モータＥＣＵ１００からのパルス信号（駆動信号）を検出する。
この構成により、ＰＷＭ信号（パルス）が発生したときには、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力端子がＨレベルになり、トランジスタＴＲ２０−ｎがオフし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流値が減少する。
ＰＷＭ信号（パルス）が発生していないときには、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力端子がＬレベルになり、トランジスタＴＲ２０−ｎがオンし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流が増大する。
すなわち、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、パルス信号（駆動信号）を検出した場合に、トランジスタＴＲ２０−ｎによってブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流を遮断する。

ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、バッファであるオペアンプＯＰ２２と、ダイオードＤ２３と、抵抗Ｒ２４と、抵抗Ｒ２５と、コンデンサＣ２６と、シュミットトリガＳＴ２７とを有している。

ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの入力側は、オペアンプＯＰ２２を介して順方向のダイオードＤ２３とを介して抵抗Ｒ２４の一端に接続されている。抵抗Ｒ２４の他端は、抵抗Ｒ２５及びコンデンサＣ２６の並列回路でグランドに接続され、更にシュミットトリガＳＴ２７に接続されている。シュミットトリガＳＴ２７の出力側は、当該ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力側である。

本実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、ＰＷＭ信号の開始時に、ダイオードＤ２３及び抵抗Ｒ２４を介してコンデンサＣ２６が充電される。本実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、ＰＷＭ信号の停止時に、コンデンサＣ２６が蓄えた電荷は、抵抗Ｒ２５を介してグランドに流れる。
本実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、抵抗Ｒ２４に比べて抵抗Ｒ２５の抵抗値は大きく設定されているので、ＰＷＭ信号の開始時は、ＰＷＭ信号の停止時に比べて高速に変化する出力信号を出力する。

（第１の実施形態の動作）
図１ないし図３に基いて、第１の実施形態のインバータ装置１０の動作を説明する。
図１に示すインバータ装置１０が起動され、変圧を開始した時点では、トランス４１の３次巻線には電流が流れていないので、制御ＩＣ４２の入力端子のフィードバック電圧Ｖｆｂ（図３）は０Ｖである。制御ＩＣ４２は、起動直後に於いて、電界効果トランジスタＴＲ４０のゲート端子に印加するスイッチングパルスのデューティを徐々に増大させ、それに伴ってトランス４１の一次巻線にはスイッチング信号であるパルス電流の最大値が徐々に増大し始める。

トランス４１の一次巻線にスイッチング信号であるパルス電流が流れると共に、トランス４１が駆動され、トランス４１の三次巻線にもパルス電流が徐々に増大する。このパルス電流は、整流ダイオードＤ４０と平滑コンデンサＣ４０によって整流されて、フィードバック電圧Ｖｆｂを発生する。フィードバック電圧Ｖｆｂは、制御ＩＣ４２の入力端子に印加される。制御ＩＣ４２は、印加されたフィードバック電圧Ｖｆｂに応じてスイッチングパルスのデューティを減少させる。このようにフィードバック制御することにより、一定時間が経過すると、フィードバック電圧Ｖｆｂは所定値に収束する。

トランス４１の一次巻線に徐々にパルス電流が流れはじめると、トランス４１の二次巻線にもパルス電流が徐々に増大する。このパルス電流は、整流ダイオードＤ２０−ｎと平滑コンデンサＣ２０−ｎによって整流され、ゲート駆動回路２１−ｎに流れる。

ゲート駆動回路２１−ｎにＰＷＭ信号が入力されていない状態では、ゲート駆動回路２１−ｎは、ＩＧＢＴ素子１１−ｎのゲート端子に信号を出力しない。このとき、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷抵抗は大きく、ゲートドライブ回路２０−ｎの負荷電流は少ない。しかし、このときウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号はＬレベルとなり、トランジスタＴＲ２０−ｎがオンするので、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎには一定の電流が流れる。これにより、ゲートドライブ回路２０−ｎの整流ダイオードＤ２０−ｎには、一定の負荷電流が流れる。

モータＥＣＵ１００から、モータ１１０を駆動するＰＷＭ信号が出力されたならば、ゲート駆動回路２１−ｎは、このＰＷＭ信号に応じて、ＩＧＢＴ素子１１−ｎのゲート端子に信号を出力する。このとき、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷は減少し、ゲートドライブ回路２０−ｎの負荷電流は増大する。このときには、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号はＨレベルであり、トランジスタＴＲ２０−ｎがオフする。このとき、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎは切り離され、電流は流れなくなる。

図５は、スイッチング電源の二次側の負荷電流と出力電圧との関係を示す図である。横軸は負荷電流［ｍＡ］を示し、縦軸は出力電圧［Ｖ］を示している。
ＷＨは、ゲートドライブ回路２０−５の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＷＬは、ゲートドライブ回路２０−６の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＶＨは、ゲートドライブ回路２０−３の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＶＬは、ゲートドライブ回路２０−４の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＵＨは、ゲートドライブ回路２０−１の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＵＬは、ゲートドライブ回路２０−２の負荷電流と出力電圧との関係を示している。ＷＨ，ＷＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＵＨ，ＵＬの負荷電流は、いずれも整流ダイオードＤ２０−ｎに流れる電流であり、出力電圧は、電圧Ｖｘ−ｎであり、かつ、平滑コンデンサＣ２０−ｎの端子間に発生する電圧である。

ＦＢは、一次側回路４０の負荷電流と出力電圧との関係を示している。この負荷電流は、整流ダイオードＤ４０に流れる電流であり、出力電圧は、平滑コンデンサＣ４０の端子間に発生する電圧である。

一次側回路４０は、出力電圧をフィードバック制御しているので、負荷電流に依らずに一定である。しかし、ゲートドライブ回路２０−ｎの出力電圧Ｖｘ−ｎは、一次側回路４０のフィードバック制御に依存している。ゲートドライブ回路２０−ｎの負荷が小さいときには、負荷電流が減少すると共に出力電圧Ｖｘ−ｎが上昇する。この出力電圧の上昇により、素子や集積回路が破壊される虞がある。

本実施形態では、ＰＷＭ信号が出力されていないとき、すなわち、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷電流が小さいときには、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを並列接続している。これにより、ゲートドライブ回路２０−ｎの負荷電流を増大させ、出力電圧の上昇を抑制する効果がある。

更に、ＰＷＭ信号が出力されているとき、すなわち、ゲート駆動回路２１−ｎに所定の負荷電流が流れているときには、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを切り離している。これにより、ゲートドライブ回路２０−ｎの動作時の消費電力を低減させる効果がある。

図６（ａ），（ｂ）は、従来技術のゲートドライブ部の動作を示すタイムチャートである。横軸は全て時間ｔ（共通）を示している。
図６（ａ）の縦軸はＰＷＭ信号を示し、図６（ｂ）の縦軸は電圧Ｖｘ−ｎを示している。なお、従来技術のゲートドライブ部は、第１の実施形態のゲートドライブ部と異なり、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを有していない。
タイミングｔ０以前に於いては、ＰＷＭ信号は出力されておらず、よってウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号はＬレベルである。

タイミングｔ０において、モータＥＣＵ１００がＰＷＭ信号を出力し始めると、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷が減少、電圧Ｖｘ−ｎが急峻に下降したのち上昇する。所定時間が経過しても、電圧Ｖｘ−ｎは、電力供給増によって電圧が降下している。
タイミングｔ２において、モータＥＣＵ１００がＰＷＭ信号の出力を停止すると、電圧Ｖｘ−ｎは所定の電圧に復帰する。

図７（ａ）〜（ｅ）は、第１の実施形態のゲートドライブ部の動作を示すタイムチャートである。横軸は全て時間ｔ（共通）を示している。
図７（ａ）の縦軸はＰＷＭ信号を示し、図７（ｂ）の縦軸はシュミットトリガＳＴ２７への入力信号を示し、図７（ｃ）の縦軸はウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号を示している。図７（ｄ）は、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎが接続状態であるか、非接続状態であるかを示し、図７（ｅ）の縦軸は電圧Ｖｘ−ｎを示している。

タイミングｔ０以前に於いては、ＰＷＭ信号は出力されておらず、よって、シュミットトリガＳＴ２７への入力信号はＬレベルであり、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号はＬレベルである。このとき、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎは接続された状態であり、電圧Ｖｘ−ｎは所定の電圧である。

タイミングｔ０において、モータＥＣＵ１００がＰＷＭ信号を出力し始めると、シュミットトリガＳＴ２７への入力信号が立ち上がる。同時に、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷が減少し、電圧Ｖｘ−ｎが急峻に下降する。
所定時間が経過したタイミングｔ１に於いて、シュミットトリガＳＴ２７への入力信号が立ち上りの閾値を超え、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号がＨレベルに変化する。さらに、トランジスタＴＲ２０−ｎがオフし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流が減少する。これにより、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎによる消費電力の増大を抑止することが可能である。本実施形態において、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、ＰＷＭ信号の開始時の応答時間が短くなるように構成されている。これにより、ＰＷＭ信号の開始時に於ける電圧Ｖｘ−ｎの急峻な下降（アンダーシュート）を抑止することが可能である。
タイミングｔ１から所定時間が経過すると、電圧Ｖｘ−ｎが所定の値に収束し、駆動時の安定状態となる。

タイミングｔ２において、モータＥＣＵ１００がＰＷＭ信号を停止すると、シュミットトリガＳＴ２７への入力信号が立ち下がる。同時に、ゲート駆動回路２１−ｎの負荷が増大し、電圧Ｖｘ−ｎが上昇する。
タイミングｔ３において、シュミットトリガＳＴ２７への入力信号が立下りの閾値以下となり、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号がＬレベルに変化すると、トランジスタＴＲ２０−ｎがオンし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎが再接続されて一定の電流が流れる。これにより、トランス４１の二次側の負荷電流の減少により、電圧Ｖｘ−ｎが増大することを抑止可能である。

（第１の実施形態の効果）
以上説明した第１の実施形態では、次の（Ａ）〜（Ｅ）のような効果がある。
（Ａ） ＰＷＭ信号が停止し、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号がＬレベルに変化すると、トランジスタＴＲ２０−ｎがオンし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎが接続されて一定の電流が流れる。これにより、トランス４１の二次側の負荷電流の減少により、電圧Ｖｘ−ｎが増大することを抑止可能である。

（Ｂ） ＰＷＭ信号が出力開始し、ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力信号がＨレベルに変化すると、トランジスタＴＲ２０−ｎがオフし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに流れる電流が減少する。これにより、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎによる消費電力の増大を抑止することが可能である。

（Ｃ） 二次側回路の駆動信号が出力されていることを判定してトランジスタＴＲ２０−ｎをオンし、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎに一定の電流を流している。これにより、温度特性を持ちやすいツェナーダイオードなどを有する電流検出回路を使うことなく、必要な場合だけブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを接続することが可能である。

（Ｄ） ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎは、ＰＷＭ信号が開始するときに高速に信号を出力し、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを接続している。これにより、ＰＷＭ信号の開始時に於ける電圧Ｖｘ−ｎの急峻な下降を抑止することが可能である。
（Ｅ） 二次側回路の駆動信号が出力されていることを判定して、ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを接続している。これにより、二次側回路のノイズ耐性が向上し、かつ、二次側のゲート駆動回路２１−ｎの応答速度が改善する効果を奏する。

（第２の実施形態の構成）
本実施形態のインバータ装置１０は、第１の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎとは異なるウォッチドッグタイマ回路２２Ａ−ｎを有している。

図８は、第２の実施形態のウォッチドッグタイマ回路を示す図である。図４に示す第１の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎと同一の要素には同一の符号が付されている。

ウォッチドッグタイマ回路２２Ａ−ｎは、第１の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎのダイオードＤ２３とは逆方向に接続されているダイオードＤ２３Ａと、抵抗Ｒ２５とは抵抗値が異なる抵抗Ｒ２５Ａと、電源Ｖｃｃとを有しているほかは、第一の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎと同様の構成を有している。

ウォッチドッグタイマ回路２２Ａ−ｎの入力側は、オペアンプＯＰ２２を介して逆方向のダイオードＤ２３と抵抗Ｒ２４に接続されている。この抵抗Ｒ２４は、一端が電源Ｖｃｃに接続されている抵抗Ｒ２５の他端、および、一端がグランドに接続されているコンデンサＣ２６の他端に接続され、更にシュミットトリガＳＴ２７の入力側端子に接続されている。シュミットトリガＳＴ２７の出力側は、当該ウォッチドッグタイマ回路２２−ｎの出力側である。

（第２の実施形態の動作）
図８に基いて、第２の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２Ａ−ｎの動作を説明する。
本実施形態に於いて、ＰＷＭ信号の開始時には、抵抗Ｒ２５ＡからコンデンサＣ２６に充電される。ＰＷＭ信号の停止時には、オペアンプＯＰ２２の出力端子の電圧はＬレベルであり、コンデンサＣ２６が蓄えた電荷は、抵抗Ｒ２４とダイオードＤ２３Ａを介してオペアンプＯＰ２２の出力端子に流れ込む。本実施形態に於いて、抵抗Ｒ２４に比べて抵抗Ｒ２５Ａの抵抗値は大きく設定されているので、ＰＷＭ信号の停止時は、ＰＷＭ信号の開始時に比べて高速に出力信号が変化する。

（第２の実施形態の効果）
以上説明した第２の実施形態では、次の（Ｆ）のような効果がある。
（Ｆ） ＰＷＭ信号の停止時は、ＰＷＭ信号の開始時に比べて高速に出力信号が変化する。これにより、二次側の負荷電流の減少を抑止して、二次側の回路素子や集積回路などの破壊を防止することが可能である。

（第３の実施形態の構成）
本実施形態のインバータ装置１０は、第１の実施形態とは異なるウォッチドッグタイマ回路２２Ｂ−ｎを有している。

図９は、第３の実施形態のウォッチドッグタイマ回路を示す図である。図４に示す第１の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎと同一の要素には同一の符号が付されている。
ウォッチドッグタイマ回路２２Ｂ−ｎは、順方向のダイオードＤ２３Ｂと抵抗Ｒ２５Ｂとを介してコンデンサＣ２６の一端に接続されると共に、逆方向のダイオードＤ２３Ｃと抵抗Ｒ２５Ｃとを介してコンデンサＣ２６の一端に接続されている。更に、コンデンサＣ２６は、シュミットトリガＳＴ２７の入力側端子に接続されている。シュミットトリガＳＴ２７の出力側は、当該ウォッチドッグタイマ回路２２Ｂ−ｎの出力側である。

（第３の実施形態の動作）
図９に基いて、本実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２Ｂ−ｎの動作を説明する。
本実施形態に於いて、ＰＷＭ信号の開始時には、順方向のダイオードＤ２３Ｂと抵抗Ｒ２５ＢによってコンデンサＣ２６を充電する。ＰＷＭ信号の停止時には、コンデンサＣ２６が蓄えた電荷は、抵抗Ｒ２５Ｃと逆方向のダイオードＤ２３Ｃを介してオペアンプＯＰ２２に流れる。抵抗Ｒ２５Ｂの抵抗値を設定することにより、ＰＷＭ信号の開始時の出力信号の応答時間を設定することが可能である。抵抗Ｒ２５Ｃの抵抗値を設定することにより、ＰＷＭ信号の終了時の出力信号の応答時間を設定することが可能である。

（第３の実施形態の効果）
以上説明した第３の実施形態では、次の（Ｇ），（Ｈ）のような効果がある。
（Ｇ） 抵抗Ｒ２５Ｂの抵抗値を設定することにより、ＰＷＭ信号の開始時の出力信号の応答時間を設定することが可能である。これにより、二次側の負荷電流の増加を抑止して、消費電力を低減することが可能である。

（Ｈ） 抵抗Ｒ２５Ｃの抵抗値を設定することにより、ＰＷＭ信号の終了時の出力信号の応答時間を設定することが可能である。これにより、二次側の負荷電流の減少を抑止して、二次側の回路素子や集積回路などの破壊を防止することが可能である。

（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。

（ａ） 第１〜第３の実施形態のモータＥＣＵ１００は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調方式）信号を出力してモータ１１０を駆動させている。しかし、これに限られず、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調方式）信号、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）信号、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation：パルス密度変調）信号、ＰＰＭ（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）信号、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation：パルス符号変調）信号のいずれによって、モータ１１０を駆動しても良い。

（ｂ） 第１〜第３の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎ，２２Ａ−ｎ，２２Ｂ−ｎは、いずれもアナログ回路で構成されている。しかし、これに限られず、デジタル方式のウォッチドッグタイマ回路であっても良い。これにより、回路の無調整化が可能となる。

（ｃ） 第１〜第３の実施形態のウォッチドッグタイマ回路２２−ｎ，２２Ａ−ｎ，２２Ｂ−ｎは、いずれもヒステリシス機能付きのシュミットトリガＳＴ２７を有している。しかし、これに限られず、単なるコンパレータ（比較器）で構成しても良い。

（ｄ） 第１〜第３の実施形態のゲートドライブ回路２０−ｎは、それぞれウォッチドッグタイマ回路２２−ｎを有している。しかし、これに限られず、単一のウォッチドッグタイマ回路が、各ゲートドライブ回路２０−１〜２０−６に信号を出力し、各ブリーダ抵抗Ｒ２０−ｎを接続するように構成しても良い。これにより、ゲートドライブ回路２０−１〜２０−６の回路を簡素化し、コストダウンすることが可能である。

（ｅ） 第１〜第３の実施形態のインバータ回路１１は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子１１−１〜１１−６を用いている。しかし、これに限られず、大出力用途としてＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor：ゲートターンオフサイリスタ）をスイッチング素子として用いても良い。また、小出力用途としてパワーバイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などをスイッチング素子として用いても良い。

１０ インバータ装置（電動機の駆動装置）
１１ インバータ回路（インバータ）
１１−１〜１１−６ ＩＧＢＴ素子（第２のスイッチング素子）
１２ 電源部
１４ スイッチング電源回路
Ｃ１２ 平滑コンデンサ
２０−１〜２０−６ ゲートドライブ回路（二次側回路）
ＴＲ２０−ｎ トランジスタ（第１のスイッチング素子）
Ｒ２０−ｎ ブリーダ抵抗（負荷抵抗）
２１−ｎ ゲート駆動回路（駆動回路）
ＰＣ２１−ｎ，ＰＣ２２−ｎ フォトカプラ
２２−ｎ，２２Ａ−ｎ，２２Ｂ−ｎ ウォッチドッグタイマ回路（駆動信号検出回路）
３０ 高圧側マイコン回路
４０ 一次側回路
ＴＲ４０ 電界効果トランジスタ
Ｄ４０ 整流ダイオード（フィードバック回路）
Ｃ４０ 平滑コンデンサ（フィードバック回路）
Ｚ４０ 負荷（フィードバック回路）
４２ 制御ＩＣ
４１ トランス
１００ モータＥＣＵ
１１０ モータ（複数相の電動機）

Claims (7)

1. 一次巻線と二次巻線とを有するトランスと、
   スイッチング信号を前記一次巻線に入力して前記トランスを駆動する一次側回路と、
   前記二次巻線に接続され、前記一次側回路とは電気的に絶縁されている二次側回路と、
   を具備するスイッチング電源回路において、
   前記二次側回路は、外部からの駆動信号によって駆動される駆動回路と、
   前記二次側回路に流れる電流を増大させる負荷抵抗と、
   外部からの前記駆動信号を検出する駆動信号検出回路と、を有し、
   前記駆動信号検出回路が外部からの前記駆動信号を検出した場合に、前記負荷抵抗に流れる電流値を減少させる
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記二次側回路は更に、
   前記負荷抵抗に流れる電流を遮断する第１のスイッチング素子を有し、
   前記負荷抵抗は、前記駆動回路と並列に接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記駆動信号検出回路は、外部からの前記駆動信号を監視するウォッチドッグタイマ回路であり、
   前記ウォッチドッグタイマ回路は、前記駆動信号を検出した場合に、前記第１のスイッチング素子によって前記負荷抵抗に流れる電流を遮断する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記ウォッチドッグタイマ回路は、前記駆動信号を検出した場合には、前記駆動信号を検出しなくなった場合よりも高速に、前記第１のスイッチング素子によって、前記負荷抵抗に流れる電流を遮断する
   ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記トランスは更に三次巻線を有し、
   請求項３または請求項４に記載のスイッチング電源回路は更に、
   前記トランスの三次巻線に接続された整流回路と、当該整流回路の電圧信号が所定値になるようスイッチング信号を制御するフィードバック回路を備えた
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
6. 前記駆動信号は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調方式）信号、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調方式）信号、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation：パルス周波数変調）信号、ＰＤＭ（Pulse Density Modulation：パルス密度変調）信号、ＰＰＭ（Pulse Position Modulation：パルス位置変調）信号、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation：パルス符号変調）信号のいずれかである
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路。
7. 第２のスイッチング素子により、複数相の電動機への通電を順次転流させるインバータと、
   請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路の前記二次側回路が有している前記駆動回路によって、前記インバータの前記第２のスイッチング素子のオン／オフ状態を制御すること
   を特徴とする電動機の制御装置。

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