JP2010164667A - 高圧ａｃ電源装置、帯電装置、画像形成装置およびカラー画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高圧ＡＣ電源装置の小型化および高効率化を図る。
【解決手段】ＰＷＭフィルタ１０、ＡＣ信号生成部３０、比較器５０、スイッチング駆動部６０および差分積分器２０を１の集積回路で構成し、ＰＷＭフィルタ１０は、アナログ設定電圧に比例した電流Ｉｎを出力する電圧制御電流源Ｎ１２と、アナログ設定電圧にマイナスの傾きで比例した電流Ｉｐを出力する電圧制御電流源Ｐ１３と、ＰＷＭ入力信号が入力されアナログ設定電圧を出力するスイッチ部１１と、アナログ設定電圧を安定化するための容量とを備え、電圧制御電流源Ｎ１２が出力する電流および電圧制御電流源Ｐ１３が出力する電流との合計を一定とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、高圧ＡＣ電源装置、帯電装置、画像形成装置およびカラー画像形成装置に関する。さらに詳述すると、装置の小型化及び消費電力の低減に好適な高圧ＡＣ電源装置および高圧ＡＣ電源装置を備えた帯電装置、画像形成装置およびカラー画像形成装置に関する。

プリンタ、ファックス、複写機、及びこれらの複合機等の画像形成装置では、帯電装置を用いて感光体ドラムを帯電させ、その帯電された感光体ドラムの表面を画像情報に応じて変調されたレーザ光により走査し、感光体ドラムの表面に静電潜像を形成する方法が一般的に行われている。上記帯電では、一般的にＡＣの高電圧とＤＣ電圧とが重畳された電圧が用いられている。そこで、画像形成装置には、通常、ＡＣの高電圧を発生させるためのＡＣ高圧電源装置が備えられている。

従来のＡＣ高圧電源装置は、増幅回路での発熱による電力損失が大きいため、消費電力が大きいという問題があった。また、温度上昇を抑制するために大きな放熱板が必要であり、小型化が困難であるという問題があった。このような問題に対し、例えば、特許文献１には、デジタル制御部である三角波元パルス生成部、ＰＷＭ部等をＩＣ化し、部品点数を削減して小型化を図る交流低電圧発生装置が提案されている。

しかしながら、高圧ＡＣ電源装置においては、出力部の貫通電流によって電力効率が劣化するという問題があり、特許文献１に記載の技術のように、単に部品点数の削減をしただけでは、電力の高効率化を図ることはできない。特に、画像形成装置の帯電プロセスにおけるＡＣ帯電で必要となる電圧は、１〜３ｋＶｐ−ｐという高圧であるため、高圧ＡＣ電源装置の効率悪化は、画像形成装置全体における電源効率悪化に繋がり問題となる。

また、このような高圧ＡＣ電源を生成する場合、従来は、例えば、図２５に示すように高圧トランスを使用する。図２５に示すように、高圧トランス９０１の１次側にＡＣ信号を入力し、高圧トランス９０１によって電圧がおよそ巻き数比倍されて出力される。一次側に入力されるＡＣ信号は、Ａ級増幅器９０２によって生成される。しかしながら、Ａ級増幅器９０２は、入力対出力のリニアリティはよいが、電源効率では効率化が図れないという問題がある。

そこで本発明は、部品点数の削減により高圧ＡＣ電源装置の小型化を図り、かつ消費電力の低減により高効率化を図ることができる高圧ＡＣ電源装置、帯電装置、画像形成装置およびカラー画像形成装置を提供することを目的とする。

かかる目的を達成するため、請求項１に記載の高圧ＡＣ電源装置は、高圧ＡＣ電源装置の出力電圧を設定するＰＷＭ入力信号が入力され、アナログ設定電圧に変換するＰＷＭ変換回路と、高圧ＡＣ電源装置の出力周波数を設定する周波数設定信号および制御電圧が入力され、周波数設定信号に応じた周波数で、制御電圧に応じた振幅の小振幅ＡＣ信号を生成するＡＣ信号生成部と、小振幅ＡＣ信号を増幅し、増幅部出力信号を生成する増幅部と、増幅部出力信号を波形整形し、正弦波出力に変換する変換回路と、正弦波出力の電圧を昇圧するトランスと、トランスの入力信号または出力信号をモニタ用信号とし、該モニタ用信号に基づいて、トランスの出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように小振幅ＡＣ信号の振幅をフィードバック制御する制御回路とを備え、ＰＷＭ変換回路、ＡＣ信号生成部、増幅部および制御回路は、１の集積回路で構成され、ＰＷＭ変換回路は、アナログ設定電圧に比例した電流を出力する第１の電圧制御電流源と、アナログ設定電圧にマイナスの傾きで比例した電流を出力する第２の電圧制御電流源と、ＰＷＭ入力信号が入力されアナログ設定電圧を出力するスイッチ部と、アナログ設定電圧を安定化するための容量とを備え、第１の電圧制御電流源が出力する電流および第２の電圧制御電流源が出力する電流との合計が一定であるものである。

また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の高圧ＡＣ電源装置において、増幅部は、小振幅ＡＣ信号と三角波形状の信号を比較し、その比較結果を出力する比較回路および該比較回路の出力信号に基づいてスイッチング動作及び信号増幅を行うスイッチング増幅回路とを備え、増幅部出力信号はＰＷＭ信号であるものである。

また、請求項３に記載の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置において、増幅部出力信号にデッドタイムを生成するデッドタイム生成部を有するものである。

また、請求項４に記載の帯電装置は、請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有するものである。

また、請求項５に記載の画像形成装置は、請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有するものである。

また、請求項６に記載のカラー画像形成装置は、請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有するものである。

本発明によれば、部品点数の削減により高圧ＡＣ電源装置の小型化を図り、かつ消費電力の低減により高効率化を図ることができる。

本発明に係る高圧ＡＣ電源装置の一実施形態を示す機能ブロック図である。 ＰＷＭ信号を説明するための図である。 ＰＷＭフィルタの機能ブロック図の一例である。 アナログ設定電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｎ,Ｉｐとの関係を示すグラフの一例である。 ＰＷＭフィルタの回路構成図の一例である。 ＰＷＭフィルタの回路構成図の他の例である。 アナログ設定電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｎ,Ｉｐとの関係を示すグラフの他の例である。 ＰＷＭフィルタのゲイン特性を説明するためのグラフの一例である。 ＰＷＭフィルタの回路構成図の他の例である。 アナログ設定電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｎ,Ｉｐとの関係を示すグラフの他の例である。 ＰＷＭ ｄｕｔｙとアナログ設定電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すグラフの他の例である。 ＰＷＭフィルタのゲイン特性を説明するためのグラフの他の例である。 ＡＣ信号生成部の機能ブロック図の一例である。 振幅制御クロック生成部の回路構成図の一例である。 三角波生成部の回路構成図の一例である。 スイッチング駆動部の回路構成図の一例である。 デッドタイム生成部およびスイッチング駆動部の回路構成図の一例である。 デッドタイム生成を説明するための図である。 差分積分器の回路構成図の一例である。 ＬＰＦ、高圧トランスおよび整流部の回路構成図の一例である。 スイッチング増幅器と高圧トランスから構成される出力部の回路構成の一例である。 本発明に係る帯電装置の概略構成図の一例を示す。 帯電ローラの概略構成図の一例である。 本発明に係る画像形成装置の概略構成図の一例を示す。 Ａ級増幅器と高圧トランスから構成される出力部の回路構成図の一例である。

以下、本発明に係る構成を図１から図２４に示す実施の形態に基づいて詳細に説明する。

本実施形態の高圧ＡＣ電源装置１は、出力電圧を設定するＰＷＭ入力信号（ＡＣ＿ＰＷＭ）が入力され、アナログ設定電圧に変換するＰＷＭ変換回路（ＰＷＭフィルタ１０）と、出力周波数を設定する周波数設定信号（ＡＣ＿ＣＬＫ）および制御電圧（積分値）が入力され、周波数設定信号に応じた周波数で、制御電圧に応じた振幅の小振幅ＡＣ信号（ＡＣ信号）を生成するＡＣ信号生成部（ＡＣ信号生成部３０）と、小振幅ＡＣ信号を増幅し、増幅部出力信号（増幅されたＰＷＭ信号）を生成する増幅部（比較器５０,スイッチング駆動部６０）と、増幅部出力信号を波形整形し、正弦波出力に変換する変換回路（ＬＰＦ１１０）と、正弦波出力の電圧を昇圧するトランス（高圧トランス１２０）と、トランスの入力信号または出力信号をモニタ用信号（出力振幅帰還信号）とし、該モニタ用信号に基づいて、トランスの出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように小振幅ＡＣ信号の振幅をフィードバック制御する制御回路（差分積分器２０）とを備え、ＰＷＭ変換回路、ＡＣ信号生成部、増幅部および制御回路は、１の集積回路（ＩＣ１００）で構成され、ＰＷＭ変換回路は、アナログ設定電圧に比例した電流（電流Ｉｎ）を出力する第１の電圧制御電流源（電圧制御電流源Ｎ１２）と、アナログ設定電圧にマイナスの傾きで比例した電流（電流Ｉｐ）を出力する第２の電圧制御電流源（電圧制御電流源Ｐ１３）と、ＰＷＭ入力信号が入力されアナログ設定電圧を出力するスイッチ部（スイッチ部１１）と、アナログ設定電圧を安定化するための容量とを備え、第１の電圧制御電流源が出力する電流および第２の電圧制御電流源が出力する電流との合計が一定であるものである。

また、増幅部は、小振幅ＡＣ信号と、三角波生成部４０により生成される三角波形状の信号とを比較し、その比較結果を出力する比較回路（比較器５０）および該比較回路の出力信号に基づいてスイッチング動作及び信号増幅を行うスイッチング増幅回路（スイッチング駆動部６０）からなり、増幅部出力信号はＰＷＭ信号（増幅されたＰＷＭ）であるものである。さらに、増幅部出力信号にデッドタイムを生成するデッドタイム生成部（デッドタイム生成部Ｈ６１、デッドタイム生成部Ｌ６２）を有するものである。

図１は、本発明に係る高圧ＡＣ電源装置の一実施形態のブロック図である。本実施形態の高圧ＡＣ電源装置１は、集積回路（ＩＣ（Integrated Circuit））１００、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１０、高圧トランス１２０および整流部１３０から構成される。また、ＩＣ１００は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）フィルタ１０、差分積分器２０、ＡＣ信号生成部３０、三角波生成部４０、比較器５０およびスイッチング駆動部６０から構成される。

ＰＷＭフィルタ１０は、出力振幅を設定するＰＷＭ入力信号（ＡＣ＿ＰＷＭ）が入力される。また、後述するようにＰＷＭ入力信号に基づいてアナログ設定電圧を生成する。また、アナログ設定電圧と整流部１３０から出力される出力振幅帰還信号との差分が差分積分器２０によって蓄積される。

ＡＣ信号生成部３０には、差分積分器２０から出力される積分値と周波数設定信号（ＡＣ＿ＣＬＫ）が入力される。ＡＣ信号生成部３０では、積分値に従って振幅を制御され、周波数設定信号に従って周波数を制御された正弦波であるＡＣ信号が生成される。

比較器５０には、ＡＣ信号生成部３０で生成されたＡＣ信号と三角波生成部４０により生成された三角波が入力され、ＰＷＭ信号が生成される。

スイッチング駆動部６０は、比較器５０から入力されるＰＷＭ信号の振幅を増幅し、ＩＣ１００外部に出力する。即ち、増幅されたＰＷＭ信号は、ＬＰＦ１１０によって正弦波に変換され、高圧トランス１２０を駆動する。

高圧トランス１２０では、ＬＰＦ１１０からの正弦波の振幅が増幅され、周波数設定信号に従った周波数を持つ高圧ＡＣ電源出力が出力される。また、高圧トランス１２０の他方の出力は、整流部１３０にて整流され、ＤＣ電圧として出力振幅帰還信号となる。

以上のように、図１に示す高圧ＡＣ電源装置１は、全体として制御系を構成している。

ここで、高圧トランス１２０では、巻き線比によって電圧が増幅されるため、高圧トランス１２０での増幅率を高めると巻き線の巻き数が増加し、結果的に部品が大きくなり、ボードの面積も大きくなるため装置の小型化ができないという問題がある。また、集積回路化において部品点数を削減するためには、できる限り多くの部品を集積回路内に取り込むことが好ましい。しかしながら、あまり大きな定数の抵抗や容量は集積回路化には不適である。

そのため、本実施形態の高圧ＡＣ電源装置１では、ＰＷＭフィルタ１０、差分積分器２０、ＡＣ信号生成部３０、三角波生成部４０、比較器５０およびスイッチング駆動部６０を集積回路化することにより部品点数削減を図り、このＩＣ１００内部でできるだけ高い電圧に増幅した後、ＩＣ１００から出力することにより、高圧トランス１２０の大きさ（巻き数）を抑え、部品の小型化、ボードの小型化を図ることとしている。

さらに、ＩＣ１００内部では、高い電源電圧で動作するブロックが多くなるとそれだけ消費電力が高くなるため、スイッチング駆動部６０以外は低い電源電圧で動作させることで低消費電力化を図ることとしている。

また、本実施形態では、出力電圧の設定は外部からのＰＷＭ信号で行うこととしている。ＰＷＭ信号を用いることにより、信号線を１本とすることができ、一般的なシリアル通信よりも信号線数を減らすことができるからである。

以下に、各構成について説明する。図２にＰＷＭ信号の一例を示す。図２（ａ）に示すように、周期をＴとし、デューティをｎとすると、ＰＷＭのハイ期間はｎＴとなる。ＰＷＭ信号では、情報をこのデューティ比ｎとして伝達する。また、図２（ｂ）に示すように、このＰＷＭ信号をＰＷＭフィルタ１０にかけると、Ｖｏｕｔ＝ｎＶｍａｘという電圧が得られる（ただし、最大電圧をＶｍａｘとする）。このようにＰＷＭ信号をフィルタにかけることで、デューティ比ｎに比例したアナログ電圧に変換することができ、情報を取り出すことができる。

ＰＷＭフィルタ１０の構成の一例を図３に示す。本実施形態のＰＷＭフィルタ１０は、ＰＷＭ入力信号（ＡＣ＿ＰＷＭ）に従って動作し、アナログ設定電圧（Ｖｏｕｔ）を出力するスイッチ部１１、Ｖｏｕｔが入力され、Ｖｏｕｔに比例した電流Ｉｎを生成する電圧制御電流源Ｎ１２（第１の電圧制御電流源）と、Ｖｏｕｔが入力され、Ｖｏｕｔにマイナスの係数をもって比例する電流Ｉｐを生成する電圧制御電流源Ｐ１３（第２の電圧制御電流源）と、スイッチ部１１からの出力を積分する容量Ｃから構成される。

ここで、アナログ設定電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｎ,Ｉｐとの関係を図４に示す。図４では、アナログ設定電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉを規格化している。即ち、Ｖｏｕｔ＝ｎ （ただし、０＜ｎ＜１）の時、Ｉｎ＝ｎ,Ｉｐ＝１−ｎであり、Ｉｎ＋Ｉｐ＝１の関係が常に成り立つ。

また、スイッチ部１１は、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがハイの時に電圧制御電流源Ｐ１３とアナログ設定電圧Ｖｏｕｔを導通し、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがローの時に電圧制御電流源 Ｎ１２とアナログ設定電圧Ｖｏｕｔを導通する。

すなわち、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがハイの期間は、電流Ｉｐを容量Ｃに流し込み、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがローの期間は、電流Ｉｎを容量Ｃから引き出すものである。ここで、ＰＷＭのデューティ比(ハイの期間の割合)をｍ（ただし、０＜ｍ＜１）とし、周期をＴとするとＰＷＭ１周期の間に電圧制御電流源Ｐ１３から容量Ｃへ流し込む電荷量は、Ｉｐ×Ｔ×ｍ、電圧制御電流源Ｎ１２が容量Ｃから引き出す電荷量は、Ｉｎ×Ｔ×（Ｉ−ｍ）で表わされる。

また、電流Ｉｎと電流Ｉｐとの合計値をＩとすると、Ｖｏｕｔ＝ｎのとき、Ｉｎ＝ｎ×Ｉ、Ｉｐ＝（Ｉ−ｎ）×Ｉとなる。さらに、電圧制御電流源Ｐ１３から容量Ｃへ流れ込む電荷量と、電圧制御電流源Ｎ１２が容量Ｃ１４から出す電荷量が等しく、Ｖｏｕｔが一定の状態では、（１）式で表わされる。
Ｉｐ×Ｔ×ｍ＝Ｉｎ×Ｔ×（Ｉ−ｍ） …（１）

（１）式に、Ｉｎ＝ｎ×Ｉ、Ｉｐ＝（Ｉ−ｎ）×Ｉを代入すると、ｎ＝ｍとなる。すなわち、ＰＷＭのデューティ比は、Ｖｏｕｔの最大電圧に対する比ｎとして出力される。以上説明したＰＷＭフィルタ１０によれば、簡易な構成により、ＰＷＭ入力信号をアナログ設定電圧に変換することができる。

次に、ＰＷＭフィルタ１０の回路構成図の一例を図５に示す。図５に示す例では、Ｉｐ、Ｉｎはそれぞれ電圧制御電流源Ｐ１３、電圧制御電流源Ｎ１２に相当し、ＳＷ１とＳＷ２がスイッチ部１１を構成する。また、ＳＷ１はＰＷＭ入力信号がハイの時に導通し、ＳＷ２はＰＷＭ入力信号がローの時に導通する。すなわち、上述のように、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがハイの期間は、電流Ｉｐを容量Ｃに流し込み、ＰＷＭ入力信号の電圧レベルがローの期間は、電流Ｉｎを容量Ｃから引き出すものである。

また、ＰＷＭフィルタ１０を、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）を用いて構成する場合の回路構成図の一例を図６に示す。図６に示す例では、ＭＰ１はＳＷ１、ＭＮ１はＳＷ２に相当する。また、ＭＮ２,ＭＮ３,ＭＰ２,ＭＰ３および電流源Ｉにより、電圧制御電流源Ｐ１３および電圧制御電流源Ｎ１２を実現する。ここで、ＭＰ２,ＭＰ３は、いわゆるカレントミラー回路であり、ＭＮ３を流れる電流を折り返している。また、ＭＮ２,ＭＮ３,ＭＰ２,ＭＰ３は、すべて飽和領域で動作しており、ＭＮ２のトランスコンダクタンスｇｍはＶｏｕｔがＲＥＦ付近では近似的に一定とみなすことができる。

図６に示す場合における電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｐ,Ｉｎとの関係を図７に示す。ここで、ＩｐとＩｎとはＶｏｕｔ＝ＲＥＦのとき、共にＩ/２で等しく、Ｉｎは傾きｇｍ、Ｉｐは傾き−ｇｍで変化している。よって、ＩｐとＩｎとの合計はＩとなる。

また、図６に示すＰＷＭフィルタ１０のゲイン特性を図８に示す。図８において、点線はオープンループ特性を示し、太線がクローズドループ特性を示している。オープンループゲインは電流Ｉ、容量Ｃ、ＭＮ２のトランスコンダクタンスｇｍにより決まり、Ｉ×ｇｍ/Ｃで表わされる。即ち、ＰＷＭフィルタ１０の帯域は、Ｉ×ｇｍ/Ｃとなる。したがって、比較的低周波数のＰＷＭフィルタ１０を構成する場合は、電流Iを小さくする、もしくは、ｇｍの小さいＦＥＴを使用すればよく、ＲＣ（resistor-capacitor）フィルタと比較して、ＰＷＭ フィルタ１０を小さい面積で構成することができる。

ここで、図６に示すＰＷＭフィルタ１０においては、ＶｏｕｔがＲＥＦ付近では、図７に示した関係が成り立つが、ダイナミックレンジを広くしようとした場合に、ｇｍの変化により歪む可能性がある。そのため、ＰＷＭフィルタ１０を図９に示すような構成とすることも好ましい。

図９に示すＰＷＭフィルタ１０においては、ＭＰ１、抵抗ＲおよびＯＰアンプ１４により電圧電流変換回路を構成しており、ＭＰ１はＶｏｕｔ/Ｒの電流を流す。また、ＭＰ１,ＭＰ２およびＭＰ３を同じサイズとしたとき、ＭＰ２とＭＰ３も電流Ｖｏｕｔ/Ｒを流し、ＭＮ２とＭＰ５はＩｎ＝Ｖｏｕｔ/Ｒ,Ｉｐ＝Ｉ−Ｖｏｕｔ/Ｒの電流を流す。

図９に示すＰＷＭフィルタ１０において、ＰＷＭのデューティ比(ハイの期間の割合)をｍ （ただし、０＜ｍ＜１）とし、周期をＴとすると、ＰＷＭ１周期の間にＭＰ６がオンしてＭＰ５から容量Ｃへ流し込む電荷量は、Ｉｐ×Ｔ×ｍ、ＭＮ３がオンしてＭＮ２が容量Ｃから引き出す電荷量は、Ｉｎ×Ｔ×（Ｉ−ｍ）で表わされる。

ここで、Ｖｏｕｔの最大電圧をＶｍａｘとすると、Ｖｏｕｔ＝ｎ×Ｖｍａｘのとき、Ｉｎは（２）式、Ｉｐは（３）式で表わされる。
Ｉｎ＝ｎ×Ｖｍａｘ/Ｒ …（２）
Ｉｐ＝Ｉ−ｎ ×Ｖｍａｘ/Ｒ …（３）

さらに、ＰＷＭフィルタ１０が制定している場合、上記（２）式および上記（３）式が等しくなり、下記（４）式
（Ｉ−ｎ×Ｖｍａｘ/Ｒ）×Ｔ×ｍ ＝（ｎ×Ｖｍａｘ/Ｒ）×Ｔ×（Ｉ−ｍ） …（４）
より、（５）式
Ｉ×ｍ＝ｎ×Ｖｍａｘ/Ｒ …（５）
であり、ここで、Ｉ＝Ｖｍａｘ/Ｒと設定すると、ｍ＝ｎとなる。

即ち、ＰＷＭのデューティ比がそのままＶｍａｘに対する電圧比としてＶｏｕｔに出力される。この場合、電圧電流変換回路の傾きは抵抗Ｒで決まるので、歪みを小さくすることができ、また、ダイナミックレンジを大きくすることができる。図９に示すＰＷＭフィルタ１０における電圧Ｖｏｕｔと電流Ｉｐ,Ｉｎとの関係を表したグラフを図１０に、また、ＰＷＭ入力信号のデューティ比（ＰＷＭ ｄｕｔｙ）に対する出力電圧Ｖｏｕｔを表した図を図１１に示す。

また、図９に示すＰＷＭフィルタ１０のゲイン特性を図１２に示す。図１２において、点線はオープンループ特性を示し、太線がクローズドループ特性を示している。オープンループゲインは電流Ｉ、容量Ｃ、抵抗Ｒ、およびｋにて決まる。尚、ｋはＭＰ１とＭＰ２,ＭＰ３とのサイズ比であり、（６）式で表わされる。
ＭＰ１/ＭＰ２ ＝ ＭＰ１/ＭＰ３＝ ｋ …（６）

上記（６）式より、ＭＰ２,ＭＰ３に流れる電流は、ＭＰ１に流れる電流の１/ｋとなる。すなわち、ＰＷＭフィルタ１０の帯域は、Ｉ/（ｋ×Ｃ×Ｒ）となり、ｋを大きくするほど、もしくは電流Ｉを小さくするほど帯域は低くなる。

したがって、比較的低周波数のＰＷＭフィルタ１０を構成する場合には、ＭＰ１とＭＰ２,ＭＰ３のサイズ比を大きく(即ち、ｋを大きく)し、もしくは電流Ｉを小さくすればよく、ＲＣフィルタと比較して、ＰＷＭ フィルタ１０を小さい面積で構成することができる。

次に、ＡＣ信号生成部３０について説明する。図１３に、ＡＣ信号生成部３０の構成の一例を示す。ＡＣ信号生成部３０は、振幅制御クロック生成部３１およびローパスフィルタ３２により構成され、振幅制御クロック生成部３１ではＤＣ電圧に従った出力振幅で周波数設定信号に従った周波数を持つ矩形波が生成される。

さらに、ローパスフィルタ３２を通して、矩形波の高調波成分を除去し、基本波を残すことで正弦波を生成する。即ち、理想的な矩形波はｍフーリエ展開をすると奇数倍の周波数の正弦波の和で表現されるため、理想的な矩形波の第３次高調波以降の高調波をローパスフィルタによって除去すると、基本波だけが残り正弦波となる。

振幅制御クロック生成部３１の回路構成の一例を図１４に示す。ＶｃｏｎｔにはＤＣ電圧が与えられ、ＡＣ＿ＣＬＫがスイッチングすることで振幅（Ｖｃｏｎｔ−グランドレベル）を持つクロックが生成される。このように、Ｖｃｏｎｔによって振幅を制御されたクロックを生成することができる。

次に、三角波生成部４０について説明する。図１５に、三角波生成部４０の回路構成の一例を示す。三角波生成部４０は、発振回路としてシュミット型コンパレータを用い、立ち上がり用Ｐｃｈトランジスタを小電流電流源として動作させることで立ち上がりの遅い三角波を生成する。

三角波生成部４０では、Ｉ１とＣ１との値により三角波の周波数が決定され、シュミット型コンパレータの閾値電圧ＶＨとＶＬが三角波の振幅となる。尚、三角波の周波数ｆｔｒｉは（７）式で決定される。
ｆｔｒｉ ＝ Ｉ１/（ＶＨ−ＶＬ）/Ｃ１ …（７）

次に、比較器５０について説明する。比較器５０は、ＡＣ信号生成部３０で生成されたＡＣ信号と三角波生成部４０により生成された三角波とを比較し、その結果を出力するものである。尚、比較器５０は、例えば、差動コンパレータ等で構成することができる。

次に、スイッチング駆動部６０について説明する。図１６に、従来のスイッチング駆動部の構成例を示す。このスイッチング駆動部では、ＰＷＭ信号がオンからオフ、またはオフからオンに切り替わる瞬間、短い時間ではあるがｐｃｈトランジスタとｎｃｈトランジスタが同時にオンし貫通電流が流れる。スイッチング駆動部では数百ｍＡオーダーの電流を消費するために、たとえ一瞬であっても大きな電力を消費し、電力効率低下の原因になる。

そこで、図１７に示すように、本実施形態の高圧ＡＣ電源装置１においては、スイッチング駆動部６０にデッドタイム生成機能（デッドタイム生成部Ｈ６１、デッドタイム生成部Ｌ６２）を組み合わせた回路とすることが好ましい。

図１７に示す回路におけるＰＷＭ信号に対する出力を図１８に示す。デッドタイム生成部Ｈ６１は、インバーターのｎｃｈトランジスタとグランドとの間に電流源６３、出力とグランドとの間に容量６４が追加された形になっており、ＰＷＭの立ち上がり、即ち、Ｈｓｉｄｅの立ち下がり時は、電流源６３の電流により容量６４の放電が起きるため電流値を調整し、Ｈｓｉｄｅの立ち下がりタイミングを遅らせることができる。また、反対にＰＷＭの立ち下がり時には、Ｌｓｉｄｅの立ち上がりタイミングを遅らせることができる。

このように、デッドタイム生成部Ｈとデッドタイム生成部Ｌを組み合わせることで図１８に示すように、立ち上がり時のデッドタイムｄＴｒ、立ち下がり時のデッドタイムｄＴｆが生成されてスイッチング駆動部６０のｎｃｈトランジスタとｐｃｈトランジスタが同時にオンすることを防げる。

上述のように、高圧ＡＣ電源装置１において、出力にスイッチング増幅回路を用いることで高効率な増幅が可能になる。しかしながら、この場合でも、ｐｃｈとｎｃｈとのタイミングのずれによって貫通電流が流れる場合がある、そこで増幅スイッチング増幅回路の出力信号にデッドタイムを生成するデッドタイム生成機能を有することがより好ましい。このように構成することにより、スイッチング増幅回路に貫通電流が流れるのを抑えられ、更なる高効率化を実現することができる。

次に、差分積分器２０について説明する。図１９は差分積分器２０の回路構成の一例である。差分積分器２０は、Ｖｉｎ１とＶｉｎ２との差分を積分し、Ｖｏｕｔに出力する。即ち、アナログ設定電圧と出力振幅帰還信号との差分を積分し、出力する。

次に、高圧ＡＣ電源装置１のＩＣ１００外部（ＬＰＦ１１０、高圧トランス１２０、整流部１３０）の構成について説明する。図２０に、ＬＰＦ１１０、高圧トランス１２０、整流部１３０の回路構成の一例を示す。ＩＣ１００からの出力である増幅されたＰＷＭ信号がＬＰＦ１１０にてフィルタリングされ正弦波に整形される。その正弦波が高圧トランス１２０の１次側に入力され、２次側からトランスの巻き数比倍された高圧ＡＣ電源が出力される。また、この高圧トランス１２０はセンタータップ付きであり、センタータップの逆側が整流部１３０を通して整流され、出力振幅帰還信号としてＩＣ１００（差分積分器２０）へ帰還される。

以上説明したように、本発明に係る高圧ＡＣ電源装置によれば、簡易な構成でのＰＷＭ変換回路を提供することができ、遮断周波数の比較的低いＰＷＭ変換回路を集積回路上で小型に実現することができる。さらに、ＡＣ出力振幅をＰＷＭ信号のデューティ比によって決めることにより、ＡＣ出力振幅を設定するための信号線が一本で構成できるため、集積回路化する場合には端子数を少なく抑えることができる。

また、高圧ＡＣ電源装置においてＰＷＭ変換回路、ＡＣ信号生成部、増幅部、制御回路を１つの集積回路とすることによって部品点数が削減できる。また、製品の安定性向上、および部品点数削減によるコスト削減ができる。さらに、部品点数削減により、電源ボード設計製作工程の短期化およびコストの削減を図ることができる。

尚、図２１に示すようにＡ級増幅器９０２（図２５参照）をスイッチング増幅器９０３に置き換えることにより、出力部の貫通電流を低減して電源効率の改善を図る構成も考えられる。図２１において、高圧トランス９０１の１次側への入力信号はフィルタ後の信号である。スイッチング増幅器９０３へＰＷＭ信号が入力され、そのＰＷＭ出力をフィルタリングすることでＡＣ信号を生成している。また、スイッチング信号はＡＣ信号と三角波信号との比較により生成する。このように構成することにより、高圧ＡＣ電源装置にスイッチング増幅器を用いることで出力部の貫通電流を低減し、高効率化を図ることができる。

また、本発明に係る高圧ＡＣ電源装置を、帯電装置に適用することが好ましい。本発明に係る帯電装置２００の構成の一例を、図２２に示す。帯電装置２００は、高圧ＡＣ電源装置１及び帯電ローラ２０１を有している。尚、本実施形態では、いわゆる近接帯電法によって感光体ドラム２１０が帯電されるものとするが、これに限られるものではない。帯電ローラ２０１は、例えば、図２３に示されるように、棒状の芯金２０２と、芯金２０２をくるむように設けられ中抵抗に抵抗が設定されている円柱状の弾性層２０３と、弾性層２０３の外周を被覆し、耐摩耗性を向上させ、かつ異物付着性を低減させる被覆層２０４とを有している。そして、感光体ドラム２１０における像が形成されない部分が帯電されないようにスペーサ２０５が設けられている。尚、スペーサ２０５は、帯電ローラ２０１ではなく、感光体ドラム２１０に設けても良い。また、帯電ローラ２０１と感光体ドラム２１０との間に、例えばベルトのようなシート状の部材をスペーサとして配置しても良い。

このように高圧ＡＣ電源装置１を、帯電装置２００に適用することにより、帯電装置２００の省電力化を実現することができる。

さらに、本発明に係る高圧ＡＣ電源装置を、図２４に示すような画像形成装置に適用することが好ましい。画像形成装置３００は、感光体ドラム３０１の周囲に、感光体を高圧に帯電するＡＣ帯電装置（帯電装置２００）、ＤＣ帯電装置３０２、画像データを露光する光走査装置３０３、光走査装置３０３により記録された静電潜像に帯電したトナーを付着して顕像化する現像装置３０４、感光体ドラム３０１に付着したトナーを紙に転写する転写装置３０５、感光体ドラム３０１に残ったトナーを掻き取り備蓄するクリーニング装置３０６等を備えるものである。尚、各部の構成及び動作については公知であるので、説明を省略する。また、図２４に示す画像形成装置は、カラー画像形成装置を含むのは勿論である。

このように高圧ＡＣ電源装置１を有する帯電装置２００を画像形成装置３００に適用することにより、画像形成装置３００の省電力化を実現することができる。

尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施の例ではあるがこれに限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々変形実施可能である。

１ 高圧ＡＣ電源装置
１０ ＰＷＭフィルタ
１１ スイッチ部
１２ 電圧制御電流源Ｎ
１３ 電圧制御電流源Ｐ
２０ 差分積分器
３０ ＡＣ信号生成部
４０ 三角波生成部
５０ 比較器
６０ スイッチング駆動部
６１ デッドタイム生成部Ｈ
６２ デッドタイム生成部Ｌ
１００ 集積回路（ＩＣ）
１１０ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１２０ 高圧トランス
１３０ 整流部
２００ 帯電装置
３００ 画像形成装置

特開２００３−３３３８５８号公報

Claims (6)

1. 高圧ＡＣ電源装置の出力電圧を設定するＰＷＭ入力信号が入力され、アナログ設定電圧に変換するＰＷＭ変換回路と、
   高圧ＡＣ電源装置の出力周波数を設定する周波数設定信号および制御電圧が入力され、前記周波数設定信号に応じた周波数で、前記制御電圧に応じた振幅の小振幅ＡＣ信号を生成するＡＣ信号生成部と、
   前記小振幅ＡＣ信号を増幅し、増幅部出力信号を生成する増幅部と、
   前記増幅部出力信号を波形整形し、正弦波出力に変換する変換回路と、
   前記正弦波出力の電圧を昇圧するトランスと、
   前記トランスの入力信号または出力信号をモニタ用信号とし、該モニタ用信号に基づいて、前記トランスの出力信号の振幅レベルが所望の振幅レベルとなるように前記小振幅ＡＣ信号の振幅をフィードバック制御する制御回路
   とを備え、
   前記ＰＷＭ変換回路、前記ＡＣ信号生成部、前記増幅部および前記制御回路は、１の集積回路で構成され、
   前記ＰＷＭ変換回路は、前記アナログ設定電圧に比例した電流を出力する第１の電圧制御電流源と、前記アナログ設定電圧にマイナスの傾きで比例した電流を出力する第２の電圧制御電流源と、前記ＰＷＭ入力信号が入力され前記アナログ設定電圧を出力するスイッチ部と、前記アナログ設定電圧を安定化するための容量とを備え、
   前記第１の電圧制御電流源が出力する電流および前記第２の電圧制御電流源が出力する電流との合計が一定である
   ことを特徴とする高圧ＡＣ電源装置。
2. 前記増幅部は、前記小振幅ＡＣ信号と三角波形状の信号を比較し、その比較結果を出力する比較回路および該比較回路の出力信号に基づいてスイッチング動作及び信号増幅を行うスイッチング増幅回路とを備え、
   前記増幅部出力信号はＰＷＭ信号であることを特徴とする請求項１に記載の高圧ＡＣ電源装置。
3. 前記増幅部出力信号にデッドタイムを生成するデッドタイム生成部を有することを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置。
4. 請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有することを特徴とする帯電装置。
5. 請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有することを特徴とする画像形成装置。
6. 請求項１から３までのいずれかに記載の高圧ＡＣ電源装置を有することを特徴とするカラー画像形成装置。

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