JP2011035640A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ΔΣ変調方式により生じる帯域外不要波を高効率に除去する送信装置を提供すること。
【解決手段】送信装置は、伝送ビット列を信号成分と量子化ノイズ成分とを有する変調信号にデルタシグマ変調するΔΣ変調部１１１と、変調信号を電力増幅する第１増幅器１５と、変調信号の量子化ノイズ成分を位相反転した信号を生成する信号生成部１１３と、信号生成部１１３で生成された信号を電力増幅する第２増幅器２０と、第１増幅器１５の出力と第２増幅器２０の出力とを合成して送信信号を生成する合成手段とを具備する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、ΔΣ変調方式を用いた送信装置に関する。

携帯電話のような広帯域サービスや、高速な移動環境化においても通信を可能とする通信方式手段として、近年においてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式は多様なシステムに利用されている。その一方で、変調波のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きいという欠点があり、送信電力増幅器の非線形歪みを生じさせ、送信信号の劣化が問題となっている。

このような非線形歪みを低減するためにはＰＡＰＲ以上のバックオフ領域で送信電力増幅器を動作させる必要があるが、そうすると増幅器の効率を低下させてしまうという新たな問題が生じる。いわば低歪み動作と高効率動作はトレードオフの関係にあり、これらを両立させるための各種の提案・方式がなされており、従来ＡＵＤＩＯ周波数帯域で扱われていたΔΣ型増幅器を無線周波数で採用し高効率化を実現するための提案が近年増えつつある。

ΔΣ方式の増幅器においては、増幅器出力において増幅器により発生する歪み信号と、ΔΣ信号を扱うことで生じる帯域外不要波との両方を補償（除去）する方式が必要とされるが、従来方式においては、前者はＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）方式を用いて補償し、後者は増幅器出力に帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）を用いて帯域外信号成分を除去する方式の文献・事例が多かった。ここでＢＰＦにて除去される帯域外信号は実際にはＢＰＦで全反射され、増幅器もしくは不要電力を消費するための終端器にて電力消費され、効率の低下を招いていた。

なお、本願に関連する公知文献として次のようなものが開示されている（例えば、特許文献１を参照。）。

特開２００４−７２７３５公報

上述したように、ΔΣ方式の増幅器においては、増幅器出力において増幅器により発生する歪み信号と、ΔΣ信号を扱うことで生じる帯域外不要波との両方を補償（除去）する方式が必要とされる。従来方式においては、前者はＤＰＤ方式を用いて補償し、後者は増幅器出力にＢＰＦを用いて帯域外信号成分を除去する方式が多かった。しかしながら、ＢＰＦにて除去される帯域外信号は実際にはＢＰＦで全反射され、増幅器もしくは不要電力を消費するための終端器にて電力消費され、効率の低下を招いていた。

この発明は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、ΔΣ変調方式により生じる帯域外不要波を高効率に除去することができる送信装置を提供することにある。

上記目的を達成するためにこの発明に係る送信装置は、伝送ビット列を信号成分と量子化ノイズ成分とを有する変調信号にデルタシグマ変調する変調部と、前記変調信号を電力増幅する第１増幅器と、前記変調信号の量子化ノイズ成分を位相反転した信号を生成する生成部と、前記生成部で生成された信号を電力増幅する第２増幅器と、前記第１増幅器の出力と前記第２増幅器の出力とを合成して送信信号を生成する合成手段とを具備するものである。

したがってこの発明によれば、ΔΣ変調方式により生じる帯域外不要波を高効率に除去する送信装置を提供することができる。

本発明に係る送信装置の第１の実施形態を示す回路構成図。 本発明に係る送信装置の第２の実施形態を示す回路構成図。 従来の送信装置の基本的な回路構成図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態）
本発明に係る第１の実施形態は、第２のルートを用い、増幅器の出力部で同振幅逆位相合成（カプリング）することで、帯域外ノイズを相殺する手法である。

図１は、第１の実施形態の送信装置の回路構成を示す図である。信号処理部１１は、例えばＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）で構成され、ΔΣ変調部１１１と、ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）歪み補償部１１２と、信号生成部１１３とを備える。

ΔΣ変調部１１１は、伝送ビット列をオーバーサンプリングで量子化し、ノイズシェーピングを行うことにより、信号成分と量子化ノイズ成分とを有する変調信号にΔΣ変調する。変調信号は、第１ルートを通じて、Ｄ／Ａ変換器１２でアナログ信号に変換され、ミキサ１４により発振器１３からの発振信号をミキシングされ、増幅器１５で無線周波数帯にアップコンバートされる。

信号生成部１１３は、ノイズシェープされた量子化ノイズ成分を同振幅で位相反転した逆位相信号を生成する。この逆位相信号は、第２ルートを通じて、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ信号に変換され、ミキサ１９により発振器１３からの発振信号をミキシングされ、増幅器２０で無線周波数帯にアップコンバートされる。そして、増幅器２０からの出力は、増幅器１５からの出力と合成され、これにより帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２１の前段で帯域外ノイズを相殺することができる。

ＤＰＤ歪み補償部１１２は、増幅器１５における電力増幅により発生する歪みを補償する。増幅器１５からの出力は増幅器２０からの出力と合成され、ミキサ１６及びＡ／Ｄ変換器１７を介してフィードバックされる。すなわち、帯域外ノイズが相殺された後に、ＤＰＤ歪み補償部１１２において、増幅器１５で発生する歪み成分が補償される。

上記のように帯域外ノイズが低減された信号は、ＢＰＦ２１で帯域制限や波形整形などを行ない、分周器２２を介してアンテナ２３から無線回線へ送信される。

ここで、図３に従来の送信装置の一般的な回路構成を示す。ΔΣ変調方式を用いることにより、主信号周波数に比べて高い周波数成分のノイズを含む２値（あるいは多値）の入力信号が増幅器１５に入力される。従来の入力信号はＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式などをはじめ、信号の多値化によりＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が高くなり、増幅器に要求されるバックオフも合わせて大きくなり増幅器の効率化を阻んでいた。しかしながら、２値においては増幅器をスイッチモードで動作させることが可能となり、バックオフは不要（もしくは低減）となり増幅器を高効率で動作させることが可能となる。

増幅器のスイッチ動作速度は、主信号に比べて早い速度でのスイッチが必要になるが、近年のデバイスの高速化に伴い、ＡＵＤＩＯ増幅器だけでなく、無線通信分野に於いてもＲＦ増幅器にΔΣ方式を用いる研究が進められている。

増幅器高効率化の一方で問題となるのが、帯域外ノイズの処理である。ΔΣ変調器によりノイズシェープされた帯域外ノイズはＢＰＦを用いて反射させ、終端器（図３中のＰＡＤ４１）で消費させる方法が一般的であるが、増幅器１５の出力に応じてノイズの反射電力も増大していくため、ＰＡＤ４１のサイズ・コスト・熱処理が懸案事項の1つとなっていた。

これに対し、上記第１の実施形態では、ΔΣ変調信号を扱うことで生じる帯域外不要波を、増幅器１５の出力において同振幅逆位相合成することで相殺するようにしている。このように、ＢＰＦ２１の前段にて歪みおよび帯域外不要波を除去することで、高価なＢＰＦを用いることなくシステムを構築することができる。つまり、帯域外ノイズは相殺され、ＢＰＦの減衰特性を緩和することが可能となるため、ＢＰＦのコストの低減、および終端器（図３中のＰＡＤ４１）を不要にすることが可能になる。

さらに、増幅器１５で発生する歪みを補償するために使用するＤＰＤ歪み補償部１１２に対して、第２ルートの信号により事前に帯域外ノイズを除去しておくことで、ＤＰＤ歪み補償の改善量に効果がある。つまり、ノイズシェープされた量子化ノイズは主信号帯域内にも少なからず存在している。この量子化ノイズと、増幅器を通過することで発生する歪みとを識別することは困難であり、ＤＰＤの歪み改善量に影響を与える。

主信号帯域内のノイズ成分を低減するには、例えば、ΔΣ変調の際にオーバーサンプル比を高くする手法もある。しかし、この手法によると、高次の周波数成分が生成され、増幅器のスイッチ動作をより高速化させる必要があり、増幅器が複雑化し、製造コストにも影響する。これに対し、上記第１の実施形態では、事前に量子化ノイズ成分を相殺することができるので、ＤＰＤの歪み改善量を悪化させること無く使用することができる。

なお、信号処理部１１を構成するＦＰＧＡに、Ｄ／Ａ変換器１２，１８、ミキサ１４，１６，１９、Ａ／Ｄ変換器１７の機能を備えるように構成しても良い。

（第２の実施形態）
上記第１の実施形態では、第２ルートを用いて量子化ノイズ成分を同振幅逆位相合成し、相殺するように構成したが、本発明に係る第２の実施形態は、さらに、第２ルートに主信号を同相合成することで、より高い出力を得ることができ高効率なシステムとすることを目的とする。

図２は、第２の実施形態の送信装置の回路構成を示す図である。図２の構成は、上記図１の構成において、合成回路２４を設けたものである。また、信号処理部１１における信号生成部１１３の動作が異なる。その他の構成は、上記図１と同様であるため、上記図１と同一の構成については同一の符号を付して詳しい説明は省略する。

信号生成部１１３は、ノイズシェープされた量子化ノイズ成分を同振幅で位相反転し、さらに信号成分を同相で加えた信号を生成する。この信号は、第２ルートを通じて、Ｄ／Ａ変換器１８でアナログ信号に変換され、ミキサ１４により発振器１３からの発振信号をミキシングされ、増幅器２０で無線周波数帯にアップコンバートされる。そして、合成回路２４において、増幅器２０からの出力と増幅器１５からの出力とが合成される。これにより、帯域外ノイズを相殺すると共に、信号成分の出力を２倍にすることができる。

以上述べたように第２の実施形態は、上記第１の実施形態と同様に、第２ルートを用いて帯域外ノイズを同振幅逆位相合成し相殺するものであるが、主信号も第２ルートに出力し、第１ルートの主信号と同相合成することで増幅器からの出力レベルを２倍にすることが可能である。さらに、ルートを多重化することで、増幅器出力で多合成し出力レベルを倍増させるようにすることもできる。これにより、出力レベルは同一のままで、増幅器の出力を半分（もしくは多重分の１）とすることでより安価なシステムとすることもできる。

さらに、上記第１の実施形態及び第２の実施形態において、ノイズシェープされた信号のみを出力することで、ノイズのキャリブレーションを行うことも可能になる。ノイズのキャリブレーションは、具体的には以下のような手順で行うことができる。すなわち、第１ルートでは主信号をフィルタで減衰し、帯域外の量子化ノイズ成分のみを出力する。第２ルートでも同様に主信号をフィルタで減衰し、帯域外の量子化ノイズ成分を逆位相で出力する。第１ルートの信号と第２ルートの信号とを合成することでノイズ成分は相殺されるが、相殺されたノイズ信号をＤＰＤのＦＢループに戻し信号処理部１１で電力を測定することで、ノイズの相殺される量（相殺されなかった量）を定量的に確認し、この量が最小値となるように第２ルートの帯域外ノイズ成分の振幅・位相を調整するようにする。このキャリブレーションにより帯域外ノイズ成分を最小化できるため、ＢＰＦ２１の減衰特性を緩和することができ、ＢＰＦ２１のサイズ・コストの低減を図ることができる。

なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。

１１…信号処理部、１１１…ΔΣ変調部、１１２…ＤＰＤ歪み補償部、１１３…信号生成部、１２…Ｄ／Ａ変換器、１３…発振器、１４…ミキサ、１５…増幅器、１６…ミキサ、１７…Ａ／Ｄ変換器、１８…Ｄ／Ａ変換器、１９…ミキサ、２０…増幅器、２１…帯域通過フィルタ、２２…分周器、２３…アンテナ、２４…合成回路。

Claims (4)

1. 伝送ビット列を信号成分と量子化ノイズ成分とを有する変調信号にデルタシグマ変調する変調部と、
   前記変調信号を電力増幅する第１増幅器と、
   前記変調信号の量子化ノイズ成分を位相反転した信号を生成する生成部と、
   前記生成部で生成された信号を電力増幅する第２増幅器と、
   前記第１増幅器の出力と前記第２増幅器の出力とを合成して送信信号を生成する合成手段と
   を具備することを特徴とする送信装置。
2. 前記第１増幅器で発生する歪み成分を補償する補償部をさらに具備し、
   前記合成手段の出力を前記補償部にフィードバックすることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
3. 前記生成部は、さらに前記変調信号の信号成分を同相で加えた信号を生成することを特徴とする請求項１記載の送信装置。
4. 前記第１増幅器及び前記第２増幅器の出力を半減させることを特徴とする請求項３記載の送信装置。

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