JP2009207247A - 電動機制御装置及びパワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 部品点数を抑制することができる電動機制御装置、パワーステアリング装置を提供すること。
【解決手段】 ブラシレスモータのトルク目標値と回転軸の回転軸速度とからブラシレスモータを制御する電流目標値を演算し、電流目標値と電源の電流値との差に基づいて、ブラシレスモータを駆動する電圧目標値を演算するようにした。
【選択図】 図４

Description

本発明は、ブラシレスモータを制御する電動機制御装置およびブラシレスモータを用いたパワーステアリング装置に関する。

この種の技術としては、特許文献１に記載の技術が開示されている。
この公報では、3相ブラシレスモータを制御するためにu,v,wの各相の電流値を検出しているものが開示されている。
特開２００５−２６３０５４号公報

しかしながら、上記従来技術にあっては、各相の電流値を検出するためには、少なくとも2相の電流を直接検出する電流センサを設ける必要があり、部品点数が増大する問題があった。

本発明は、上記問題に着目してなされたもので、その目的とするところは、部品点数を抑制することができる電動機制御装置、パワーステアリング装置を提供することである。

上記目的を達成するため、本発明においては、ブラシレスモータのトルク目標値と回転軸の回転軸速度とからブラシレスモータを制御する電流目標値を演算し、電流目標値と電源の電流値との差に基づいて、ブラシレスモータを駆動する電圧目標値を演算するようにした。

よって本願第１の発明、第２の発明、第３の発明においては、センサの数を少なくすることができ、コストの増大を抑制することができる。

以下、本発明の電動機制御装置及びパワーステアリング装置を実現する最良の形態を説明する。

まず、構成について説明する。
［電動パワーステアリング装置の構成］
図１は、電動パワーステアリング装置１のシステム構成図である。
電動パワーステアリング装置１は、機械的構成としてドライバが操舵を行うステアリングホイール２と、ステアリングホイール２から操舵力が入力される入力軸３と、操舵トルクに対してアシストトルクを付与するパワーアシストユニット５と、回転方向の移動を軸方向の移動に変換するピニオン７およびラック８（操舵機構）と、ラック８の軸方向の移動により転舵される転舵輪９とを有する。

また電気的構成としてドライバの操舵トルクを検出するトルクセンサ４と、車速を検出する車速センサ１０と、電源１１の電流を検出する電源電流センサ１２と、電源１１の電圧を検出する電源電圧センサ１４と、後述するブラシレスモータ５０の回転角を検出する回転角センサ１５と、パワーアシストユニット５を制御する電子コントロールユニット（以下、ECU）６と、ECU６の制御値に基づいてパワーアシストユニット５に供給する電流を制御するインバータ１３とを有する。

パワーアシストユニット５は、アシストトルクを発生させるブラシレスモータ５０と、ブラシレスモータ５０のアシストトルクが伝達されるウォームシャフト５１と、ウォームシャフト５１を噛み合いブラシレスモータ５０からのアシストトルクをピニオン７に伝達するウォームホイール５２とを有する。

ECU６は、トルクセンサ４から操舵トルク情報と、車速センサ１０から車速情報と、電源電流センサ１２から電源１１の電流Ipwrと、電源電圧センサ１４から電源１１の電圧Vpwrと、回転角センサ１５からブラシレスモータ５０の回転角情報とを入力し、ブラシレスモータ５０を駆動する目標電圧V*を演算して、この目標電圧V*をインバータ１３に出力する。

インバータ１３はブリッジ回路から構成され、ECU６から目標電圧V*を入力し、この目標電圧V*に基づいて、電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流をパルス幅変調制御する。

［電流・電圧の座標変換］
ブラシレスモータ５０は3相交流(U-V-W)で制御されるが、ECU６内では２相直流(d-q)を用いて目標電流や目標電圧を演算している。まず、3相交流と２相直流への座標変換とd-q軸合成ベクトルについて説明する。以下では電流について説明しているが、電圧についても同様に扱うことができる。

図２（ａ）は3相交流(U-V-W)から2相交流(α-β)への座標変換、図２（ｂ）は2相交流(α-β)から2相直流(d-q)への座標変換について説明する図、図３は2相直流の合成ベクトルについて説明する図である。

図２（ａ）に示すように、U,V,W軸は隣り合う軸と(2/3)πの角度を成し、α軸はU軸と同じ方向に、β軸はα軸に対して(1/2)πの角度を成している固定軸である。U,V,W軸の電流値をそれぞれIu,Iv,Iw、α,β軸の電流値をそれぞれIα,Iβとすると3相交流から2相交流への座標変換は次の式(1),(2)で表される。

また、図２（ｂ）に示すようにd,q軸は(1/2)πの角度を成す回転軸である。d,q軸の電流値をそれぞれId,Iq、α軸とd軸の成す角をθとすると、2相交流から2相直流への座標変換は次の式(3),(4)で表される。

また図３に示すように、2相直の合成ベクトルは、q軸に対してθofs（オフセット角）を成す。この合成ベクトルの大きさIdqとオフセット角θofsは次の式(5),(6)で表される。

以上の関係を用いて、次にECU６内で行われる演算について説明する。

［電流目標値と電源電流値について］
図４はECU６の制御ブロック図である。ECU6では、インバータ１３からブラシレスモータ５０に供給する供給電流Idqrealを目標電流Idq*にフィードバックして、目標電圧Vdq*を演算している。

ここで直接ブラシレスモータ５０に供給される３相の供給電流Iu,Iv,Iwを検出すると後述する問題点が発生する。
そこで実施例１では、電源１１からインバータ１３に供給される電源電流Ipwrから供給電流Idqを求めている。

次に電源電流Ipwrから供給電流Idqを求める方法について説明する。
図５はインバータ１３のブリッジ回路図である。電源１１からインバータ１３に供給される電源電圧をVpwr、電源電流をIpwrとすると、電源１１からインバータ１３に供給される電力Ppwrは次の式（7）で示される。

インバータ１３のブリッジ回路内の消費電力Pbrgは、各相電流の波高値の1/2をIc、各相電圧の波高値の1/2をVcとすると次の式(8)で表される。

ここでPpwr=Pbrgであるため、電流Icは次の式(9)で表される。

またd-q軸の合成ベクトルの大きさは相電流・電圧の波高値の1/2であるため、式(9)は次の式(10)で表される。

ここで電圧変調率Kmは次の式(11)で表される。

よって、式(10)は次の式(12)に変換される。

したがって、ブラシレスモータ５０への供給電流Idqは、電圧変調率が分かれば電源電流Ipwrから求めることができる。

［ECUの制御ブロック］
図４に戻り、ECU６の制御ブロック図について説明する。ECU6は、目標電流演算部６０と、合成ベクトル・オフセット角算出部６１と、目標電圧演算部６２と、相互干渉電圧補償制御部６３と、2相-3相変換部６４と、位相角検出部６５と、速度検出部６６と、電流方向補正部６７と、乗除算部６９ａ，６９ｂと、加減算部６９ｃとを有する。なお、電流方向補正部６７と乗除算部６９ａ，６９ｂとによって供給電流演算部９０を構成する。

乗除算部６９ａは、電源電圧センサ１４が検出した電源電圧Vpwrと後述する目標電圧演算部６２から目標電圧Vdq*を入力し、電圧変調率Kmを演算して、乗除算部６９ｂに出力する。電圧変調率Kｍは次の式(13)で求められる。

乗除算部６９ｂは、電源電流センサ１２が検出した電源電流Ipwrと電圧変調率Kmを入力し、供給電流Idqを演算して、電流方向補正部６７に出力する。供給電流Idqは次の式(14)で求められる。

電流方向補正部６７は、供給電流Idqと後述する目標電圧演算部６２から目標電圧Vdq*を入力し、実供給電流Idqrealを算出して、加減算部６９ｃに出力する。実供給電流Idqrealは次の式(15)で求められる。

なお、sign(Vdq)はVdqが正のときに「1」、Vdqが負のときに「-1」を出力する関数である。

位相角検出部６５は、回転角センサ１５から回転角センサ信号を入力し、回転角センサ信号から位相角θを演算して、2相-3相変換部６４と速度検出部６６に出力する。
速度検出部６６は、位相角θを入力し、位相角θから角速度ωを算出して、目標電流演算部６０と相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。

目標電流演算部６０は、トルク目標値と角速度ωを入力し、目標電流Id*,Iq*を演算して、合成ベクトル・オフセット角算出部６１と相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。なおトルク目標値は、ドライバの操舵トルクや車速等に応じて演算している。

合成ベクトル・オフセット角算出部６１は、目標電流Id*,Iq*を入力し、目標電流Id*,Iq*の合成ベクトルの電流Idq*を演算して、加減算部６９ｃに出力する。また合成ベクトル・オフセット角算出部６１は、オフセット角θofsを演算し、相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。目標電流Idq*とオフセット角θofsは前述の式(5),(6)により演算される。

加減算部６９ｃは、目標電流Idq*と実供給電流Idqrealとを入力し、目標電流Idq*と実供給電流Idqrealとの差分を演算して、目標電圧演算部６２に出力する。

目標電圧演算部６２では、目標電流Idq*と供給電流Idqrealとの差分を入力し、PI制御を行って目標電圧Vdq*を演算して、相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。

相互干渉電圧補償制御部６３では、目標電流Id*,Iq*、目標電圧Vdq*、オフセット角θofsを入力し、逆起電圧を考慮した相互干渉電圧補償を行った目標電圧Vd**,Vq**（以下、補償目標電圧）を算出して、2相-3相変換部６４に出力する。補償目標電圧Vd**,Vq**は次の式(16),(17),(18),(19)で求められる。

なお、Lsはブラシレスモータ５０のコイルのインダクタンス、Φgmはブラシレスモータ５０の磁石の界磁磁束である。またω・Φgmは逆起電圧、ω・Id*・Ls,ω・Iq*・Lsはd軸電流、q軸電流の相互干渉項である。

2相-3相変換部６４は、位相角θと補償目標電圧Vd**,Vq**を入力し、３相の目標電圧Vu*,Vv*,Vw*を演算して、インバータ１３に出力する。
インバータ１３は、目標電圧Vu*,Vv*,Vw*に基づいて電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流をパルス幅変調制御する。

［３相の供給電流を検出する場合］
図６は、ブラシレスモータ５０に供給される３相の供給電流値を直接検出する構成とした場合のECU６'の制御ブロック図である。このECU6'では、相電流センサ７３により各相の相電流を検出した点で実施例１のECU６と異なる。以下、実施例１のECU6と異なる部分のみ説明する。

3相-2相変換部７４では、相電流センサ７３が検出したU相、V相の実供給電流Iureal,Ivrealと、位相角検出部６５が検出した位相角θを入力し、ｄ軸、q軸の実供給電流Iqreal,Idrealを演算する。そして、d軸の実供給電流Idrealを加減算部７０ａへ、q軸の実供給電流Iqrealを加減算部７０ｂへ出力する。

加減算部７０ａは、目標電流Id*と実供給電流Idrealとを入力し、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を演算して、ｄ軸電圧目標演算部７１ａに出力する。
加減算部７０ｂは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとを入力し、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を演算して、q軸電圧目標演算部７１ｂに出力する。

ｄ軸電圧目標演算部７１ａでは、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を入力し、PI制御を行ってd軸の目標電圧Vd*を演算して、相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。
q軸電圧目標演算部７１ｂでは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を入力し、PI制御を行ってq軸の目標電圧Vq*を演算して、相互干渉電圧補償制御部６３に出力する。

相互干渉電圧補償制御部７５では、目標電圧Vd*,Vq*、実供給電流Idreal,Iqreal、角速度ωを入力して、補償目標電圧Vd**,Vq**を演算する。

（問題点）
ブラシレスモータ５０に供給される３相の供給電流値を直接検出する構成とした場合の次のような問題点がある。

(i)図７は各相の電流の大きさを示す図である。３相の供給電流値を直接検出する場合、相電流センサ７３は各相の電流の波高値のレンジを有する必要があるため、レンジが広く充分な分解能を確保することができない。
また、交流電流を検出する必要があり検出電流に位相角情報も含まれるため、分解能の粗さによる誤差の影響が、トルク振動や電流制御ノイズとなり発生する。

(ii)図８は相電流センサ７３の各相のオフセットのばらつきがある場合の各相の検出電流（図８（ａ））とブラシレスモータ５０の目標電流（図８（ｂ））を示す図である。例えば相電流センサ７３のＵ相とＷ相の0点とV相の0点との間にオフセットのばらつきがあった場合（図８（ａ））、ECU6ではこのオフセットのばらつきを相殺するように目標電圧を求める。この目標電圧に基づいてブラシレスモータ５０を制御すると、オフセットのばらつきを含んだ電流が、モータの電気角の１次の周期でブラシレスモータ５０に流れるため、オフセットのバラツキの２倍の幅を持つトルクリプルが発生する。

(iii)図９は、インバータ１３とブラシレスモータ５０との間にシャント抵抗SR1〜SR3を設けた図である。各相の電流値を検出するためにシャント抵抗SRを設けた場合、負荷のバランスを確保するために、3相全てにシャント抵抗SRを設ける必要がある。この場合、シャント抵抗SR分の負荷が増えることで出力効率が悪くなり、またシャント抵抗SRで発熱する。

(iv)ホールCTセンサを用いた場合シャント抵抗を設ける必要はないが、システムが高価になる。
(v)ブラシレスモータ５０が高速回転を行う場合、サンプリングレートが追従できず、位相検出との誤差が大きくなり、トルク変動を生じる。

［作用］
実施例１では、電源電流センサ１２により電源１１からインバータ１３へ供給する電源電流Ipwrを検出し、電源電流Ipwrを用いてインバータ１３からブラシレスモータ５０に供給する供給電流Idqrealを演算するようにした。更に、目標電流演算部６０が演算した目標電流Idq*と供給電流Idqrealとの差に基づいて、目標電圧演算部６２において目標電圧Vdq*を演算し、インバータ１３は目標電圧Vdq*に基づいて電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流を制御することとした。

そのため、電源電流センサ１２は直流電流を検出するため検出レンジを狭く設定することができ、充分な分解能を得ることができる。
また１個のセンサにより電流を検出するため、相電流センサ７３のようにオフセットのばらつきが生じることがなく、トルクリプルの発生を抑制することができる。

また１個のセンサにより電流を検出するため、シャント抵抗を用いた場合であっても抵抗値を小さくすることができる。なお、電源電流Ipwrを検出した場合は、３相の供給電流値Iu,Iv,Iwを直接検出した場合に比べて抵抗値は1/2となる。

また、シャント抵抗を用いた場合であっても、特に低回転時は変調率が低く３相の供給電流値Iu,Iv,Iwの変動幅に対して電源電流Ipwrの変動幅が小さいため、シャント抵抗における発熱が少なく、高い効率を得ることができる。

また、直流電流で検出し制御できるため、ブラシレスモータ５０が高速回転を行う場合であっても、サンプリングレートを高くする必要がなく、電源電流センサ１２の回路構成を簡素にすることができる。

更に実施例１では、相互干渉電圧補償制御部６３においてブラシレスモータ５０内で発生する逆起電力とｄ軸電流とq軸電流の相互干渉項を求め、目標電圧Vdq*を補正して。補償目標電圧Vd**,Vq**を演算した。インバータ１３は、補償目標電圧Vd**,Vq**に応じて供給電流Iu,Iv,Iwを制御するようにした。
よって、ブラシレスモータ５０を高い精度で制御することができる。

［効果］
（１）実施例１のECU６においては、電源電流センサ１２により電源１１からインバータ１３へ供給する電源電流Ipwrを検出し、電源電流Ipwrを用いてインバータ１３からブラシレスモータ５０に供給する供給電流Idqrealを演算するようにした。更に、目標電流演算部６０が演算した目標電流Idq*と供給電流Idqrealとの差に基づいて、目標電圧演算部６２において目標電圧Vdq*を演算し、インバータ１３は目標電圧Vdq*に基づいて電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流を制御することとした。
そのため、１個のセンサにより電流を検出することができコストの増大を抑制することができる。

（２）実施例１のECU６においては、電源電流センサ１２により電源１１からインバータ１３へ供給する電源電流Ipwrを検出し、電源電流Ipwrを用いてインバータ１３からブラシレスモータ５０に供給する供給電流Idqrealを演算するようにした。更に、目標電流演算部６０が演算した目標電流Idq*と供給電流Idqrealとの差に基づいて、目標電圧演算部６２において目標電圧Vdq*を演算し、インバータ１３はパルス幅変調制御により目標電圧Vdq*に基づいて電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流を制御することとした。
そのため、１個のセンサにより電流を検出することができコストの増大を抑制することができる。

（３）実施例１のECU６においては、相互干渉電圧補償制御部６３においてブラシレスモータ５０内で発生する逆起電力とｄ軸電流とq軸電流の相互干渉項を求め、目標電圧Vdq*を補正して。補償目標電圧Vd**,Vq**を演算した。インバータ１３は、補償目標電圧Vd**,Vq**に応じて供給電流Iu,Iv,Iwを制御するようにした。
よって、ブラシレスモータ５０を高い精度で制御することができる。

（４）実施例１の電動パワーステアリング装置１においては、電源電流センサ１２により電源１１からインバータ１３へ供給する電源電流Ipwrを検出し、電源電流Ipwrを用いてインバータ１３からブラシレスモータ５０に供給する供給電流Idqrealを演算するようにした。更に、目標電流演算部６０が演算した目標電流Idq*と供給電流Idqrealとの差に基づいて、目標電圧演算部６２において目標電圧Vdq*を演算し、インバータ１３は目標電圧Vdq*に基づいて電源１１からブラシレスモータ５０に供給する電流を制御することとした。
そのため、１個のセンサにより電流を検出することができコストの増大を抑制することができる。

（５）実施例１の電動パワーステアリング装置１においては、相互干渉電圧補償制御部６３においてブラシレスモータ５０内で発生する逆起電力とｄ軸電流とq軸電流の相互干渉項を求め、目標電圧Vdq*を補正して。補償目標電圧Vd**,Vq**を演算した。インバータ１３は、補償目標電圧Vd**,Vq**に応じて供給電流Iu,Iv,Iwを制御するようにした。
よって、ブラシレスモータ５０を高い精度で制御することができる。

［他の実施例］
以上、本願発明を実施例１に基づいて説明してきたが、各発明の具体的な構成は各実施例に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があっても、本発明に含まれる。

例えば実施例１では、目標電流Id*,Iq*の合成ベクトルIdq*を演算し、目標電流Idq*に実供給電流の合成ベクトルIdqrealをフィードバックしていたが、実供給電流の合成ベクトルIdqrealを分解して実供給電流Idreal,Iqrealを目標電流Id*,Iq*にフィードバックするようにしても良い。

図１０は、実供給電流の合成ベクトルIdqrealを分解して実供給電流Idreal,Iqrealを目標電流Id*,Iq*にフィードバックするようにしたECU6の制御ブロック図である。

以下、実施例１と異なる点のみ説明する。
合成ベクトル計算部８０は、後述する相互干渉電圧補償制御部８３から補償目標電圧Vd**,Vq**を入力し、補償目標電圧Vd**,Vq**の合成ベクトルVdq**を計算して、乗除算部６９ａに出力する。

オフセット角算出部８１は、後述するｄ軸電圧目標演算部８４ａ、q軸電圧目標演算部８４ｂから目標電圧Vd*,Vq*を入力し、オフセット角θofsを算出して、dq軸ベクトル分解部８２に出力する。
dq軸ベクトル分解部８２は、オフセット角θofsと供給電流Iqdを入力し、ｄ軸、q軸の実供給電流Idreal,Iqrealを演算して、加減算部８３ａ，８３ｂと相互干渉電圧補償制御部８３に出力する。

加減算部８３ａは、目標電流Id*と実供給電流Idrealを入力し、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を演算して、ｄ軸電圧目標演算部８４ａに出力する。
加減算部８３ｂは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealを入力し、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を演算して、q軸電圧目標演算部８４ｂに出力する。

ｄ軸電圧目標演算部８４ａでは、目標電流Id*と実供給電流Idrealとの差分を入力し、PI制御を行ってd軸の目標電圧Vd*を演算して、相互干渉電圧補償制御部８３に出力する。
q軸電圧目標演算部８４ｂでは、目標電流Iq*と実供給電流Iqrealとの差分を入力し、PI制御を行ってq軸の目標電圧Vq*を演算して、相互干渉電圧補償制御部８３に出力する。

相互干渉電圧補償制御部８３では、目標電圧Vd*,Vq*、実供給電流Idreal,Iqreal、角速度ωを入力して、補償目標電圧Vd**,Vq**を演算する。
なお、乗除算部６０ａ，６９ｂと合成ベクトル計算部８０とオフセット角算出部８１とdq軸ベクトル分解部８２とは供給電流演算部９１を構成する。
ECU6を図１０のように構成しても、実施例１と同様、１個のセンサにより電流を検出することができコストの増大を抑制することができる。

実施例１の電動パワーステアリング装置のシステム構成図である。 実施例１の３相交流から２相直流への変換について説明する図である。 実施例１の2相直流の合成ベクトルについて説明する図である。 実施例１のECUの制御ブロック図である。 変形例１のインバータのブリッジ回路図である。 比較例のECUの制御ブロック図である。 実施例１の各相の電流の大きさを示す図である。 実施例１の相電流センサのオフセットのばらつきを説明する図である。 実施例１のシャント抵抗について説明する図である。 他の実施例のECUの制御ブロック図である。

符号の説明

７ ピニオン（操舵機構）
８ ラック（操舵機構）
９ 転舵輪
１１ 電源
１２ 電源電流センサ（電源電流検出手段）
１３ インバータ（ブリッジ回路）
５０ ブラシレスモータ
６０ 目標電流演算部（目標電流演算手段）
６２ 目標電圧演算部（目標電圧演算手段）
８４ａ ｄ軸電圧目標演算部（目標電圧演算手段）
８４ｂ q軸電圧目標演算部（目標電圧演算手段）
９０，９１ 供給電流演算部（供給電流演算手段）

Claims (5)

1. ブラシレスモータと、
   電源と接続し、前記ブラシレスモータに供給する供給電流を制御するブリッジ回路と、
   前記電源から前記ブリッジ回路に送る電源電流を検出する電源電流検出手段と、
   検出した前記電源電流から前記供給電流を演算する供給電流演算手段と、
   前記ブラシレスモータに供給する目標電流を演算する目標電流演算手段と、
   前記供給電流と前記目標電流との差に基づいて、前記ブラシレスモータを駆動する目標電圧を演算する目標電圧演算部と、
   を有し、
   前記ブリッジ回路は前記目標電圧に応じて、前記供給電流を制御することを特徴とする電動機制御装置。
2. ブラシレスモータと、
   電源と接続し、前記ブラシレスモータに供給する供給電流を制御するブリッジ回路と、
   前記電源から前記ブリッジ回路に送る電源電流を検出する電源電流検出手段と、
   検出した前記電源電流から前記供給電流を演算する供給電流演算手段と、
   前記ブラシレスモータに供給する目標電流を演算する目標電流演算手段と、
   前記供給電流と前記目標電流との差に基づいて、前記ブラシレスモータを駆動する目標電圧を演算する目標電圧演算部と、
   を有し、
   前記ブリッジ回路は、前記目標電圧に応じてパルス幅変調制御により前記供給電流を制御することを特徴とする電動機制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の電動機制装置において、
   前記ブラシレスモータ内で発生する逆起電力と電流の相互干渉項を求め、前記目標電圧を補正する補正手段を設け、
   前記ブリッジ回路は、補正後の前記目標電圧に応じて前記供給電流を制御することを特徴とする電動機制御装置。
4. 転舵輪に接続された操舵機構と、
   前記操舵機構に操舵アシストトルクを付与するブラシレスモータと、
   電源と接続し、前記ブラシレスモータに供給する供給電流を制御するブリッジ回路と、
   前記電源から前記ブリッジ回路に送る電源電流を検出する電源電流検出手段と、
   検出した前記電源電流から前記供給電流を演算する供給電流演算手段と、
   前記ブラシレスモータに供給する目標電流を演算する目標電流演算手段と、
   前記供給電流と前記目標電流との差に基づいて、前記ブラシレスモータを駆動する目標電圧を演算する目標電圧演算部と、
   を有し、
   前記ブリッジ回路は前記目標電圧に応じて、前記供給電流を制御することを特徴とするパワーステアリング装置。
5. 請求項４に記載のパワーステアリング装置において、
   前記電圧目標値演算手段は、前記ブラシレスモータ内で発生する逆起電力と電流の相互干渉項に基づいて前記電圧目標値を補正することを特徴とするパワーステアリング装置。

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