JP2009284668A - 電源システムおよびそれを備えた車両 - Google Patents

Abstract

【課題】過大な電流が通過するのを確実に抑制しつつ、全体的なエネルギー効率を向上可能な電源システムおよびそれを備えた車両を提供する。
【解決手段】コンバータＥＣＵ２は、コンバータ８−１，８−２の制御モードを、各々が電圧変換動作を停止する非昇圧モードと、少なくとも１つが電圧変換動作を行なう昇圧モードの間で切換える。昇圧モードから非昇圧モードへの切換え要求が発生すると、コンバータＥＣＵ２は、蓄電部間の充放電電圧の差が基準電圧よりも大きいことに応じて、充放電電圧が高い方の蓄電部に対応のコンバータを停止させるとともに、充放電電圧が低い方の蓄電部に対応のコンバータを降圧動作させる。降圧動作においてコンバータＥＣＵ２は上アームのオンデューティーを増加させる一方で、オンデューティーがデッドタイムの影響を受けないオンデューティーの最大値に到達すると、キャリア周波数を低下させる。
【選択図】図１

Description

この発明は、電源システムおよびそれを備えた車両に関し、より特定的には、複数の蓄電部を備えた電源システムおよびそれを備えた車両に関する。

近年、環境問題を考慮して、電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池車などのように、電動機を駆動力源とする車両が注目されている。このような車両には、電動機に電力を供給したり、回生制動時に運動エネルギーを電気エネルギーに変換して蓄電したりするために、二次電池や電気二重層キャパシタなどからなる蓄電部が搭載されている。

このような電動機を駆動力源とする車両においては、加速性能や走行持続距離などの走行性能を高めるために、蓄電部の充放電容量を大きくすることが望ましい。蓄電部の充放電容量を大きくするための方法として、複数の蓄電部を搭載する構成が提案されている。

たとえば、特開平９−２３３７１０号公報（特許文献１）には、蓄電池を化成する際の充放電に使用する蓄電池化成用充放電装置が開示される。この充放電装置は、交流電源を整流する充電用整流回路と、この充電用整流回路と逆並列に接続され、かつ複数に分割された蓄電池の電気量を上記交流電源に回生する回生用整流回路と、上記充電用整流回路と上記分割された蓄電池との間に設けられた複数の昇降圧コンバータとを具備している。
特開平９−２３３７１０号公報 特開２００６−１８７１８６号公報

ここで、昇降圧コンバータとしては、特開平９−２３３７１０号公報（特許文献１）に開示されるように、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続された２つのスイッチング素子と、一方端が２つのスイッチング素子の中間点に接続され、他方端が電源の電源ラインに接続されたリアクトルとからなるチョッパ回路を含む構成が一般的である。本構成では、２つのスイッチング素子を所定のデューティー比でオン・オフさせることにより、放電時には電源からの直流電圧を昇圧する一方で、充電時には電源ラインおよびアースラインから受けた直流電力を降圧することができる。

その反面、電源システムに要求される電力によっては、その要求電力を実現するために昇降圧コンバータを動作させた際の昇降圧コンバータの損失を無視できなくなる状況が生じ得る。つまり、要求電力が小さいほど、昇降圧コンバータの損失が相対的に大きくなりやすい。

この昇降圧コンバータの損失は、たとえば要求電力が小さいときには昇降圧コンバータを停止させることで効果的に抑制することができる。しかしながら、特開平９−２３３７１０号公報（特許文献１）に開示される充放電装置では、各蓄電池の充放電が対応する昇降圧コンバータによって個別に制御されるために、蓄電池間には充放電電圧に差が生じ得る。そのため、複数の昇降圧コンバータを全て停止させた場合には、この差に応じて、相対的に充放電電圧が高い蓄電部から相対的に充放電電圧が低い蓄電部に向かって過大な電流が流れる可能性がある。これにより、蓄電池の電池特性が劣化する、あるいは、昇降圧コンバータを構成するスイッチング素子などが損傷するといった不具合が生じることから、車両の走行性能が制約されるという問題に発展し得る。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、過大な電流が通過するのを確実に抑制しつつ、全体的なエネルギー効率を向上可能な電源システムおよびそれを備えた車両を提供することである。

この発明のある局面によれば、電源システムは、各々が充放電可能に構成された複数の蓄電部を備える。電源システムは、負荷装置と電源システムとの間で電力を授受可能に構成された電力線対と、複数の蓄電部と電力線対との間にそれぞれ設けられ、各々が対応の蓄電部と電力線対との間で電圧変換動作を行なう複数の電圧変換部と、複数の電圧変換部における電圧変換動作を制御する制御装置とを備える。複数の電圧変換部の各々は、電力線対の間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換動作を行なう。制御装置は、複数の電圧変換部を、複数の電圧変換部の各々が電圧変換動作を停止するように制御する第１の制御モード、および複数の電圧変換部の少なくとも１つが電圧変換動作を行なうように制御する第２の制御モードのいずれかに設定するためのモード設定手段と、モード設定手段によって、第２の制御モードに設定された複数の電圧変換部が第１の制御モードに切換えられた場合に、複数の蓄電部の間で充放電電圧の電圧差が所定の基準値を下回ったことに応じて、複数の電圧変換部における電圧変換動作を停止する電圧変換制御手段とを含む。電圧変換制御手段は、電圧差が所定の基準値以上となる場合には、複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が高い第１の蓄電部からの電圧が直接的に電力線対に出力されるように対応の電圧変換部における電圧変換動作を停止させるとともに、複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が低い第２の蓄電部が第１の蓄電部からの電圧で充電されるように対応の電圧変換部における降圧動作を制御する電圧差低減手段を含む。電圧差低減手段は、第２の蓄電部に対応する電圧変換部において、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのキャリア周波数を第１の周波数に設定するとともに、第１の周波数によって決まる制御周期長と第１のスイッチング素子のオン期間長との比である第１のオンデューティーを増加させる第１のスイッチング指令生成手段と、制御周期長から第１および第２のスイッチング素子がともにオフ状態となるデッドタイムを減算した実効制御周期長を制御周期長で除算した値を最大オンデューティーとして予め設定するとともに、第１のスイッチング指令生成手段において第１のオンデューティーが最大オンデューティーに達した場合には、キャリア周波数を第１の周波数から低下させる第２のスイッチング指令生成手段とを含む。

好ましくは、複数の電圧変換部の各々は、第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるインダクタをさらに含む。第２のスイッチング指令生成手段は、第１の周波数よりも低い第２の周波数を下限周波数としてキャリア周波数を低下させる。第２の周波数は、インダクタを流れる電流が、インダクタのコアを磁化不飽和に維持可能な電流値となるように設定される。

好ましくは、モード設定手段は、負荷装置の電源システムに対する要求電力が所定の閾値を下回るときには、複数の電圧変換部を第１の制御モードに設定する。

好ましくは、負荷装置は、電源システムから電力線対を介して供給される電力を受けて車両の駆動力を発生する駆動力発生部を含む。モード設定手段は、車両が停止状態のときには、複数の電圧変換部を第１の制御モードに設定する。

この発明の別の局面によれば、車両は、各々が充放電可能に構成された複数の蓄電部を備えた電源システムと、電源システムから供給される電力を受けて駆動力を発生する駆動力発生部とを備える。電源システムは、駆動力発生部と電源システムとの間で電力を授受可能に構成された電力線対と、複数の蓄電部と電力線対との間にそれぞれ設けられ、各々が対応の蓄電部と電力線対との間で電圧変換動作を行なう複数の電圧変換部と、複数の電圧変換部における電圧変換動作を制御する制御装置とを備える。複数の電圧変換部の各々は、電力線対の間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換動作を行なう。制御装置は、複数の電圧変換部を、複数の電圧変換部の各々が電圧変換動作を停止するように制御する第１の制御モード、および複数の電圧変換部の少なくとも１つが電圧変換動作を行なうように制御する第２の制御モードのいずれかに設定するためのモード設定手段と、モード設定手段によって、第２の制御モードに設定された複数の電圧変換部が第１の制御モードに切換えられた場合に、複数の蓄電部の間で充放電電圧の電圧差が所定の基準値を下回ったことに応じて、複数の電圧変換部における電圧変換動作を停止する電圧変換制御手段とを含む。電圧変換制御手段は、電圧差が所定の基準値以上となる場合には、複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が高い第１の蓄電部からの電圧が直接的に電力線対に出力されるように対応の電圧変換部における電圧変換動作を停止させるとともに、複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が低い第２の蓄電部が第１の蓄電部からの電圧で充電されるように対応の電圧変換部における降圧動作を制御する電圧差低減手段を含む。電圧差低減手段は、第２の蓄電部に対応する電圧変換部において、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのキャリア周波数を第１の周波数に設定するとともに、第１の周波数によって決まる制御周期長と第１のスイッチング素子のオン期間長との比である第１のオンデューティーを増加させる第１のスイッチング指令生成手段と、制御周期長から第１および第２のスイッチング素子がともにオフ状態となるデッドタイムを減算した実効制御周期長を制御周期長で除算した値を最大オンデューティーとして予め設定するとともに、第１のスイッチング指令生成手段において第１のオンデューティーが最大オンデューティーに達した場合には、キャリア周波数を第１の周波数から低下させる第２のスイッチング指令生成手段とを含む。

この発明によれば、過大な電流が通過するのを確実に抑制しつつ、全体的なエネルギー効率を向上可能な電源システムおよびそれを備えた車両を実現できる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施の形態に従う電源システム１を備える車両１００の要部を示す概略構成図である。

図１を参照して、本実施の形態においては、車両１００の駆動力を発生する駆動力発生部３を負荷装置とする場合について例示する。そして、車両１００は、電源システム１から駆動力発生部３へ供給される電力により生じる駆動力を車輪（図示せず）に伝達することで走行する。また、車両１００は、回生時において、駆動力発生部３によって運動エネルギーから電力を生じさせて電源システム１に回収する。

本実施の形態においては、複数の蓄電部として、２つの蓄電部を備える電源システム１について説明する。電源システム１は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬを介して、駆動力発生部３との間で直流電力の授受を行なう。なお、以下の説明においては、電源システム１から駆動力発生部３へ供給される電力を「駆動電力」とも称し、駆動力発生部３から電源システム１へ供給される電力を「回生電力」とも称す。

駆動力発生部３は、第１インバータ（ＩＮＶ１）３０−１と、第２インバータ（ＩＮＶ２）３０−２と、第１モータジェネレータ（ＭＧ１）３４−１と、第２モータジェネレータ（ＭＧ２）３４−２と、駆動ＥＣＵ（Electrical Control Unit）３２とを備える。

インバータ３０−１，３０−２は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬに並列接続され、それぞれ電源システム１との間で電力の授受を行なう。すなわち、インバータ３０−１，３０−２は、それぞれ主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬを介して受ける駆動電力（直流電力）を交流電力に変換してモータジェネレータ３４−１，３４−２へ供給する一方、モータジェネレータ３４−１，３４−２が発電する交流電力を直流電力に変換して回生電力として電源システム１へ供給する。なお、インバータ３０−１，３０−２は、一例として、三相分のスイッチング素子を含むブリッジ回路で構成され、それぞれ駆動ＥＣＵ３２から受けたスイッチング指令ＰＷＭ１，ＰＷＭ２に応じて、スイッチング（回路開閉）動作を行なうことで、三相交流電力を発生する。

モータジェネレータ３４−１，３４−２は、それぞれインバータ３０−１，３０−２から供給される交流電力を受けて回転駆動力を発生可能であるとともに、外部からの回転駆動力を受けて発電可能に構成される。一例として、モータジェネレータ３４−１，３４−２は、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流回転電機である。そして、モータジェネレータ３４−１，３４−２は、それぞれ動力伝達機構３６と連結され、発生した駆動力を駆動軸３８によって車輪（図示せず）へ伝達する。

なお、駆動力発生部３がハイブリッド車両に適用される場合には、モータジェネレータ３４−１，３４−２は、動力伝達機構３６または駆動軸３８を介して図示しないエンジンとも連結される。そして、駆動ＥＣＵ３２によって、エンジンの発生する駆動力とモータジェネレータ３４−１，３４−２の発生する駆動力とが最適な比率となるように制御が実行される。このようなハイブリッド車両に適用される場合には、モータジェネレータ３４−１を専ら発電機として機能させ、モータジェネレータ３４−２を専ら電動機として機能させることもできる。

駆動ＥＣＵ３２は、予め格納されたプログラムを実行することで、図示しない各センサから送信された信号、走行状況、アクセル開度の変化率、および格納しているマップなどに基づいて、モータジェネレータ３４−１，３４−２のトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２および回転数目標値ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を算出する。そして、駆動ＥＣＵ３２は、モータジェネレータ３４−１，３４−２の発生トルクおよび回転数がそれぞれトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２および回転数目標値ＭＲＮ１，ＭＲＮ２となるように、スイッチング指令ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成してインバータ３０−１，３０−２を制御する。また、駆動ＥＣＵ３２は、算出したトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２および回転数目標値ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を電源システム１へ出力する。なお、モータジェネレータ３４−１，３４−２が回転駆動力を発生する場合のトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２を正値とすると、回生制動時には、トルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２が負値となる。

（電源システムの構成）
電源システム１は、平滑コンデンサＣと、入出力電流検出部１６と、入出力電圧検出部１８と、第１コンバータ（ＣＯＮＶ１）８−１と、第２コンバータ（ＣＯＮＶ２）８−２と、第１蓄電部６−１と、第２蓄電部６−２と、充放電電流検出部１０−１，１０−２と、充放電電圧検出部１２−１，１２−２と、温度検出部１４−１，１４−２と、コンバータＥＣＵ２と、電池ＥＣＵ４とを備える。

平滑コンデンサＣは、主正母線ＭＰＬと主負母線ＭＮＬとの間に接続され、コンバータ８−１，８−２から出力される駆動電力および駆動力発生部３から供給される回生電力に含まれる変動成分を低減する。

入出力電流検出部１６は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬのいずれか一方に介挿され、駆動力発生部３との間で授受される駆動電力および回生電力の入出力電流値Ｉｈを検出し、その検出結果をコンバータＥＣＵ２へ出力する。

入出力電圧検出部１８は、主正母線ＭＰＬと主負母線ＭＮＬとの間に接続され、駆動力発生部３との間で授受される駆動電力および回生電力の入出力電圧値Ｖｈを検出し、その検出結果をコンバータＥＣＵ２へ出力する。

コンバータ８−１，８−２は、それぞれ主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬと、蓄電部６−１，６−２との間に設けられ、蓄電部６−１，６−２と主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬとの間で電力変換動作を行なう。具体的には、コンバータ８−１，８−２は、蓄電部６−１，６−２からの放電電力を所定の電圧に昇圧して駆動電力として供給する一方、駆動力発生部３から供給される回生電力を所定の電圧に降圧して蓄電部６−１，６−２を充電する。一例として、コンバータ８−１，８−２は、昇降圧チョッパ回路により構成される。

蓄電部６−１，６−２は、それぞれコンバータ８−１，８−２を介して、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬに並列接続される。一例として、蓄電部６−１，６−２は、ニッケル水素やリチウムイオン電池などの充放電可能に構成された二次電池、もしくは電気二重層キャパシタからなる。本実施の形態において、蓄電部６−１と蓄電部６−２とは、電源電圧が同じとなるように構成される。

充放電電流検出部１０−１，１０−２は、それぞれ蓄電部６−１，６−２とコンバータ８−１，８−２とを接続する一方の電力線に介挿され、蓄電部６−１，６−２の充放電に用いられる充放電電流値Ｉｂ１，Ｉｂ２を検出し、その検出結果を電池ＥＣＵ４へ出力する。

充放電電圧検出部１２−１，１２−２は、それぞれ蓄電部６−１，６−２とコンバータ８−１，８−２とを接続する電力線間に接続され、蓄電部６−１，６−２の充放電電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２を検出し、その検出結果を電池ＥＣＵ４へ出力する。

温度検出部１４−１，１４−２は、それぞれ蓄電部６−１，６−２を構成する電池セルなどに近接して配置され、蓄電部６−１，６−２の内部温度である蓄電部温度Ｔｂ１，Ｔｂ２を検出し、その検出結果を電池ＥＣＵ４へ出力する。なお、温度検出部１４−１，１４−２は、それぞれ蓄電部６−１，６−２を構成する複数の電池セルに対応付けて配置された複数の検出素子の検出結果に基づいて、平均化処理などにより代表値を出力するように構成することもできる。

電池ＥＣＵ４は、充放電電流検出部１０−１，１０−２から受けた充放電電流値Ｉｂ１，Ｉｂ２、充放電電圧検出部１２−１，１２−２から受けた充放電電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２、および温度検出部１４−１，１４−２から受けた蓄電部温度Ｔｂ１，Ｔｂ２に基づいて、蓄電部６−１，６−２のそれぞれにおける充電状態ＳＯＣ１，ＳＯＣ２（ＳＯＣ：State Of Charge）を算出する。蓄電部６−１，６−２のＳＯＣを算出する構成については、様々な周知技術を用いることができるので詳細な説明は省略する。

さらに、電池ＥＣＵ４は、導出した蓄電部６−１，６−２のＳＯＣ１，ＳＯＣ２に基づいて、許容電力（充電許容電力Ｗｉｎ１，Ｗｉｎ２および放電許容電力Ｗｏｕｔ１，Ｗｏｕｔ２）を導出する。充電許容電力Ｗｉｎ１，Ｗｉｎ２および放電許容電力Ｗｏｕｔ１，Ｗｏｕｔ２は、その化学反応的な限界で規定される、各時点における充電電力および放電電力の短時間の制限値である。

そして、電池ＥＣＵ４は、導出した蓄電部６−１，６−２のＳＯＣ１，ＳＯＣ２、充電許容電力Ｗｉｎ１，Ｗｉｎ２および放電許容電力Ｗｏｕｔ１，Ｗｏｕｔ２をコンバータＥＣＵ２へ出力する。

コンバータＥＣＵ２は、入出力電流検出部１６から受けた入出力電流値Ｉｈと、入出力電圧検出部１８から受けた入出力電圧値Ｖｈと、充放電電流検出部１０−１，１０−２から受けた充放電電流値Ｉｂ１，Ｉｂ２と、充放電電圧検出部１２−１，１２−２から受けた充放電電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２と、電池ＥＣＵ４から受けたＷｉｎ１，Ｗｉｎ２、Ｗｏｕｔ１，Ｗｏｕｔ２と、駆動ＥＣＵ３２から受けたトルク目標値ＴＲ１，ＴＲ２および回転数目標値ＭＲＮ１，ＭＲＮ２とに基づいて、後述する制御構造に従ってそれぞれスイッチング指令ＰＷＣ１，ＰＷＣ２を生成し、コンバータ８−１，８−２を制御する。

図２は、本発明の実施の形態に従うコンバータ８−１，８−２の概略構成図である。
図２を参照して、コンバータ８−１は、チョッパ回路４０−１と、平滑コンデンサＣ１とからなる。

チョッパ回路４０−１は、コンバータＥＣＵ２（図１）からのスイッチング指令ＰＷＣ１に応じて、放電時には蓄電部６−１から受けた直流電力（駆動電力）を昇圧する一方、充電時には主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬから受けた直流電力（回生電力）を降圧する。そして、チョッパ回路４０−１は、それぞれ正母線ＬＮ１Ａと、負母線ＬＮ１Ｃと、配線ＬＮ１Ｂと、スイッチング素子であるトランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂと、ダイオードＤ１Ａ，Ｄ１Ｂと、インダクタＬ１とを含む。

正母線ＬＮ１Ａは、その一方端がトランジスタＱ１Ｂのコレクタに接続され、他方端が主正母線ＭＰＬに接続される。また、負母線ＬＮ１Ｃは、その一方端が蓄電部６−１の負側に接続され、他方端が主負母線ＭＮＬに接続される。

トランジスタＱ１ＡおよびＱ１Ｂは、負母線ＬＮ１Ｃと正母線ＬＮ１Ａとの間に直列に接続される。そして、トランジスタＱ１Ａのエミッタは負母線ＬＮ１Ｃに接続され、トランジスタＱ１Ｂのコレクタは正母線ＬＮ１Ａに接続される。また、各トランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂのコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１Ａ，Ｄ１Ｂがそれぞれ接続されている。さらに、インダクタＬ１は、トランジスタＱ１ＡとトランジスタＱ１Ｂとの接続点に接続される。

配線ＬＮ１Ｂは、一方端が蓄電部６−１の正側に接続され、他方端がインダクタＬ１に接続される。

平滑コンデンサＣ１は、配線ＬＮ１Ｂと負母線ＬＮ１Ｃとの間に接続され、配線ＬＮ１Ｂと負母線ＬＮ１Ｃとの間の直流電圧に含まれる交流成分を低減する。

以下、コンバータ８−１の電圧変換動作（昇圧動作および降圧動作）について説明する。

昇圧動作時において、コンバータＥＣＵ２（図１）は、トランジスタＱ１ＡとトランジスタＱ１Ｂとを所定のデューティー比でオン・オフさせる。トランジスタＱ１Ａのオン期間においては、蓄電部６−１から配線ＬＮ１Ｂ、インダクタＬ１、ダイオードＤ１Ｂ、および正母線ＬＮ１Ａを順に介して、放電電流が主正母線ＭＰＬへ流れる。同時に、蓄電部６−１から配線ＬＮ１Ｂ、インダクタＬ１、トランジスタＱ１Ａ、および負母線ＬＮ１Ｃを順に介して、ポンプ電流が流れる。インダクタＬ１は、このポンプ電流により電磁エネルギーを蓄積する。続いて、トランジスタＱ１Ａがオン状態からオフ状態に遷移すると、インダクタＬ１は、蓄積した電磁エネルギーを放電電流に重畳する。その結果、コンバータ８−１から主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬへ供給される直流電力の平均値は、トランジスタＱ１Ａのオンデューティー（トランジスタＱ１Ａがオンされている期間を意味する）に応じてインダクタＬ１に蓄積される電磁エネルギーに相当する電圧だけ昇圧される。

一方、降圧動作時において、コンバータＥＣＵ２は、トランジスタＱ１ＡとトランジスタＱ１Ｂとを所定のデューティー比でオン・オフさせる。トランジスタＱ１Ｂのオン期間においては、主正母線ＭＰＬから正母線ＬＮ１Ａ、トランジスタＱ１Ｂ、インダクタＬ１、および配線ＬＮ１Ｂを順に介して、充電電流が蓄電部６−１へ流れる。続いて、トランジスタＱ１Ｂをオン状態からオフ状態に遷移すると、インダクタＬ１が電流変化を妨げるように磁束を発生するので、充電電流は、ダイオードＤ１Ａ、インダクタＬ１、および配線ＬＮ１Ｂを順に介して流れ続ける。一方で、電磁エネルギー的に見ると、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬを介して直流電力が供給されるのはトランジスタＱ１Ｂのオン期間だけであるので、充電電流が一定に保たれるとすると（インダクタＬ１のインダクタンスが十分に大きいとすると）、コンバータ８−１から蓄電部６−１へ供給される直流電力の平均電圧は、主正母線ＭＰＬ−主負母線ＭＮＬ間の直流電圧にトランジスタＱ１Ｂのオンデューティー（トランジスタＱ１Ｂがオンされている期間を意味する）を乗じた値となる。

このようなコンバータ８−１の電圧変換動作を制御するため、コンバータＥＣＵ２は、トランジスタＱ１Ａのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ１Ａ、およびトランジスタＱ１Ｂのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ１Ｂからなるスイッチング指令ＰＷＣ１を生成する。

なお、トランジスタＱ１ＡとトランジスタＱ１Ｂとは、負母線ＬＮ１Ｃと正母線ＬＮ１Ａとの間に直列に接続されているため、トランジスタＱ１ＡおよびトランジスタＱ１Ｂを同時にオンすることを防止する必要がある。そのため、コンバータＥＣＵ２は、スイッチング指令ＰＷＣ１Ａ，ＰＷＣ１Ｂに、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムを設けている。このデッドタイムは、トランジスタＱ１Ａ、Ｑ１Ｂの素子特性などに基づいて、予め所定の時間に設定されている。

コンバータ８−２についても上述したコンバータ８−１と同様の構成および動作であるので、詳細な説明は繰り返さない。

以下、コンバータＥＣＵ２における制御構造について詳細に説明を行なう。なお、コンバータＥＣＵ２は、駆動電力および回生電力のいずれに対しても同様の制御を実行するが、理解を容易にするため、本実施の形態においては、駆動電力についての制御構造を例示して説明する。

図３は、コンバータＥＣＵ２におけるスイッチング指令（昇圧動作）の生成を実現するためのブロック図である。

図３を参照して、コンバータＥＣＵ２は、モード決定部２０と、制御部２２と、第１スイッチング指令生成部２４と、第２スイッチング指令生成部２６とを含む。

モード決定部２０は、駆動力発生部３（図１）が電源システム１に対して要求する駆動電力（以下、要求電力とも称す）ＰＲおよび車速Ｖなどに基づいて、コンバータ８−１，８−２における制御モードを決定する。なお、要求電力ＰＲおよび車速Ｖは、車両１００の走行状態を表わす信号として、上位ＥＣＵまたは各種センサから送出されるものである。

具体的には、コンバータ８−１，８−２における制御モードとしては、「昇圧モード」および「非昇圧モード」が予め設定されている。「昇圧モード」とは、コンバータ８−１，８−２の少なくとも一方が昇圧動作を行なうモードである。すなわち、昇圧モードには、コンバータ８−１，８−２の一方が昇圧動作を行ない、かつ、他方が停止状態となる１コンバータ昇圧モードと、コンバータ８−１，８−２の双方が昇圧動作を行なう２コンバータ昇圧モードとが含まれている。これに対して、「非昇圧モード」とは、コンバータ８−１，８−２のいずれもが昇圧動作を停止するモードである。

モード決定部２０は、車両１００の走行状態に基づいて、コンバータ８−１，８−２における制御モードを決定すると、その決定した制御モードを表わす信号ＭＤを制御部２２へ出力する。

制御部２２は、モード決定部２０から信号ＭＤを受けると、決定された制御モードに応じて、後述する制御構造に従ってコンバータ８−１の動作状態および停止状態を制御するための信号ＣＴＬ１を生成し、その生成した信号ＣＴＬ１を第１スイッチング指令生成部２４へ出力する。

また、制御部２２は、決定された制御モードに応じて、後述する制御構造に従ってコンバータ８−２の動作状態および停止状態を制御するための信号ＣＴＬ２を生成し、その生成した信号ＣＴＬ２を第２スイッチング指令生成部２６へ出力する。

第１スイッチング指令生成部２４は、制御部２２からの信号ＣＴＬ１に従って、後述する制御構造に従って、トランジスタＱ１Ａのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ１Ａ、およびトランジスタＱ１Ｂのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ１Ｂからなるスイッチング指令ＰＷＣ１を生成する。

第２スイッチング指令生成部２６は、制御部２２からの信号ＣＴＬ２に従って、後述する制御構造に従って、トランジスタＱ２Ａのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ２Ａ、およびトランジスタＱ２Ｂのオン・オフを制御するスイッチング指令ＰＷＣ２Ｂからなるスイッチング指令ＰＷＣ２を生成する。

上記のように、本実施の形態においては、コンバータＥＣＵ２は、車両１００の走行状態に応じて、コンバータ８−１，８−２に対する制御モードを、昇圧モードおよび非昇圧モードの間で切換える。これにより、コンバータ８−１，８−２にそれぞれ対応する蓄電部６−１，６−２から取り出される電力の大きさが制御される。

図４は、コンバータＥＣＵ２におけるコンバータの制御モードの決定動作を説明するためのフローチャートである。

図４を参照して、処理が開始されると、モード決定部２０は、車速センサから受けた車速Ｖに基づいて、車両１００が停止状態であるか否かを判断する（ステップＳ０１）。

車両１００が停止状態である場合（ステップＳ０１においてＹＥＳの場合）には、モード決定部２０は、コンバータ８−１，８−２の制御モードを非昇圧モードに決定する（ステップＳ０４）。

一方、車両１００が停止状態でない場合（ステップＳ０１においてＮＯの場合）には、モード決定部２０はさらに、要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ１よりも小さいか否かを判断する（ステップＳ０２）。なお、第１の閾値Ｐｔｈ１は、蓄電部６−１，６−２からの出力電圧を昇圧せずに駆動力発生部３を駆動させるときに電源システム１から供給可能な最大電力に設定される。この第１の閾値Ｐｔｈ１は、予め実験によって求められてモード決定部２０に記憶されている。

要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ１よりも小さい場合（ステップＳ０２においてＹＥＳの場合）には、モード決定部２０は、コンバータ８−１，８−２の制御モードを非昇圧モードに決定する（ステップＳ０４）。

これに対して、要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ１以上である場合（ステップＳ０２にてＮＯの場合）には、モード決定部２０は、コンバータ８−１，８−２の制御モードを昇圧モードに決定する（ステップＳ０３）。

なお、図示は省略するが、ステップＳ０３以降では、コンバータ８−１，８−２は、要求電力ＰＲの大きさに応じて、一方のみが昇圧動作を行なう１コンバータ昇圧モードおよび双方が昇圧動作を行なう２コンバータ昇圧モードのいずれかに制御される。

具体的には、要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ１よりも高い第２の閾値Ｐｔｈ２以上である場合には、蓄電部６−１，６−２から駆動力発生部３に供給される電力の合計値が要求電力ＰＲとなるように、コンバータ８−１，８−２が制御される（２コンバータ昇圧モード）。なお、第２の閾値Ｐｔｈ２は、蓄電部６−１，６−２のうち放電許容電力Ｗｏｕｔの絶対値が小さい蓄電部の放電許容電力Ｗｏｕｔに設定される。

また、要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ以上であり、かつ第２の閾値Ｐｔｈ２よりも小さい場合には、コンバータ８−１，８−２を切換えて動作させることで、コンバータ８−１，８−２の一方に昇圧動作を行なわせ、他方を停止させる（１コンバータ昇圧モード）。このとき、一方のコンバータは、対応する蓄電部から駆動力発生部３に供給される電力が要求電力ＰＲとなるように、その昇圧動作が制御される。

図４から明らかなように、本実施の形態において、コンバータＥＣＵ２は、車両１００が停止状態にあるとき、あるいは要求電力ＰＲが第１の閾値Ｐｔｈ１よりも小さいときには、コンバータ８−１，８−２における昇圧動作を停止させる。図５は、非昇圧モードにおけるコンバータ８−１，８−２の状態を説明するための図である。

図５を参照して、非昇圧モードにおいては、コンバータＥＣＵ２は、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ａをオフに維持する一方で、トランジスタＱ１Ｂをオンに維持する（すなわち、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーを「１」とすることを意味する）。

さらに、コンバータＥＣＵ２は、コンバータ８−２のトランジスタＱ２Ａをオフに維持する一方で、トランジスタＱ２Ｂをオンに維持する（すなわち、トランジスタＱ２Ｂのオンデューティーを「１」とすることを意味する）。

これにより、コンバータ８−１，８−２は、蓄電部６−１，６−２と主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬとをそれぞれ電気的に接続するための単なる配線として機能することとなる。すなわち、蓄電部６−１および蓄電部６−２は、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬに対して完全に並列接続された状態（以下、単に「完全並列状態」とも称する）と等価となる。そのため、コンバータ８−１，８−２の各々で発生する損失は、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂ（またはＱ２Ａ，Ｑ２Ｂ）のスイッチング動作時に発生する損失分（スイッチング損失）が抑制されて、ダイオードＤ１Ｂ（またはＤ２Ｂ）およびトランジスタＱ１Ｂ（またはＱ２Ｂ）の導通損失のみとなる。この結果、コンバータ８−１，８−２における変換損失を抑制することができるため、全体のエネルギー効率を高めることができる。

したがって、本実施の形態においては、図４で述べたように、要求電力ＰＲが相対的に小さいときや車両１００が停止状態であるときには、積極的にコンバータ８−１，８−２を昇圧モードから非昇圧モードに切換えることにより、全体のエネルギー効率を向上させることができる。

また、車両１００が停止状態であるときにコンバータ８−１，８−２を非昇圧モードとすることによって、車両走行時に比べて車両停止時により顕著となる、トランジスタのスイッチング動作により発生する騒音を抑制することができる。これにより、車両１００の静粛性を高めることができる。

しかしながら、コンバータ８−１，８−２を昇圧モードから非昇圧モードへ切換える場面においては、車両１００の走行状態に応じて直ちにコンバータ８−１，８−２における昇圧動作を停止して蓄電部６−１，６−２を完全並列状態とすると、蓄電部６−１，６−２間の充放電電圧の電圧差に応じて、蓄電部６−１と蓄電部６−２との間を瞬間的に過大な電流が流れるという問題が生じ得る。

詳細には、昇圧モードの実行中においては、コンバータ８−１，８−２における昇圧動作が個別に制御されることから、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１と蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２との間には電圧差ΔＶｂ（＝｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜）が少なからず生じている。そのため、車両１００が停止状態となったことに応じて直ちに昇圧モードから非昇圧モードへの切換えを行なうと、その切換えタイミングにおいて、充放電電圧が相対的に高い蓄電部から充放電電圧が相対的に低い蓄電部に向かって、この電圧差ΔＶｂに応じた過大な電流が通過することになる。これにより、蓄電部６−１，６−２が過熱されて電池性能が劣化する、あるいは内部のヒューズが溶断するなどの損傷を受ける可能性がある。また、主正母線ＭＰＬ，主負母線ＭＮＬ〜コンバータ８−１，８−２〜蓄電部６−１，６−２の間を結ぶ電力線やコンバータ８−１，８−２を構成するトランジスタなどが熱破壊に至るおそれがある。

そのため、本実施の形態に従う電源システム１においては、昇圧モードの実行中に非昇圧モードへの切換えを行なう場合には、蓄電部６−１，６−２の充放電電圧の電圧差ΔＶｂを低減するようにコンバータ８−１，８−２における電圧変換動作を制御する、電圧差低減制御を実行する構成とする。そして、電圧差低減制御によって充放電電圧の電圧差ΔＶｂが過電流を抑制可能なレベルまで低減したことに応じて、コンバータ８−１，８−２を非昇圧モードに切換えるものとする。

以下、コンバータ８−１，８−２における電圧差低減制御について説明する。
図６は、電圧差低減制御におけるコンバータ８−１，８−２の状態を説明するための図である。

図６を参照して、蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２が蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１よりも高い場合においては、コンバータＥＣＵ２は、トランジスタＱ２Ｂをオンに維持することにより、コンバータ８−２における昇圧動作を停止させる。その一方で、コンバータＥＣＵ２は、コンバータ８−１については、降圧動作を制御するためのスイッチング指令ＰＷＣ１を生成する。これにより、蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２は、コンバータ８−２のダイオードＤ２Ｂを介して主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬへ供給される。そして、供給された蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２は、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーに応じて降圧されて蓄電部６−１へ供給される。

このとき、コンバータ８−１から蓄電部６−１へ供給される直流電力の平均電圧は、主正母線ＭＰＬ−主負母線ＭＮＬ間の直流電圧Ｖｂ２にトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーを乗じた値となることから、蓄電部６−１および蓄電部６−２間の充放電電圧の電圧差ΔＶｂが低減する。したがって、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーを徐々に増加させていくことで、電圧差ΔＶｂを過電流を抑制可能なレベルまで低減させることができる。

図７は、コンバータＥＣＵ２における電圧差低減制御を実現するための制御構造を示すフローチャートである。

図７を参照して、処理が開始されると、制御部２２（図３）は、モード決定部２０（図３）からの信号ＭＤに基づいて、昇圧モードから非昇圧モードへ切換えるための切換え要求が発生したか否かを判断する（ステップＳ１１）。

非昇圧モードへの切換え要求が発生している場合（ステップＳ１１においてＹＥＳの場合）には、制御部２２は、充放電電圧検出部１２−１，１２−２（図１）からの蓄電部６−１、６−２の充放電電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２に基づいて、充放電電圧値の電圧差ΔＶｂ（＝｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜）が所定の基準電圧Ｖｔｈよりも大きいか否かを判断する（ステップＳ１２）。なお、この所定の基準電圧Ｖｔｈは、蓄電部６−１，６−２を主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬに対して完全に並列接続させた状態（図５）で過電流が通過するのを抑制可能な電圧レベルに予め設定されている。

充放電電圧値の電圧差ΔＶｂが所定の基準電圧Ｖｔｈ以下の場合(ステップＳ１２においてＮＯの場合）には、制御部２２は、コンバータ８−１，８−２を非昇圧モードに制御する（ステップＳ１４）。この場合、スイッチング指令生成部２４，２６（図３）は、制御部２２からの信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２に応じて、コンバータ８−１，８−２のトランジスタＱ１Ｂ，Ｑ２Ｂをそれぞれオンに維持する。

これに対して、充放電電圧値の電圧差ΔＶｂが所定の基準電圧Ｖｔｈよりも大きい場合（ステップＳ１２においてＹＥＳの場合）には、制御部２２は、さらに、蓄電部６−１の充放電電圧値Ｖｂ１が蓄電部６−２の充放電電圧値Ｖｂ２よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ１３）。

充放電電圧値Ｖｂ１が充放電電圧値Ｖｂ２以下の場合（ステップＳ１３においてＮＯの場合）には、制御部２２は、スイッチング指令生成部２６に対して、コンバータ８−２のトランジスタＱ２Ｂをオンに維持するための信号ＣＴＬ２を出力する。その一方で、制御部２２は、スイッチング指令生成部２４に対しては、コンバータ８−１の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ１を出力する（ステップＳ１５）。

一方、充放電電圧値Ｖｂ１が充放電電圧値Ｖｂ２よりも大きい場合（ステップＳ１３においてＹＥＳの場合）には、制御部２２は、スイッチング指令生成部２４に対して、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂをオンに維持するための信号ＣＴＬ１を出力する。その一方で、制御部２２は、スイッチング指令生成部２６に対しては、コンバータ８−２の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ２を出力する（ステップＳ１６）。

図８は、コンバータＥＣＵ２におけるスイッチング指令の生成を実現するための制御構造を示すブロック図である。なお、図３に示すスイッチング指令生成部２４とスイッチング指令生成部２６とは同様の構成および動作であることから、図８では、スイッチング指令生成部２４の制御構造について例示して説明する。

図８を参照して、スイッチング指令生成部２４は、電圧指令演算部２４０と、減算部２４２，２４６と、比例制御部（ＰＩ）２４４と、選択部２４８と、ＰＷＭ信号変換部２５０とを含む。

電圧指令演算部２４０は、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１の目標値（電圧目標値）Ｖｂ１^＊を決定する。具体的には、電圧指令演算部２４０は、充放電電圧検出部１２−１，１２−２（図１）から充放電電圧値Ｖｂ１，Ｖｂ２を受けると、これらの電圧差ΔＶｂ（＝｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜）に基づいて電圧目標値Ｖｂ１^＊を決定する。このとき、電圧指令演算部２４０は、蓄電部８−２の充放電電圧Ｖｂ２を最終値として、電圧目標値Ｖｂ１^＊を徐々に増加させる。

減算部２４２は、電圧目標値Ｖｂ１^＊と蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１との差から電圧偏差を演算し、比例制御部（ＰＩ）２４４へ出力する。比例制御部２４４は、少なくとも比例要素（Ｐ：proportional element）および積分要素（Ｉ：integral element）を含んで構成され、入力された電圧偏差に応じた操作信号を減算部２４６へ出力する。

減算部２４６は、比例制御部２４４から出力された操作信号の符号を反転させ、入出力電圧値Ｖｈ／電圧目標値Ｖｂ１^＊（コンバータ８−１における理論降圧比の逆数）を加算して、デューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂを出力する。このデューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂは、降圧動作におけるコンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂ（図２）のオンデューティーを規定する制御指令である。

選択部２４８は、デューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂおよび値「１」を受け、制御部２２（図３）からの信号ＣＴＬ１に基づいていずれか１つを選択し、デューティー指令Ｔｏｎ１ＢとしてＰＷＭ信号変換部２５０へ出力する。なお、値「１」は、コンバータ８−１が制御停止状態に選択された場合に、デューティー指令Ｔｏｎ１Ｂを「１」、すなわちコンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂをオンに維持するために用いられる。

具体的には、選択部２４８は、制御部２２からトランジスタＱ１Ｂをオンに維持するための信号ＣＴＬ１を受けたときには値「１」を選択し、制御部２２からコンバータ８−１の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ１を受けたときにはデューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂを選択する。

ＰＷＭ信号変換部２５０は、図示しない発振部が発生する搬送波（キャリア波）とデューティー指令Ｔｏｎ１Ｂとを比較して、スイッチング指令ＰＷＣ１Ｂを生成する。

さらに、ＰＷＭ信号変換部２５０は、デューティー指令Ｔｏｎ１Ｂを用いて、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ａのオンデューティーを規定するためのデューティー指令Ｔｏｎ１Ａ（＝１−Ｔｏｎ１Ｂ）を演算する。そして、搬送波（キャリア波）とデューティー指令Ｔｏｎ１Ａとを比較して、スイッチング指令ＰＷＣ１Ａを生成する。

上述したように、コンバータ８−１について、コンバータＥＣＵ２は、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１についての電圧制御ループ、および「１」（制御停止）のいずれかを選択して、降圧動作を制御するためのスイッチング指令ＰＷＣ１を生成する。

なお、図３および図８に示すブロック図の機能は、各ブロックに相当する回路を含むようにコンバータＥＣＵ２を構成してもよいが、多くの場合、コンバータＥＣＵ２が予め設定されたプログラムに従って処理ルーチンを実行することで実現される。

このようにして、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１が蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２よりも低い場合には、コンバータ８−１における降圧動作を制御することによって充放電電圧の電圧差ΔＶｂを低減することができる。この降圧動作において、電圧目標値Ｖｂ１^＊は、蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２を最終値として、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１から上昇し始める。

しかしながら、電圧目標値Ｖｂ１^＊が蓄電部６−２の充放電電圧Ｖｂ２に非常に近くなると、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーが、たとえば０．９８と非常に大きくなる。そうすると、この０．９８のオンデューティーは、トランジスタＱ１Ａ、Ｑ１Ｂが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムにより侵食されるため、トランジスタＱ１Ｂをオンすべき期間を確保することができない。すなわち、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーにおいて、１．０に非常に近い領域では、デッドタイムによって本来のオンデューティーを確保できないという不具合が生じる。

そのため、蓄電部６−１，６−２間では充放電電圧の電圧差ΔＶｂが依然として残る。したがって、降圧動作が停止されたタイミングにおいてトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーが１．０に急に変化すると、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１が急激に増加することによって、蓄電部およびコンバータを過大な電流が通過するおそれがある。

そこで、本実施の形態では、降圧動作における電圧目標値Ｖｂ１^＊に基づいて演算されたトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーがデッドタイムの影響を受ける場合には、図９に示す関係に従って、スイッチング指令ＰＷＣ１Ａ，ＰＷＣ１Ｂの生成に用いる搬送波（キャリア波）の周波数（以下、単に「キャリア周波数」とも称す）ｆｃを低下させる構成とする。本構成によれば、キャリア周波数ｆｃを低下させることで、キャリア周波数ｆｃによって決定される制御周期長が長くなることから、該制御周期長に占めるデッドタイムの割合を小さくして、本来のオンデューティーを確保することが可能となる。

図９は、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図である。

図９を参照して、キャリア周波数ｆｃが所定の周波数ｆ１であるときに、デッドタイムの影響を受けないトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーの最大値（以下、最大オンデューティーとも称す）Ｄ＿ｍａｘ１は、キャリア周波数ｆｃ（＝ｆ１）によって決定される制御周期長ＴおよびトランジスタＱ１Ａ，Ｑ１ＢのデッドタイムＤｔを用いて、式（１）により演算することができる。

Ｄ＿ｍａｘ１＝（Ｔ−Ｄｔ）／Ｔ （１）
なお、式（１）において、Ｔ−Ｄｔは、制御周期長ＴからデッドタイムＤｔを減算した実効制御周期長を表わす。

すなわち、電圧目標値Ｖｂ１^＊に基づいて演算されたトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーが、最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ１を上回る場合には、当該オンデューティーがデッドタイムの影響を受けることから、本来のオンデューティーを確保することが不可能となる。

これに対しては、オンデューティーが最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ１を上回る領域において、オンデューティーの増加に伴なってキャリア周波数ｆｃが低くなるようにキャリア周波数ｆｃを変化させるものとする。この結果、上記式（１）における制御周期長Ｔが長くなることから、実質的に最大オンデューティーを大きくして、より１．０に近づけることができる。

なお、図９に示す関係において、キャリア周波数ｆｃには下限周波数ｆ２（＜ｆ１）が予め設定されている。これは、キャリア周波数ｆｃが低いほどデッドタイムの影響を低減するのに有効であるが、一方で、トランジスタＱ１Ａのオン期間の増加に伴なってインダクタＬ１に印加される電流が増加すると、インダクタＬ１のコア中に発生する磁束が飽和し、インダクタＬ１のインダクタンスが低下するという問題が発生するためである。インダクタＬ１のインダクタンスが低下すると、過大な電流がコンバータ８−１を通過するため、電圧差低減制御を行なう本来の意義（過電流防止）が損なわれることになる。そのため、この下限周波数ｆ２は、インダクタＬ１を流れる電流が、インダクタＬ１のコアを磁化不飽和に維持可能な電流値となるように設定される。

図１０は、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂを制御するスイッチング指令ＰＷＣ１のタイミングチャートである。

図１０を参照して、タイミングｔ０でコンバータ８−１における降圧動作が開始されると、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂは、キャリア周波数ｆｃ（＝ｆ１）で決まる制御周期長Ｔにおいて所定のデューティー比でオン・オフされる。各制御周期長Ｔにおいては、トランジスタＱ１Ａ，Ｑ１Ｂが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが設けられている。

タイミングｔ０以降において、コンバータ８−１の電圧目標値Ｖｂ１^＊が蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１から上昇し始めると、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーも増加し始める。そして、タイミングｔ１においてトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーが最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ１に到達すると、コンバータＥＣＵ２は、図９に示すトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーとキャリア周波数との関係に従って、キャリア周波数ｆｃを所定の周波数ｆ１から低下させる。これにより、タイミングｔ１以降において、制御周期長は、タイミングｔ０からタイミングｔ１までの制御周期長Ｔから増加し始める。

やがて、キャリア周波数ｆｃが図９の下限周波数ｆ２に到達すると、タイミングｔ２において、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーは１．０に固定される。

図１１は、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーおよび蓄電部６−１，６−２の充放電電圧の電圧差ΔＶｂ（＝｜Ｖｂ１−Ｖｂ２｜）のタイミングチャートである。

図１１を参照して、タイミングｔ０でコンバータ８−１の降圧動作が開始されると、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーは、図中のラインｋ１で示すように、電圧目標値Ｖｂ１^＊の上昇に伴なって増加する。これにより、図中のラインｋ３で示すように、蓄電部６−１，６−２間の電圧差ΔＶｂが減少し始める。そして、タイミングｔ１においてトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーが最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ１に到達すると、キャリア周波数ｆｃが所定周波数ｆ１から低下し始める。したがって、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーは、最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ１からさらに増加し、１．０に近付いていく。そして、タイミングｔ２において、キャリア周波数ｆｃが下限周波数ｆ２に到達すると、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーは、１．０に固定される。このとき、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１は、下限周波数ｆ２での最大オンデューティーＤ＿ｍａｘ２で決まる電圧レベルまで上昇しているため、蓄電部６−１，６−２間の電圧差ΔＶｂは、タイミングｔ１での電圧差ΔＶｂよりも小さくなっている。その結果、タイミングｔ２で降圧動作を停止して非昇圧モードに移行したときに過大な電流が通過するのを確実に抑制することができる。

なお、図１１には、比較のために、タイミングｔ１において、トランジスタＱ１Ｂのオンデューティーを１．０に固定した場合の蓄電部６−１，６−２間の電圧差ΔＶｂの変化が示されている（図中のラインｋ３，ｋ４参照）。これによれば、蓄電部６−１，６−２間の電圧差ΔＶｂが大きいことから、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１の急激な増加によって過大な電流が流れることが明らかである。

このように、本実施の形態に従う電源システム１によれば、コンバータ８−１，８−２を昇圧モードから非昇圧モードに切換える際に、蓄電部６−１，６−２間の充放電電圧の差ΔＶｂに起因してシステム内部に過大な電流が通過するのを抑制することができる。その結果、過大な電流に対する電源システムの保護を厚くできるため、全体的なエネルギー効率をより一層向上させることが可能となる。

図１２は、コンバータＥＣＵ２におけるスイッチング指令の生成を実現するための制御構造を示すフローチャートである。なお、図１２に示す各ステップの処理は、スイッチング指令生成部２４（図３）が図８に示す各制御ブロックとして機能することで実現される。

図１２を参照して、処理が開始されると、スイッチング指令生成部２４は、蓄電部６−１の充放電電圧Ｖｂ１の電圧目標値Ｖｂ１^＊を設定する（ステップＳ２１）。さらに、第１スイッチング指令生成部２４は、設定した電圧目標値Ｖｂ１^＊に基づいて、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ｂのデューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂを演算する（ステップＳ２２）。

次に、スイッチング指令生成部２４は、制御部２２からコンバータ８−１の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ１を受けているか否かを判断する（ステップＳ２３）。

制御部２２からコンバータ８−１の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ１を受けている場合（ステップＳ２３においてＹＥＳの場合）には、スイッチング指令生成部２４は、トランジスタＱ１Ｂのデューティー指令Ｔｏｎ１Ｂとして、デューティー指令＃Ｔｏｎ１Ｂを選択する（ステップＳ２４）。

一方、制御部２２からコンバータ８−１の降圧動作を制御するための信号ＣＴＬ１を受けていない場合、すなわち、制御部２２からトランジスタＱ１Ｂをオンに維持するための信号ＣＴＬ１を受けている場合（ステップＳ２３においてＮＯの場合）には、スイッチング指令生成部２４は、トランジスタＱ１Ｂのデューティー指令Ｔｏｎ１Ｂとして、値「１」を選択する（ステップＳ２５）。

そして、スイッチング指令生成部２４は、デューティー指令Ｔｏｎ１Ｂに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する（ステップＳ２６）。具体的には、スイッチング指令生成部２４は、図９のトランジスタＱ１Ｂのオンデューティーとキャリア周波数ｆｃとの関係を予めキャリア周波数設定用マップとして格納しておき、デューティー指令Ｔｏｎ１Ｂが設定されると、該キャリア周波数設定用マップから対応するキャリア周波数ｆｃを抽出する。

最後に、スイッチング指令生成部２４は、設定されたキャリア周波数ｆｃを有するキャリア波とデューティー指令Ｔｏｎ１Ｂとを比較して、スイッチング指令ＰＷＣ１Ｂを生成する。また、スイッチング指令生成部２４は、デューティー指令Ｔｏｎ１Ｂを用いて、コンバータ８−１のトランジスタＱ１Ａのオンデューティーを規定するためのデューティー指令Ｔｏｎ１Ａ（＝１−Ｔｏｎ１Ｂ）を演算する。そして、キャリア波とデューティー指令Ｔｏｎ１Ａとを比較して、スイッチング指令ＰＷＣ１Ａを生成する（ステップＳ２７）。

なお、スイッチング指令生成部２６（図３）についても、上述したスイッチング指令生成部２４と同様の制御構造に従ってスイッチング指令ＰＷＣ２Ａ，ＰＷＣ２Ｂが生成される。したがって、その詳細な説明は繰り返さない。

本発明の実施の形態においては、駆動力発生部３が「負荷装置」に相当し、主正母線ＭＰＬおよび主負母線ＭＮＬが「電力線対」に相当し、コンバータ８−１，８−２が「複数の電圧変換部」に相当する。そして、コンバータＥＣＵ２が「制御装置」を実現する。

なお、本発明の実施の形態においては、電源システムを、２台のコンバータおよび蓄電部を有する構成としたが、３台以上のコンバータおよび蓄電部から構成される場合であっても、非昇圧モードへの切換え要求を受けたことに応じて、相対的に充放電電圧が高い蓄電部に対応するコンバータを制御停止する一方で、相対的に充放電電圧が低い蓄電部に対応するコンバータに降圧動作を実行させることにより、上述した効果と同様の効果を発揮させることができる。すなわち、電源システムを構成する複数の蓄電部およびコンバータに過大な電流が通過するのを抑制しつつ、全体的なエネルギー効率を向上させることが可能となる。

また、本発明の実施の形態においては、負荷装置の一例として、２つのモータジェネレータを含む駆動力発生部を用いる構成について説明したが、モータジェネレータの数は制限されない。さらに、負荷装置としては、車両の駆動力を発生する駆動力発生部に限られず、電力を消費する負荷にも適用することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に従う電源システムを備える車両の要部を示す概略構成図である。 本発明の実施の形態に従うコンバータの概略構成図である。 コンバータＥＣＵにおけるスイッチング指令（昇圧動作）の生成を実現するためのブロック図である。 コンバータＥＣＵにおけるコンバータの制御モードの決定動作を説明するためのフローチャートである。 非昇圧モードにおけるコンバータの状態を説明するための図である。 電圧差低減制御におけるコンバータの状態を説明するための図である。 コンバータＥＣＵにおける電圧差低減制御を実現するための制御構造を示すフローチャートである。 コンバータＥＣＵにおけるスイッチング指令の生成を実現するための制御構造を示すブロック図である。 コンバータのトランジスタのオンデューティーとキャリア周波数との関係を示す図である。 コンバータのトランジスタを制御するスイッチング指令のタイミングチャートである。 コンバータのトランジスタのオンデューティーおよび蓄電部の充放電電圧の電圧差のタイミングチャートである。 コンバータＥＣＵにおけるスイッチング指令の生成を実現するための制御構造を示すフローチャートである。

符号の説明

１ 電源システム、２ コンバータＥＣＵ、３ 駆動力発生部、４ 電池ＥＣＵ、６−１，６−２ 蓄電部、８−１，８−２ コンバータ、１０−１，１０−２ 充放電電流検出部、１２−１，１２−２ 充放電電圧検出部、１４−１，１４−２ 温度検出部、１６ 入出力電流検出部、１８ 入出力電圧検出部、２０ モード決定部、２２ 制御部、２４，２６ スイッチング指令生成部、３０−１，３０−２ インバータ、３２ 駆動ＥＣＵ、３４−１，３４−２ モータジェネレータ、３６ 動力伝達機構、３８ 駆動軸、４０−１，４０−２ チョッパ回路、１００ 車両、２４０ 電圧指令演算部、２４２，２４６ 減算部、２４４ 比例制御部、２４８ 選択部、２５０ ＰＷＭ信号変換部、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１Ａ，Ｄ１Ｂ，Ｄ２Ａ，Ｄ２Ｂ ダイオード、Ｌ１，Ｌ２ インダクタ、ＬＮ１Ａ，ＬＮ２Ａ 正母線、ＬＮ１Ｂ，ＬＮ２Ｂ 配線、ＬＮ１Ｃ，ＬＮ２Ｃ 負母線、ＭＮＬ 主負母線、ＭＰＬ 主正母線、Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ，Ｑ２Ａ，Ｑ２Ｂ トランジスタ。

Claims (5)

1. 各々が充放電可能に構成された複数の蓄電部を備えた電源システムであって、
   負荷装置と前記電源システムとの間で電力を授受可能に構成された電力線対と、
   前記複数の蓄電部と前記電力線対との間にそれぞれ設けられ、各々が対応の前記蓄電部と前記電力線対との間で電圧変換動作を行なう複数の電圧変換部と、
   前記複数の電圧変換部における電圧変換動作を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の電圧変換部の各々は、前記電力線対の間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換動作を行ない、
   前記制御装置は、
   前記複数の電圧変換部を、前記複数の電圧変換部の各々が電圧変換動作を停止するように制御する第１の制御モード、および前記複数の電圧変換部の少なくとも１つが電圧変換動作を行なうように制御する第２の制御モードのいずれかに設定するためのモード設定手段と、
   前記モード設定手段によって、前記第２の制御モードに設定された前記複数の電圧変換部が前記第１の制御モードに切換えられた場合に、前記複数の蓄電部の間で充放電電圧の電圧差が所定の基準値を下回ったことに応じて、前記複数の電圧変換部における電圧変換動作を停止する電圧変換制御手段とを含み、
   前記電圧変換制御手段は、
   前記電圧差が前記所定の基準値以上となる場合には、前記複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が高い第１の蓄電部からの電圧が直接的に前記電力線対に出力されるように対応の電圧変換部における電圧変換動作を停止させるとともに、前記複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が低い第２の蓄電部が前記第１の蓄電部からの電圧で充電されるように対応の電圧変換部における降圧動作を制御する電圧差低減手段を含み、
   前記電圧差低減手段は、
   前記第２の蓄電部に対応する電圧変換部において、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのキャリア周波数を第１の周波数に設定するとともに、前記第１の周波数によって決まる制御周期長と前記第１のスイッチング素子のオン期間長との比である第１のオンデューティーを増加させる第１のスイッチング指令生成手段と、
   前記制御周期長から前記第１および第２のスイッチング素子がともにオフ状態となるデッドタイムを減算した実効制御周期長を前記制御周期長で除算した値を最大オンデューティーとして予め設定するとともに、前記第１のスイッチング指令生成手段において前記第１のオンデューティーが前記最大オンデューティーに達した場合には、前記キャリア周波数を前記第１の周波数から低下させる第２のスイッチング指令生成手段とを含む、電源システム。
2. 前記複数の電圧変換部の各々は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続されるインダクタをさらに含み、
   前記第２のスイッチング指令生成手段は、前記第１の周波数よりも低い第２の周波数を下限周波数として前記キャリア周波数を低下させ、
   前記第２の周波数は、前記インダクタを流れる電流が、前記インダクタのコアを磁化不飽和に維持可能な電流値となるように設定される、請求項１に記載の電源システム。
3. 前記モード設定手段は、前記負荷装置の前記電源システムに対する要求電力が所定の閾値を下回るときには、前記複数の電圧変換部を前記第１の制御モードに設定する、請求項２に記載の電源システム。
4. 前記負荷装置は、前記電源システムから前記電力線対を介して供給される電力を受けて車両の駆動力を発生する駆動力発生部を含み、
   前記モード設定手段は、前記車両が停止状態のときには、前記複数の電圧変換部を前記第１の制御モードに設定する、請求項２に記載の電源システム。
5. 各々が充放電可能に構成された複数の蓄電部を備えた電源システムと、
   前記電源システムから供給される電力を受けて駆動力を発生する駆動力発生部とを備える車両であって、
   前記電源システムは、
   前記駆動力発生部と前記電源システムとの間で電力を授受可能に構成された電力線対と、
   前記複数の蓄電部と前記電力線対との間にそれぞれ設けられ、各々が対応の前記蓄電部と前記電力線対との間で電圧変換動作を行なう複数の電圧変換部と、
   前記複数の電圧変換部における電圧変換動作を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の電圧変換部の各々は、前記電力線対の間に直列接続される第１および第２のスイッチング素子を含み、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作により電圧変換動作を行ない、
   前記制御装置は、
   前記複数の電圧変換部を、前記複数の電圧変換部の各々が電圧変換動作を停止するように制御する第１の制御モード、および前記複数の電圧変換部の少なくとも１つが電圧変換動作を行なうように制御する第２の制御モードのいずれかに設定するためのモード設定手段と、
   前記モード設定手段によって、前記第２の制御モードに設定された前記複数の電圧変換部が前記第１の制御モードに切換えられた場合に、前記複数の蓄電部の間で充放電電圧の電圧差が所定の基準値を下回ったことに応じて、前記複数の電圧変換部における電圧変換動作を停止する電圧変換制御手段とを含み、
   前記電圧変換制御手段は、
   前記電圧差が前記所定の基準値以上となる場合には、前記複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が高い第１の蓄電部からの電圧が直接的に前記電力線対に出力されるように対応の電圧変換部における電圧変換動作を停止させるとともに、前記複数の蓄電部のうち相対的に充放電電圧が低い第２の蓄電部が前記第１の蓄電部からの電圧で充電されるように対応の電圧変換部における降圧動作を制御する電圧差低減手段を含み、
   前記電圧差低減手段は、
   前記第２の蓄電部に対応する電圧変換部において、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御するためのキャリア周波数を第１の周波数に設定するとともに、前記第１の周波数によって決まる制御周期長と前記第１のスイッチング素子のオン期間長との比である第１のオンデューティーを増加させる第１のスイッチング指令生成手段と、
   前記制御周期長から前記第１および第２のスイッチング素子がともにオフ状態となるデッドタイムを減算した実効制御周期長を前記制御周期長で除算した値を最大オンデューティーとして予め設定するとともに、前記第１のスイッチング指令生成手段において前記第１のオンデューティーが前記最大オンデューティーに達した場合には、前記キャリア周波数を前記第１の周波数から低下させる第２のスイッチング指令生成手段とを含む、車両。

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