JP2010022141A

JP2010022141A - 電力制御装置

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Publication number: JP2010022141A
Application number: JP2008180967A
Authority: JP
Inventors: Yoshitoshi Watanabe; 良利渡辺; Yasushi Amano; 也寸志天野; Koji Umeno; 孝治梅野; Katsuhiro Asano; 勝宏浅野; Takaya Soma; 貴也相馬; Hichirosai Oyobe; 七郎斎及部
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2008-07-11
Filing date: 2008-07-11
Publication date: 2010-01-28

Abstract

【課題】車載バッテリを商用電源からの電力で充電する場合において、商用電源側の充電電流に高調波電流が含まれることを抑制する。
【解決手段】バッテリ１０を直流電源とする各々のインバータ１４，１５で制御される２個のモータ１６，１７の中性点に商用電源１８を接続し、インバータ１４，１５で零相電圧を発生させてモータ１６，１７の中性点間電圧を制御し、商用電源１８からバッテリ１０に充電する。電圧指令値にインバータ直流電圧の変動に起因する歪み電圧が生じるが、これを抑制するために予め作成された歪み電圧テーブルから補正電圧値を読み出して電圧指令値に印加する。歪み電圧テーブルは適応フィルタで最適化される。
【選択図】図１

Description

本発明は電力制御装置に関し、特に商用電源と車両に搭載された直流電源（バッテリ）との間で電力を授受する技術に関する。

従来より、車両外部の交流電源と車両に搭載されたバッテリとの間で電力を授受可能なモータ駆動装置が提案されている。

図９に、この種の電力制御装置の構成ブロック図を示す。バッテリを直流電源とする各々のインバータで制御される２個のモータの中性点に商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御し、商用電源からバッテリに充電する構成である。

図において、直流電源としてのバッテリ１０にはコンバータ（昇圧コンバータ）１２を介して２つのインバータ１４，１５が接続される。インバータ１４には三相モータ（機能的にはモータ／ジェネレータであるが簡略化してモータと称する）１６が接続され、インバータ１５には三相モータ（機能的にはモータ／ジェネレータであるが簡略化してモータと称する）１７が接続される。インバータ１４でモータ１６の動作を制御し、インバータ１５でモータ１７の動作を制御する。モータ１６とモータ１７の固定子巻線中性点間に商用電源１８が接続される。また、これらの構成に加え、充電制御系２０が設けられる。充電制御系２０は、電源電圧Ｖｓを検出する電圧センサ及び電源電流（中性点電流）ｉを検出する電流センサ、電流指令生成器２４、比例補償器２８、正弦波内部モデル補償器３０、外乱電圧補償器３２、及びＰＷＭ制御器３８を有する。モータの漏れリアクトルをフィルタリアクトルとして活用し、漏れリアクトルとフィルタコンデンサＣｆで構成される交流フィルタ２２は中性点電流ｉのスイッチングリップル電流の商用電源１８側への流出を抑制する。検出された電源電圧Ｖｓは電流指令生成器２４に供給される。電流指令生成器２４は、電源電圧Ｖｓに対し、力率１で正弦波の充電電流指令値ｉ^＊を生成する。モータ１６，１７をそれぞれ制御するインバータ１４，１５を協調動作させ、モータ中性点の電流ｉが指令値ｉ^＊に追従するようにインバータ１４，１５をスイッチング制御（ＰＷＭ制御）して商用電源１８からバッテリ１０への充電電力を制御する。具体的には、電流指令生成器２４で電源電圧Ｖｓに応じて演算された指令値ｉ^＊と検出された中性点電流ｉとの差分が誤差として差分器２６で演算され、比例補償器２８及び正弦波内部モデル補償器３０に供給される。比例補償器２８及び正弦波内部モデル補償器３０は、それぞれ誤差を解消するような補償信号を生成する。これらの補償信号は加算器３４で加算され、さらに外乱電圧補償器３２からの補償信号と加算器３６で加算されてＰＷＭ制御器３８に供給され、インバータ１４，１５の各スイッチをオンオフ制御する。インバータ損失の低減のため、インバータ１４のみＰＷＭ制御し、インバータ１５は動作停止して充電電流を制御することができる。外乱電圧補償器３２は、後述するように、動作停止するインバータ１５の出力電圧を補償するための補償信号と、デッドタイム（インバータの上下アームがともにオフである期間）における出力電圧を補償するための補償信号をそれぞれ演算する。

インバータ損失の低減のため、インバータ１５の動作を停止し、インバータ１４のみでＰＷＭ制御する場合、図８の回路は単相混合ブリッジ整流回路と等価な回路となる。
図１０及び図１１に、等価回路における動作を示す。図１０はｉ＞０の場合、図１１はｉ＜０の場合である。図１０（ａ）及び図１１（ａ）はインバータの上下アームのうち下側アームがオンした場合であり（図中丸印でオンしたことを示す）、図１０（ｂ）及び図１１（ｂ）は上側アームがオンした場合である。交流出力電圧をＶａｃ、インバータ１４の零相出力電圧をＶ１、インバータ１５の零相出力電圧をＶ２、インバータ直流電圧をＶｈとすると、インバータ１５は動作を停止しているため、出力電圧Ｖａｃは以下の式となる。

Ｖａｃ＝Ｖ１−Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｈ／２（ｉ＞０）
＝Ｖ１−Ｖｈ／２（ｉ＜０）
したがって、出力電圧をＶａｃにするインバータ１４の電圧は、
Ｖ１＝Ｖａｃ−Ｖｈ／２（ｉ＞０）
＝Ｖａｃ＋Ｖｈ／２（ｉ＜０）
となる。よって、インバータ１４の電圧指令値には電流指令値に追従させる制御指令に加えて、インバータ１５の出力電圧を補償するために、出力電流の向きに応じてＶｈ／２の電圧を加える必要がある。

図１２に、制御ブロック図を示す。外乱電圧補償器３２は、インバータ１５の出力電圧を補償する加算器を有し、出力電流の向きに応じて補償信号にＶｈ／２あるいは−Ｖｈ／２を加算する。さらに、電源電圧（系統電圧）Ｖｓを補償する加算器を有し、補償信号にＶｓを加算する。また、変調率演算器３７は、補償信号（補償電圧信号）をＶｈ／２で除算して変調率を演算する。変調率は変調器に供給され、ＰＷＭキャリア信号を変調してＰＷＭ電圧指令としてインバータ１４に供給される。

このような制御系において、外乱電圧補償器３２での演算や変調率演算器３７での演算に誤差が生じると、電圧指令値に歪み電圧が発生する。より特定的には、これらの演算ではインバータ出力電圧Ｖｈを用いて演算するため、インバータ出力電圧ｖｈに誤差が生じていると演算にも誤差が生じることになる。

図１３に、充電時の動作波形を示す。インバータ直流側電圧は電源周波数の２倍で変動する単相交流電源の瞬時電力の影響で電源周波数の２倍で変動している。その結果、図に示すように、ＰＷＭ制御側のインバータ出力電圧、ＰＷＭ制御していない側のインバータ出力電圧ともにその振幅が電源周波数の２倍で変動する。一方、外乱電圧補償演算に用いるインバータ直流電圧検出値と、ＰＷＭ変調率の演算に用いるインバータ直流側電圧検出値は、ノイズ除去のためフィルタ処理され平均化されている。その結果、外乱電圧補償値とＰＷＭ変調率の演算結果に誤差が生じ、電圧指令値に歪み電圧が生じてしまう。

図１４及び図１５に、インバータ直流電圧変動の外乱電圧補償値に対する影響を示す。図１４は振幅誤差ｖｄｅが０（Ｖ）の場合、図１５は振幅誤差ｖｄｅが２５（Ｖ）の場合である。外乱電圧補償値の演算に用いるインバータ直流電圧検出値は、フィルタ処理され平均化されるため振幅がｖｈ０で一定の矩形波であるのに対し、実際の振幅は電源周期の２倍で変動する振幅ｖｈであるため変動する歪み電圧が発生する。さらに、デッドタイムや検出誤差により、その振幅値に誤差ｖｄｅがあると外乱電圧補償演算で発生する歪み電圧ｖｍｅは以下の式となる。

ｖｍｅ＝ｖｍ−ｖｍ０
＝ｓｉｇｎ（ｖｈ−ｖｈ０―ｖｄｅ）／２
ｓｉｇｎ＝−１（ｉ＞０）
ｓｉｇｎ＝１（ｉ＜０）

図１６及び図１７に、インバータ直流電圧変動のＰＷＭ変調率に対する影響を示す。変調率の演算においてもインバータ電圧指令値をフィルタで平均化されたインバータ直流電圧で除算してＰＷＭ変調率を求めるため、その演算誤差による歪み電圧が発生する。インバータ指令電圧をＶｒ、直流電圧をｖｈ０一定としたときの変調率をｋ０、実際の直流電圧ｖｈを用いた場合の変調率をｋとすると、変調率の誤差ｋｅは以下の式となる。

ｋｅ＝ｋ−ｋ０
＝２・ｖｒ（１／ｖｈ−１／ｖｈ０）
したがって、変調率の誤差電圧ｖｋｅは以下の式となる。
ｖｋｅ＝（ｖｈ／２）・ｋｅ
＝ｖｒ（１−ｖｈ／ｖｈ０）
トータルの歪み電圧は、ｖｍｅとｖｋｅを加算した値（ｖｍｅ＋ｖｋｅ）となる。

図１８に、歪み電圧（ｖｍｅ＋ｖｋｅ）の出力電流波形に対する影響を示す。図１８（ａ）は振幅誤差ｖｄｅが０（Ｖ）の場合であり、図１８（ｂ）は振幅誤差ｖｄｅが２５（Ｖ）の場合である。

以下の特許文献１には、２つの交流モータの中性点を介して商用電源と電力を授受する電力制御装置であって、効率的かつモータの駆動制御に対して非干渉に電力を授受可能な電力制御装置及びそれを備えた車両が開示されている。制御装置は、電圧センサからの電圧に基づいて商用電源の電圧の実効値及び位相を検出し、検出した実効値及び位相並びにバッテリに対する充放電電力指令値に基づいて、電力ラインに流す電流の指令値であって商用電源の電圧と同相の電流指令を生成し、生成した電流指令に基づいてインバータの零相電圧を制御することが開示されている。特許文献１の図１９の電流制御部におけるＰＩ制御部２０２が比例補償器２８に対応し、内部モデル補償部２０４が正弦波内部モデル補償器３０に対応する。

特開２００７−３１８９７０号公報

このように、従来装置では、外乱電圧補償演算で発生する歪み電圧ｖｍｅ及びＰＷＭ変調率の演算で発生する歪み電圧ｖｋｅに起因して電圧指令値に歪みが生じてしまい、電流を指令値通りに制御することが困難となる。この結果、商用電源側の充電電流に多量の高調波電流が含まれることとなり、商用電力系統の高調波目標レベルとして予め設定されている規制値を満たすことが困難となる。

本発明の目的は、外乱電圧補償演算及びＰＷＭ変調率演算で生じる歪み電圧を抑制し、高精度に充電制御できる装置を提供することにある。

本発明は、バッテリを直流電源とする第１及び第２のインバータで駆動される第１及び第２のモータの中性点に商用電源を接続し、前記商用電源から前記バッテリに充電する電力制御装置であって、充電電流指令値を生成する電流指令生成手段と、前記充電電流指令値に基づき、前記第１及び第２のインバータの少なくともいずれかで零相電圧を発生させる電圧指令値を生成して前記モータの中性点間電圧を制御するインバータ制御手段と、前記電圧指令値に、前記インバータの直流側電圧の変動に起因する歪み電圧を補正する補正電圧値を印加する補正手段とを有する。

本発明の１つの実施形態では、前記補正手段は、予め作成された、充電電力毎に前記補正電圧値が規定された歪み電圧補正テーブルを含む。前記歪み電圧補正テーブルの前記補正電圧値は、適応フィルタにより最適化されることが好適である。また、前記適応フィルタはＦＩＲフィルタであり、前記充電電流指令値と実際に検出された電流値との偏差を学習に用いる誤差とし、誤差が零となるように前記適応フィルタの係数を調整することで前記補正電圧値を最適化することが好適である。

また、本発明は、バッテリを直流電源とする第１及び第２のインバータで駆動される第１及び第２のモータの中性点に商用電源を接続し、前記商用電源から前記バッテリに充電する電力制御装置であって、充電電流指令値を生成する電流指令生成手段と、前記充電電流指令値に基づき、前記第１及び第２のインバータの少なくともいずれかで零相電圧を発生させる電圧指令値を生成して前記モータの中性点間電圧を制御するインバータ制御手段とを有し、前記インバータ制御手段は、前記充電電流指令値と実際に検出された電流値との偏差に応じて補償信号を生成する補償器と、インバータ側直流電圧に応じて外乱電圧補償信号を演算する外乱電圧補償器と、前記補償信号に前記外乱電圧補償信号を印加する印加手段と、前記外乱電圧補償信号が印加された補償信号とインバータ側直流電圧とからＰＷＭ変調率を演算する変調率演算器とを有し、さらに、充電電力の平均値とインバータ直流電圧実効値から前記インバータ直流電圧を推定する演算手段を有する。

本発明によれば、歪み電圧を補正するための補正電圧値を電圧指令値に印加することで、簡易かつ高精度に歪み電圧を補正して商用電源側への影響を最小化することができる。また、本発明によれば、インバータ直流電圧を推定し、この推定値を用いて電圧指令値を補正することで、簡易かつ高精度に歪み電圧を補正して商用電源側への影響を最小化することができる。

以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。

図１に、本実施形態における電力制御装置の構成ブロック図を示す。図９に示す構成ブロック図とほぼ同一である。直流電源としてのバッテリ１０にはコンバータ１２を介して２つのインバータ１４，１５が接続される。インバータ１４にはモータ１６が接続され、インバータ１５にはモータ１７が接続される。モータ１６とモータ１７の固定子巻線中性点間に商用電源１８が接続される。また、充電制御系２１が設けられる。充電制御系２１は、具体的には内部メモリを有するコントローラで実現される。充電制御系２１は、図９に示す充電制御系２０と同様に、電源電圧Ｖｓを検出する電圧センサ及び電源電流（中性点電流）ｉを検出する電流センサ、電流指令生成器２４、比例補償器２８、正弦波内部モデル補償器３０、外乱電圧補償器３２、及びＰＷＭ制御器３８を有する。モータの漏れリアクトルをフィルタリアクトルとして活用し、漏れリアクトルとフィルタコンデンサＣで構成される交流フィルタ２２は中性点電流ｉのスイッチングリップル電流の商用電源１８側への流出を抑制する。

図２に、充電制御系２１の制御ブロック図を示す。検出された電源電圧Ｖｓは電流指令生成器２４に供給される。電流指令生成器２４は、電源電圧Ｖｓに対し、力率１で正弦波の充電電流指令値ｉ^＊を生成する。モータ１６，１７のインバータ１４，１５を協調動作させ、モータ中性点の電流ｉが指令値ｉ＊に追従するようにインバータ１４，１５をスイッチング制御して充電電力を制御する。すなわち、指令値ｉ^＊と検出された中性点電流ｉとの差分が差分器２６で演算され、その差分信号ｉｅが比例補償器２８及び正弦波内部モデル補償器３０に供給される。比例補償器２８からの補償信号及び正弦波内部モデル補償器３０からの補償信号は加算器３４で加算され、さらに加算器３５で外乱電圧補償器３２からの補償信号と加算される。比例補償器２８は、電流指令生成器２４からの電流指令と電流センサからの電流値との偏差を入力信号として比例積分演算を行う。正弦波内部モデル補償器３０は、電流指令が正弦波関数であることに対応して、正弦波伝達関数ｋｓ・ｓ／（ｓ^２＋ω_０ ^２）を含む。ω_０は電流指令の周波数であり、ｋｓは比例定数である。そして、この正弦波伝達関数を用いて補償信号を生成する。

従来においては、加算器３５からの補償信号は変調率演算器３７に供給され、この変調率演算器３７においてインバータ側直流電圧で除算する演算を行って変調率を算出しているが、本実施形態では加算器３５からの補償信号はさらに加算器３９に供給される。加算器３９は、加算器３５から供給された補償信号に、歪み電圧テーブル４０を参照することで出力された歪み電圧を補正する補正信号を加算して変調率演算器３７に供給する。変調率演算器３７で演算された変調率はＰＷＭ制御器３８に供給され、インバータ１４，１５の各スイッチをオンオフ制御する。歪み電圧テーブル４０は、歪み電圧を補正するための電圧値が規定されたテーブル（あるいはマップ）であり、予めコントローラの内部メモリ、例えばＲＯＭあるいは書き換え可能なメモリに記憶され、コントローラがこの歪み電圧テーブルを参照することで歪み電圧を補正する補正信号を読み出して加算器３９に供給する。

以下、歪み電圧テーブル４０について説明する。

図１において、Ｅｃ（ｔ）をインバータ直流側コンデンサのエネルギ、ｐａｃ（ｔ）を入力電力、ｐｃｌ（ｔ）をバッテリへの充電電力とし、また、Ｖｃｒｍｓをインバータ直流電圧の実効値、ｐｃｌ（ｔ）の平均値をＰｃｌとする。インバータ直流側コンデンサの電力Ｐｃ（ｔ）は、

となる。この式より、インバータ直流側コンデンサのエネルギＥｃ（ｔ）は、

となる。定常状態ではｐａｃ（ｔ）の平均値はＰｃｌとなるため、
ｐｃｌ（ｔ）＝ｖｃ（ｔ）ｉｌ（ｔ）
である。電源電流が力率１で正弦波とすると、
ｐａｃ（ｔ）＝ｖｓ（ｔ）ｉ（ｔ）＝Ｖｓ・Ｉ（１−ｃｏｓ（２ωｔ））
ここで、ωは電源電圧の各周波数、Ｖｓ、Ｉはそれぞれ電源電圧ｖｓ（ｔ）、電源電流ｉ（ｔ）の実効値である。

定常状態ではｐａｃ（ｔ）の平均値はＰｃｌとなるため、
ｐａｃ（ｔ）＝Ｐｃｌ（１−ｃｏｓ（２ωｔ））
である。したがって、（２）式は、

となる。したがって、歪み電圧の要因である変動するインバータ直流電圧ｖｃ（ｔ）は、

となる。定常状態では、ｖｃ（０）はｖｃ（ｔ）の実効値Ｖｃｒｍｓとなるため、

となる。このように、変動するインバータ直流電圧は、負荷となる充電電力の平均値Ｐｃｌとインバータ直流電圧実効値から算出することができる。このことは、充電電力に応じて歪み電圧テーブル４０を予め用意し、充電電力を引数として歪み電圧テーブル４０から対応する歪み電圧、すなわちｖｍｅ＋ｖｋｅを補正するための電圧（補正電圧）を読み出し、この補正電圧信号を加算器３９で補償信号に加算することで、歪み電圧ｖｍｅ＋ｖｋｅを補償（フィードフォワード補償）できることを意味する。

図３に、歪み電圧テーブル４０から読み出した歪み電圧補正信号の波形の一例を示す。横軸は時間であり、縦軸は電圧である。また、図４に、歪み電圧補正時の動作波形を示す。電源電流と歪み電圧補正値とを対比して示す。ある時間から歪み電圧補正信号を印加することでｖｍｅ＋ｖｋｅに起因する歪み電圧を補償する。

なお、

であるから、インバータ直流電圧ｖｃ（ｔ）は、

となる。すなわち、インバータ直流電圧ｖｃ（ｔ）はインバータ直流電圧の実効値ｖｃｒｍｓ、インバータ直流コンデンサ容量Ｃ、入力電力ｐｃｌ（ｔ）に依存する。このことからも、充電電力に応じて歪み電圧の補正値を用意して波形の歪みをフィードフォワード補償できる。

一方、歪み電圧は、デッドタイムＴｄ、キャリア周波数ｆｃ、インバータ直流電圧の平均値ｖｈ０、入力電圧ｐａｃ、充電電力ｐｃｈ、系統電圧ｖｓに依存する。そして、これらのパラメータは運転状態、系統条件によっても変化するため、正確な歪み電圧テーブル４０を得ることが困難である。実際の歪み電圧と歪み電圧テーブルの値が異なると充電性能が劣化してしまう。そこで、歪み電圧を適応フィルタを用いて同定し、補償することが好適である。

図５に、歪み電圧を適応フィルタを用いて補償する制御ブロック図を示す。基本構成は図２と同様であるが、歪み電圧テーブル４０内に適応フィルタ４１が組み込まれており、歪み電圧テーブル４０を学習により最適化する。

図６に、適応フィルタ４１の一例としてのＦＩＲフィルタの構成ブロック図を示す。ＦＩＲフィルタの式は、入力をｘ（ｉ）、出力をｙ（ｉ）、フィルタ係数をｈｋとすると、

で与えられる。適応フィルタ４１は、係数を自動的に学習し、ある時間経過すると理想出力とフィルタ出力との差が最小となる最適なフィルタ係数を探索する。適応フィルタ４１の学習アルゴリズムの一つであるＬＭＳアルゴリズムによる係数ｈｋの学習の式は、

である。ここに、μは学習係数、ｅ（ｎ）は学習に用いる誤差である。適応フィルタ４１を用いて歪み電圧を同定するために、電流指令値を入力して電流指令値と実電流との偏差ｉｅを学習に用いる誤差とし、ｉｅが零となるように適応フィルタ４１を学習させることにより歪み電圧のパラメータが適応フィルタ４１の係数として現れる。

図７に、適応フィルタ４１による補償制御のシミュレーション結果を示す。適応フィルタ４１補償開始後は適応フィルタ４１が歪み電圧を同定して、その結果、波形歪みが改善されていることが理解される。

上記の実施形態では、歪み電圧テーブル４０を用いて歪み電圧を補正する補正電圧信号を補償信号に加算しているが、外乱電圧補償演算及び変調率演算で生じる誤差を直接的に補正することもできる。すなわち、外乱電圧補償演算で用いるインバータ直流電圧検出値はフィルタ処理され平均化されるため振幅がｖｈ０で一定の矩形波であるのに対し、実際の振幅は電源周期の２倍で変動する振幅ｖｈであるため変動する歪み電圧が生じてしまう。

変調率演算においても同様である。そこで、フィルタ処理することなく実際のインバータ直流電圧検出値をそのまま用いることで誤差を解消してもよい。

また、既述したように、インバータ直流電圧ｖｃ（ｔ）は、負荷となる充電電力の平均値Ｐｃｌとインバータ直流電圧実効値とから計算することができる。そこで、充電電力の平均値Ｐｃｌとインバータ直流電圧実効値とから演算により推定されたインバータ直流電圧ｖｃ（ｔ）を用いて外乱電圧補償演算及び変調率演算を行うことで誤差を抑制することができる。

図８に、この場合の制御ブロック図を示す。図２と異なる点は、歪み電圧テーブル４０及び加算器３９がなく、インバータ直流電圧としてフィルタ処理された平均値ではなく、（５）式で算出されたインバータ直流電圧推定値を外乱電圧補償器３２及び変調率演算器３７に供給する点である。

本実施形態の構成ブロック図である。実施形態の制御ブロック図である。歪み電圧テーブルによる補正電圧値波形説明図である。歪み電圧補正のタイミングチャートである。他の実施形態の制御ブロック図である。適応フィルタの構成図である。歪み電圧補償前後のタイミングチャートである。他の実施形態の制御ブロック図である。従来装置の構成ブロック図である。等価回路の動作説明図（ｉ＞０）である。等価回路の動作説明図（ｉ＜０）である。従来装置の制御ブロック図である。インバータ直流電圧の変動波形説明図である。歪み電圧ｖｍｅの説明図（ｖｄｅ＝０Ｖ）である。歪み電圧ｖｍｅの説明図（ｖｄｅ＝２５Ｖ）である。変調率説明図である。歪み電圧ｖｋｅの説明図である。歪み電圧ｖｍｅ＋ｖｋｅの説明図である。

符号の説明

１０バッテリ、１２コンバータ、１４，１５インバータ、１６，１７モータ（モータ／ジェネレータ）、１８商用電源、２１充電制御系（コントローラ）。

Claims

バッテリを直流電源とする第１及び第２のインバータで駆動される第１及び第２のモータの中性点に商用電源を接続し、前記商用電源から前記バッテリに充電する電力制御装置であって、
充電電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
前記充電電流指令値に基づき、前記第１及び第２のインバータの少なくともいずれかで零相電圧を発生させる電圧指令値を生成して前記モータの中性点間電圧を制御するインバータ制御手段と、
前記電圧指令値に、前記インバータの直流側電圧の変動に起因する歪み電圧を補正する補正電圧値を印加する補正手段と、
を有することを特徴とする電力制御装置。
請求項１記載の装置において、
前記補正手段は、予め作成された、充電電力毎に前記補正電圧値が規定された歪み電圧補正テーブルを含むことを特徴とする電力制御装置。
請求項２記載の装置において、
前記歪み電圧補正テーブルの前記補正電圧値は、適応フィルタにより最適化されることを特徴とする電力制御装置。
請求項３記載の装置において、
前記適応フィルタはＦＩＲフィルタであり、
前記充電電流指令値と実際に検出された電流値との偏差を学習に用いる誤差とし、誤差が零となるように前記適応フィルタの係数を調整することで前記補正電圧値を最適化することを特徴とする電力制御装置。
バッテリを直流電源とする第１及び第２のインバータで駆動される第１及び第２のモータの中性点に商用電源を接続し、前記商用電源から前記バッテリに充電する電力制御装置であって、
充電電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
前記充電電流指令値に基づき、前記第１及び第２のインバータの少なくともいずれかで零相電圧を発生させる電圧指令値を生成して前記モータの中性点間電圧を制御するインバータ制御手段と、
を有し、
前記インバータ制御手段は、
前記充電電流指令値と実際に検出された電流値との偏差に応じて補償信号を生成する補償器と、
インバータ側直流電圧に応じて外乱電圧補償信号を演算する外乱電圧補償器と、
前記補償信号に前記外乱電圧補償信号を印加する印加手段と、
前記外乱電圧補償信号が印加された補償信号とインバータ側直流電圧とからＰＷＭ変調率を演算する変調率演算器と、
を有し、さらに、
充電電力の平均値とインバータ直流電圧実効値から前記インバータ直流電圧を推定する演算手段を有することを特徴とする電力制御装置。