JP2009180650A - レーダ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】処理負荷を低減できるレーダ装置を得る。
【解決手段】周波数の異なる複数のパルスを送信する多周波発信型送信機１及び送信アンテナ２と、受信アンテナ４からの受信パルスに帯域制限等を施して受信信号を出力する受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６からのディジタル信号から目標のドップラー周波数を推定し目標信号成分を検出する目標検出処理部７と、ドップラー効果により回転した目標信号成分の位相を補正するドップラー補正処理部８と、ドップラー補正処理部８からの受信信号を蓄えるメモリ回路９と、メモリ回路９からの受信信号に基づき送信周波数方向における受信信号間の相関行列を生成する相関行列生成処理部１２と、相関行列に基づきＭＵＳＩＣ法により目標の測距値を求めるＭＵＳＩＣ処理部１３と、測距値に基づき目標信号成分を信号再構成し目標の測角値を求める信号再構成併用型高精度測角処理部１１を設けた。
【選択図】図１

Description

この発明は、目標を検出するためのレーダ装置に関するものである。

従来の多周波パルス方式のレーダ装置について図面を参照しながら説明する（例えば、非特許文献１参照）。図１４は、従来のレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図１５は、図１４のレーダ装置の２次元超分解能測距・測角処理部の構成を示すブロック図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１４において、従来のレーダ装置は、周波数の異なる複数のパルスを生成する多周波発信型送信機１と、パルスを送信する送信アンテナ２と、目標３に反射したパルスを受信する受信アンテナ４と、受信パルスに帯域制限や位相検波を施す受信機５と、この受信機５から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６と、目標のドップラー周波数を推定し目標信号成分を検出する目標検出処理部７と、ドップラー効果により回転した目標信号成分の位相を補正するドップラー補正処理部８と、ドップラー補正処理部８からの受信信号を蓄えるメモリ回路９と、２次元超分解能処理により各目標の測距・測角を行う２次元超分解能測距・測角処理部２９とが設けられている。なお、受信アンテナ４〜メモリ回路９は、Ｌ個（＃１〜＃Ｌ）ずつ設けられている。

図１５において、２次元超分解能測距・測角処理部２９は、測距値・測角値の２次元データを基に２次元超分解能処理を行うための相関行列を生成する２次元データ相関行列生成処理部３０と、相関行列にＭＵＳＩＣ（MUltiple SIgnal Classification）を用いた超分解能処理を施す２次元ＭＵＳＩＣ処理部３１とが設けられている。

つぎに、従来のレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。図１６は、図１４のレーダ装置のパルス送受信の時間関係を示すタイミングチャートである。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より周波数の異なるパルスを送信する。送信する周波数をｆ_１〜ｆ_Ｎとして、送信間隔Ｔ_ＰＲＩによりパルスを送信する。周波数ｆ_ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）は、Δｆごとに増加する。

図１４に示すように、送信パルスは、Ｋ種類の目標３−＃１〜＃Ｋに反射してＬ個の受信アンテナ４によりそれぞれ受信される。図１６に示すように、以上の送受信をＮ_ｆ回繰り返す。ｎ_ｆ（１≦ｎ_ｆ≦Ｎ_ｆ）回目送受信において、周波数ｆ_ｎに送信パルスが目標３−＃ｋに反射して受信された目標信号を、ｕ_{ｋ，ｎｐ，ｎ}（ｔ）（ｔ：１回目送受信において周波数ｆ_１が送信された時刻を基準とする時間）とする。目標信号ｕ_{１，ｎｐ，ｎ}（ｔ）〜ｕ_{Ｋ，ｎｐ，ｎ}（ｔ）は、受信機５により帯域制限、位相検波が施されて受信信号が出力される。受信信号は、Ａ／Ｄ変換器６に伝達される。Ａ／Ｄ変換器６では、時間間隔Ｔ_ｓでサンプリングが行われる。送信パルスが送信された後、ｎ_ｇ番目にサンプリングされた信号を時間ゲートｎ_ｇの受信信号と表記する。ｎ_ｆ回目送受信の送信周波数ｆ_ｎの時間ゲートｎ_ｇの受信信号は、時刻Ｔ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ}でサンプリングされた信号となる。時刻Ｔ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ}は、次の式（１）により表される。

時間ゲートｎ_ｇにＫ_ｎｇ種類の目標が存在するものとする。時刻Ｔ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ}でサンプリングしたｌ番目の素子の受信信号に含まれる目標信号成分を、ｓ_{ｋ，ｎｆ，ｎ，ｌ}と表記する。目標信号成分ｓ_{ｋ，ｎｆ，ｎ，ｌ}は、目標信号ｕ_{ｋ，ｎｆ，ｎ}（ｔ）を用いて次の式（２）により表される。

Ａ／Ｄ変換器６から各時間ゲートの信号が出力され、目標検出処理部７に伝達される。周波数ｆ_ｎのパルスを送信したときのｌ番目の素子における時間ゲートｎ_ｇのＡ／Ｄ変換器６の出力信号を、ｙ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ，ｌ}とする。Ａ／Ｄ変換器６の出力信号ｙ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ，ｌ}は、次の式（３）のように表される。この式（３）でｗ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ，ｌ}は、Ａ／Ｄ変換器６の出力信号ｙ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ，ｌ}に含まれている受信機雑音成分を表す。

目標検出処理部７では、各時間ゲートｎ_ｇごとに送受信方向にコヒーレント積分を行い、目標信号成分を検出する。次の式（４）によりドップラービンｎ_ｄの成分ｚ_{ｎｆ，ｎ，ｎｇ，ｌ}が算出される。

Ｋ_ｎｇ種類の目標のうち、Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}種類の目標がほぼ等しいラジアル速度ｖ_{ｎｇ，ｎｄ}で移動しており、次の式（５）の範囲に含まれているとする。

このとき、ＦＦＴ処理信号ｚ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}にＫ_{ｎｇ，ｎｄ}種類の目標信号成分がコヒーレント積分されている。そのため、信号電力｜ｚ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}｜^２は大きい値となっており、固定スレッショルド、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）等を用いたピーク検出によりＦＦＴ処理信号ｚ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}が検出される。目標数Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}≠０のとき、ＦＦＴ処理信号ｚ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}とそのドップラー周波数ｆｄ_ｎｄが目標検出処理部７から出力され、ドップラー補正処理部８に伝達される。ここで、ドップラー周波数ｆｄ_ｎｄは、次の式（６）により算出する。

ドップラー補正処理部８では、次の式（７）によりＦＦＴ処理信号ｚ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}に含まれる目標信号成分のドップラー効果に起因する位相回転を補正する。

ドップラー補正処理部８からは受信信号ｘ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}が出力され、メモリ回路９に伝達される。全ての周波数番号ｎ（１≦ｎ≦Ｎ）に関して受信信号ｘ_{ｎｄ，ｎ，ｎｇ，ｌ}がメモリ回路９に伝達されたところで、メモリ回路９から出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力され、２次元超分解能測距・測角処理部２９に伝達される。図１５に示すように、２次元超分解能測距・測角処理部２９内の２次元データ相関行列生成処理部３０で相関行列を生成する。次の式（８）により２次元信号行列Ｆ_ｎｄ，_ｎｇを生成する。この式（８）でＦ_ｎｄ，_ｎｇ（ｎ，ｌ）は、行列Ｆ_ｎｄ，_ｎｇのｎ行ｌ列を表す。

そして、２次元信号行列Ｆ_ｎｄ，_ｎｇに対し、Ｎ_ｐ行Ｎ_ｑ列からなるサブ行列Ｆ’_ｎｄ，_ｎｇを次の式（９）により定義する。

ここで、ｓｕｂｍａｔｒｉｘ[Ｘ；ｎ＝ａ，ｂ， ｋ＝ｃ，ｄ]は、行列Ｘのａ行からｂ行、ｃ列からｄ列までの部分行列を表す。次に、この行列の列ベクトルを行方向に１次元に並べる。次の式（１０）でＦ^’ _{ｎｄ，ｎｇ} ^（ｎｑ）（１≦ｎｑ≦Ｎ_ｑ）は、サブ行列Ｆ^’ _{ｎｄ，ｎｇ}のｎｑ列目の列ベクトルを表す。

この１次元化されたベクトルＦ_ｖｅｃの部分相関行列に関する平均処理により下記の式（１１）の相関行列Ｒ_ｎｄ，_ｎｇを求める。

ここで，Ｈは行列の複素転置、＜＊＞はｐ、ｑに関する平均操作を示す。以上が周波数平均処理である。相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}は、２次元ＭＵＳＩＣ処理部３１に伝達される。２次元ＭＵＳＩＣ処理部３１では、相関行列_{ｎｄ，ｎｇ}の固有展開を行い雑音の固有値に対応する固有ベクトルｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（α）（α＝１，…Ｎｐ Ｎｑ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）からなる雑音空間Ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}＝［ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（１）…ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（Ｎｐ Ｎｑ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）］を求める。ここで、目標数Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}は、例えば雑音の固有値より大きな固有値の数から得られる。次に、ＭＵＳＩＣ法により目標距離を探索するためのステアリングベクトルａ（ｒ，θ）を求める。ステアリングベクトルａ（ｒ，θ）は、行ベクトルであり、そのｉ行成分をａ_ｉ（ｒ，θ）として次の式（１２）により表される。この式（１２）で、ｃは光速、ｄは素子間隔、λは送信波長を表している。送信信号は十分に狭帯域であるとし、送信周波数ｆ_ｎに依らず波長λを一定としている。

次の式（１３）により、評価関数を設定する。

上記の評価関数を用いて着目する距離ゲート内、送信ビーム幅内を距離・角度に関し２次元探索することでｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。なお、(＾)ｒは、ｒの上に＾（ハット）があることを表す。

稲葉，福島著"多周波ステップICWレーダによる距離・角度の超分解能推定法の提案，" 信学技報, vol. 107, no. 260, AP2007-101, pp. 63-68, 2007年10月

上述したような従来のレーダ装置では、上記のように構成されていたので、２次元超分解能処理の際にＮｐＮｑ次元の相関行列の固有値解析に要する演算負荷が大きくなるという問題点があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、Ｎｑ次元の相関行列を用いた１次元超分解能処理のみで測距・測角ができ、従来例に比較して処理負荷を低減することができるレーダ装置を得るものである。

この発明に係るレーダ装置は、目標に向けて電波を送信する電波送信手段と、前記目標に反射した電波を受信する電波受信手段と、受信信号から目標信号成分を検出する目標検出手段と、前記目標検出手段からの受信信号に基づき目標の測距値を求める超分解能測距手段と、前記測距値に基づき目標の測角値を求める高精度測角手段とを設けたものである。

この発明に係るレーダ装置は、Ｎｑ次元の相関行列を用いた１次元超分解能処理のみで測距・測角ができ、従来例に比較して処理負荷を低減することができるという効果を奏する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係るレーダ装置について図１及び図２を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図２は、図１のレーダ装置の超分解能測距処理部の構成を示すブロック図である。

図１において、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、超分解能により目標を測距する超分解能測距処理部１０と、測距値を基に目標信号成分を信号再構成し目標からの反射波の入射角度を推定して目標の測角値を求める信号再構成併用型高精度測角処理部１１とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８及びメモリ回路９は、従来と同じである。

図２において、超分解能測距処理部１０は、送信周波数方向における受信信号間の相関行列を生成する相関行列生成処理部１２と、相関行列に基づきＭＵＳＩＣ法により目標の測距値を求めるＭＵＳＩＣ処理部１３とが設けられている。

つぎに、この実施の形態１に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、従来例と同様に動作し、メモリ回路９−＃ｌから出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力され、超分解能測距処理部１０内の相関行列生成処理部１２に伝達される。この相関行列生成処理部１２では、まず、次の式（１４）により信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌを生成する。これは行ベクトルであり、この式（１４）のＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌ（ｎ）は、信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌのｎ行目成分を表す。

次に、１次元信号行列Ｆ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌに対し、Ｎｑ行からなるサブベクトルとして、次の式（１５）を定義する。

ここで、ｓｕｂｖｅｃｔｏｒ[Ｘ；ｎ＝ａ，ｂ]は、ベクトルＸのａ行からｂ行までの部分ベクトルを表す。次に、この行ベクトルＦ’_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}（ｑ）を列方向に並べる。

次の式（１７）により、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}を求める。

相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}は、ＭＵＳＩＣ処理部１３に伝達される。このＭＵＳＩＣ処理部１３では、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}の固有展開を行い雑音の固有値に対応する固有ベクトルｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（α）（α＝１，…Ｎｑ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）からなる雑音空間Ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}＝［ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（１）…ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（Ｎｑ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）］を求める。ここで、目標数Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}は、例えば雑音の固有値より大きな固有値の数から得られる。次に、ＭＵＳＩＣ法により目標距離を探索するためのステアリングベクトａ（ｒ）を求める。ステアリングベクトルａ（ｒ）は、行ベクトルであり、そのｉ行成分をａ_ｉ（ｒ）として、次の式（１８）により表される。

次の式（１９）により、評価関数を設定する。

上記の評価関数を用いて着目する距離ゲート内を１次元探索することでｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)が求まる。この測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)と信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌは、信号再構成併用型高精度測角処理部１１に伝達される。この信号再構成併用型高精度測角処理部１１では、まず、次の式（２０）の信号再構成により目標信号成分推定値(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ）から成るベクトル(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}を求める。ベクトル(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}は、距離(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}(ｋ)に対応した目標信号成分推定値(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}(ｋ)から構成されている。

次に、次の式（２１）により、ｋ番目の目標からの反射波の入射角度推定値(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ）を求める。

これよりｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態１は、以上のように構成されているので、Ｎｑ次元の相関行列を用いた１次元超分解能処理のみで測距・測角ができ、従来例に比較して処理負荷を低減できる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係るレーダ装置について図３及び図４を参照しながら説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図４は、図３のレーダ装置のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部の構成を示すブロック図である。

図３において、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）を超分解能処理として用い目標の測距値を求めるＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部１４と、測距値を基に目標信号成分を信号再構成し目標からの反射波の入射角度を推定して目標の測角値を求める信号再構成併用型高精度測角処理部１１とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８、メモリ回路９及び信号再構成併用型高精度測角処理部１１は、上記の実施の形態１と同じである。

図４において、ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部１４は、相関行列生成処理部１２と、ＥＳＰＲＩＴを超分解能処理として用い測距値を算出するＥＳＰＲＩＴ処理部１５とが設けられている。なお、相関行列生成処理部１２は、上記の実施の形態１と同じである。

つぎに、この実施の形態２に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態１と同様に動作し、メモリ回路９−＃ｌから出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力され、ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部１４内の相関行列生成処理部１２に伝達される。上記の実施の形態１と同様に動作し、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}がＥＳＰＲＩＴ処理部１５に伝達される。ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部１４内の相関行列生成処理部１２で、上記の実施の形態１と同様に、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}が算出され、ＥＳＰＲＩＴ処理部１５に伝達される。ＥＳＰＲＩＴ処理部１５では、まず、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}の固有値ν（１）…ν（Ｎｑ）（ν（１）＞ν（２）＞…＞ν（Ｎｑ））と、固有値ν（ｉ）（１≦ｉ≦Ｎｑ）に対応する固有ベクトルｅ（ｉ）を求める。相関行列Ｒの値の大きい上位目標数Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}分の固有値ν（１）…ν（Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）に対応する固有ベクトルｅ（１）…ｅ（Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）により、次の式（２２）の行列Ｅを算出する。

次に、次の式（２３）により行列Ψを算出する。この式（２３）で行列Ｅ^Ｈは行列Ｅのエルミート共役を表している。また、行列Ｊ_１、行列Ｊ_２はそれぞれＮｑ−１行Ｎｑ列の行列で、Ｊ_１（ｉ，ｋ）は行列Ｊ_１のｉ行ｋ列の成分、Ｊ_２（ｉ，ｋ）は行列Ｊ_２のｉ行ｋ列の成分をそれぞれ表している。

そして、次の式（２４）により各目標の測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(１)，…，(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(Ｋ_{ｎｄ，ｎｇ})を求める。この式（２４）でν_Ψ（ｋ）は行列Ψのｋ番目の固有値、ａｒｇ［ν_Ψ（ｋ）］は固有値ν_Ψ（ｋ）の偏角をそれぞれ表している。また、ｃは光速を表している。

ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)は、信号再構成併用型高精度測角処理部１１に伝達される。以降は上記の実施の形態１と同様に動作し、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態２は、以上のように構成されており、ＥＳＰＲＩＴを用いた効果で上記の実施の形態１よりも超分解能処理負荷を低減できる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態３に係るレーダ装置について図５を参照しながら説明する。図５は、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。

図５において、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、超分解能処理により目標を測距する超分解能測距処理部１０と、測距値を基に所望の目標信号成分以外の目標信号成分を抑圧し目標反射波の入射角度を高精度測角するノッチフィルタ併用型高精度測角処理部１６とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８、メモリ回路９及び超分解能測距処理部１０は、上記の実施の形態１と同じである。

つぎに、この実施の形態３に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態１と同様に動作し、超分解能測距処理部１０−＃ｌから測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）と信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌがノッチフィルタ併用型高精度測角処理部１６に伝達される。このノッチフィルタ併用型高精度測角処理部１６では、信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｌに含まれるｋ番目の目標信号成分のみ通過させ、他の目標信号成分はノッチを形成して抑圧するように調整されたフィルタ係数ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，１}（ｋ）， ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，２}（ｋ），…，ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，Ｎ}（ｋ）を持つＦＩＲ（Ｆinite Impulse Response）型フィルタを通すことで、ｋ番目の目標信号成分(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｌ}(ｋ)を求める。次の式（２５）で・はベクトル同士の内積を表している。

以降は、上記の実施の形態１と同様に動作し、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態３は、以上のように構成されており、ノッチフィルタを用いた効果で上記の実施の形態１よりも不要な目標信号成分の抑圧度が大きく測角精度が改善される。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４に係るレーダ装置について図６及び図７を参照しながら説明する。図６は、この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図７は、図６のレーダ装置の超分解能測角処理部の構成を示すブロック図である。

図６において、この発明の実施の形態４に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、超分解能処理により目標反射波の入射角度を測角する超分解能測角処理部１７と、測角値を基に目標信号成分を信号再構成し高精度の測距値を求める信号再構成併用型高精度測距処理部１８とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８及びメモリ回路９は、上記の実施の形態１と同じである。

図７において、超分解能測角処理部１７は、素子方向における受信信号間の相関行列を生成する測角用相関行列生成処理部１９と、ＭＵＳＩＣ処理により超分解能測角値を算出する測角用ＭＵＳＩＣ処理部２０とが設けられている。

つぎに、この実施の形態４に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態１と同様に動作し、メモリ回路９−＃ｌから出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力される。この出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}は、超分解能測角処理部１７内の測角用相関行列生成処理部１９に伝達される。この測角用相関行列生成処理部１９では、まず、次の式（２６）により信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎを生成する。これは行ベクトルであり、この式（２６）のＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎ（ｌ）は、信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎのｌ行目成分を表す。

次に、１次元信号行列Ｆ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎに対し、Ｎ_ｐ行からなるサブベクトルとして、次の式（２７）を定義する。

ここで、ｓｕｂｖｅｃｔｏｒ[Ｘ；ｎ＝ａ，ｂ]は、ベクトルＸのａ行からｂ行までの部分ベクトルを表す。次に、この行ベクトルＦ’_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}（ｐ）を列方向に並べる。

次の式（２９）により、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}を求める。

相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}は、測角用ＭＵＳＩＣ処理部２０に伝達される。この測角用ＭＵＳＩＣ処理部２０では、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}の固有展開を行い雑音の固有値に対応する固有ベクトルｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（α）（α＝１,…Ｎｐ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）からなる雑音空間Ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}＝［ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（１）…ｅ_{ｎｄ，ｎｇ}（Ｎｐ−Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）］を求める。ここで、目標数Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}は、例えば雑音の固有値より大きな固有値の数から得られる。次に、ＭＵＳＩＣ法により目標距離を探索するためのステアリングベクトルａ(θ)を式（３０）から求める。ステアリングベクトルａ(θ)は行ベクトルであり、そのｉ行成分をａ_ｉ(θ)として、次の式（３０）により表される。

次の式（３１）により、評価関数を設定する。

上記の評価関数を用いて角度範囲を１次元探索することでｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測角値(＾)θ(ｋ)が求まる。この測角値(＾)θ(ｋ)は、信号再構成併用型高精度測距処理部１８に伝達される。この信号再構成併用型高精度測距処理部１８では、まず、次の式（３２）の信号再構成により目標信号成分推定値(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ）から成るベクトル(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}を求める。目標信号成分推定値(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}(ｋ)は、入射角度(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}(ｋ)に対応した目標信号成分推定値である。

次に、次の式（３３）により、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測距値(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ，}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ）を求める。

これよりｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態４は、以上のように構成されているので、１次元超分解能処理のみで測距・測角ができ、従来例に比較して処理負荷を低減できる。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５に係るレーダ装置について図８及び図９を参照しながら説明する。図８は、この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図９は、図８のレーダ装置のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部の構成を示すブロック図である。

図８において、この発明の実施の形態５に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、ＥＳＰＲＩＴを超分解能処理として用い目標反射波の入射角度を測角するＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部２１と、信号再構成併用型高精度測距処理部１８とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８、メモリ回路９及び信号再構成併用型高精度測距処理部１８は、上記の実施の形態４と同じである。

図９において、ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部２１は、測角用相関行列生成処理部１９と、ＥＳＰＲＩＴを超分解能処理として用い目標反射波の測角値を算出する測角用ＥＳＰＲＩＴ処理部２２とが設けられている。なお、測角用相関行列生成処理部１９は、上記の実施の形態４と同じである。

つぎに、この実施の形態５に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態４と同様に動作し、メモリ回路９−＃ｌから出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力される。この出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}は、ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部２１内の測角用相関行列生成処理部１９に伝達される。上記の実施の形態４と同様に動作し、相関行列Ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}が測角用ＥＳＰＲＩＴ処理部２２に伝達される。この角用ＥＳＰＲＩＴ処理部２２では、上記の実施の形態２と同様に動作し、固有値ν_Ψ（ｋ）を算出する。次の式（３４）によりｋ番目の目標からの反射波の入射角度推定値(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ）を求める。

ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標の測角値(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)は、信号再構成併用型高精度測距処理部１８に伝達される。以降は、上記の実施の形態４と同様に動作し、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態５は、以上のように構成されており、ＥＳＰＲＩＴを用いた効果で上記の実施の形態４よりも超分解能処理負荷を低減できる。

実施の形態６．
この発明の実施の形態６に係るレーダ装置について図１０を参照しながら説明する。図１０は、この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。

図１０において、この発明の実施の形態６に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、超分解能測角処理部１７と、
測角値を基に所望の目標信号成分以外の目標信号成分を抑圧し目標距離を高精度測距するノッチフィルタ併用型高精度測距処理部２３とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８、メモリ回路９及び超分解能測角処理部１７は、上記の実施の形態４と同じである。

つぎに、この実施の形態６に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態４と同様に動作し、超分解能測角処理部１７から測距値(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）と信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎがノッチフィルタ併用型高精度測距処理部２３に伝達される。このノッチフィルタ併用型高精度測距処理部２３では、信号ベクトルＦ_ｎｄ，_ｎｇ，ｎに含まれるｋ番目の目標信号成分のみ通過させ、他の目標信号成分はノッチを形成して抑圧するように調整されたフィルタ係数ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，１}（ｋ），ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，２}（ｋ），…，ｗ_{ｎｄ，ｎｇ，Ｌ}（ｋ）を持つＦＩＲ（Finite Impulse Response）型フィルタを通すことで、ｋ番目の目標信号成分(＾)ｓ_{ｎｄ，ｎｇ，ｎ}(ｋ)を求める。

以降は、上記の実施の形態３と同様に動作し、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ_{ｎｇ，ｎｄ}）番目の目標に関する測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態６は、以上のように構成されており、ノッチフィルタを用いた効果で、上記の実施の形態４よりも不要な目標信号成分の抑圧度が大きく測距精度が改善される。

実施の形態７．
この発明の実施の形態７に係るレーダ装置について図１１から図１３までを参照しながら説明する。図１１は、この発明の実施の形態７に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。また、図１２は、図１１のレーダ装置の超分解能処理選択部の構成を示すブロック図である。

図１１において、この発明の実施の形態７に係るレーダ装置は、多周波発信型送信機１と、送信アンテナ２と、受信アンテナ４と、受信機５と、Ａ／Ｄ変換器６と、目標検出処理部７と、ドップラー補正処理部８と、メモリ回路９と、超分解能測距処理部１０か超分解能測角処理部１７のいずれか一方を選択する超分解能処理選択部２４と、超分解能測距処理部１０と、超分解能測角処理部１７と、信号再構成併用型高精度測角処理部１１と、信号再構成併用型高精度測距処理部１８とが設けられている。

なお、多周波発信型送信機１、送信アンテナ２、受信アンテナ４、受信機５、Ａ／Ｄ変換器６、目標検出処理部７、ドップラー補正処理部８、メモリ回路９、超分解能測距処理部１０及び信号再構成併用型高精度測角処理部１１は、上記の実施の形態１と同じである。また、超分解能測角処理部１７及び信号再構成併用型高精度測距処理部１８は、上記の実施の形態４と同じである。

図１２において、超分解能処理選択部２４は、メモリ回路９からの信号を蓄えておき超分解能測距処理部１０または超分解能測角処理部１７に信号を伝達する超分解能処理選択内メモリ回路２５と、周波数方向にコヒーレント積分を行い粗精度の測距値を求める粗精度測距処理部２６と、受信アンテナ方向にコヒーレント積分してビームを形成し粗精度の測角値を求める粗精度測角処理部２７と、粗精度測距処理部２６と粗精度測角処理部２７で目標信号成分のピークの広がりを比較し、広がりの大きい方を超分解能処理選択内メモリ回路２５に伝達するピーク範囲比較処理部２８とが設けられている。

つぎに、この実施の形態７に係るレーダ装置の動作について図面を参照しながら説明する。

多周波発信型送信機１と送信アンテナ２より電波が送信される。以降、上記の実施の形態１と同様に動作し、メモリ回路９−＃ｌから出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が出力され、超分解能処理選択部２４の超分解能処理選択内メモリ回路２５に伝達される。この超分解能処理選択内メモリ回路２５から出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）が、粗精度測距処理部２６と粗精度測角処理部２７にそれぞれ伝達される。粗精度測距処理部２６では、次の式（３６）により周波数方向にコヒーレント積分した信号を生成する。

そして、次の式（３７）により、受信アンテナ方向にインコヒーレント積分する。

Ｐα_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_ｒ）（１≦ｎ_ｒ≦Ｎ）は、ピーク範囲比較処理部２８に伝達される。また、粗精度測角処理部２７では、次の式（３８）により、受信アンテナ方向にコヒーレント積分した信号を生成する。

そして、次の式（３９）により、周波数方向にインコヒーレント積分する。

Ｐβ_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_θ）（１≦ｎ_θ≦Ｌ）も、ピーク範囲比較処理部２８に伝達される。このピーク範囲比較処理部２８では、粗精度測距処理部２６の出力信号Ｐα_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_ｒ）の目標信号成分を表すピークの広がりと、粗精度測角処理部２７の出力信号Ｐβ_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_θ）の目標信号成分を表すピークの広がりを比較する。

一例として、粗精度測距処理部２６の出力信号Ｐα_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_ｒ）の目標信号成分を表すピークが信号番号ｎ_ｒ０の近辺に広がっている状況を図１３に示す。

ピーク範囲比較処理部２８は、ピークの広がりが大きい方の処理を超分解能処理選択内メモリ回路２５に伝達する。この超分解能処理選択内メモリ回路２５は、粗精度測距処理が伝達された場合には、超分解能測距処理部１０に、粗精度測角処理が伝達された場合には、超分解能測角処理部１７にメモリ回路９の出力信号ｘ_{ｎｄ，１，ｎｇ，ｌ}，…，ｘ_{ｎｄ，Ｎ，ｎｇ，ｌ}（１≦ｌ≦Ｌ）を伝達する。超分解能測距処理部１０に伝達した場合には、以降、上記の実施の形態１と同様に動作し、超分解能測角処理部１７に伝達した場合には、以降、上記の実施の形態４と同様に動作し、測距値と測角値の組（(＾)ｒ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)，(＾)θ_{ｎｄ，ｎｇ}(ｋ)）が求まる。

この実施の形態７は、以上のように構成されており、超分解能測距処理と超分解能測角処理のうち、目標信号の混信を分離し易い方の処理を選択でき、目標数を誤る確率を低減でき、測距精度と測角精度を改善することができる。

なお、超分解能測距処理部１０に換えて、上記の実施の形態２のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部１４を用いる構成、超分解能測角処理部１７に換えて、上記の実施の形態５のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部２１を用いる構成も可能である。

また、信号再構成併用型高精度測角処理部１１に換えて、上記の実施の形態３のノッチフィルタ併用型高精度測角処理部１６を用いる構成、信号再構成併用型高精度測距処理部１８に換えて、上記の実施の形態６のノッチフィルタ併用型高精度測距処理部２３を用いる構成も可能である。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図１のレーダ装置の超分解能測距処理部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図３のレーダ装置のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図６のレーダ装置の超分解能測角処理部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態５に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図８のレーダ装置のＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態６に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態７に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図１１のレーダ装置の超分解能処理選択部の構成を示すブロック図である。 図１１のレーダ装置の粗精度測距処理部の出力信号Ｐα_{ｎｄ，ｎｇ}（ｎ_ｒ）の目標信号成分を表すピークが信号番号ｎ_ｒ０の近辺に広がっている状況を示す図である。 従来のレーダ装置の構成を示すブロック図である。 図１４のレーダ装置の２次元超分解能測距・測角処理部の構成を示すブロック図である。 図１４のレーダ装置のパルス送受信の時間関係を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ 多周波発信型送信機、２ 送信アンテナ、３ 目標、４ 受信アンテナ、５ 受信機、６ Ａ／Ｄ変換器、７ 目標検出処理部、８ ドップラー補正処理部、９ メモリ回路、１０ 超分解能測距処理部、１１ 信号再構成併用型高精度測角処理部、１２ 相関行列生成処理部、１３ ＭＵＳＩＣ処理部、１４ ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測距処理部、１５ ＥＳＰＲＩＴ処理部、１６ ノッチフィルタ併用型高精度測角処理部、１７ 超分解能測角処理部、１８ 信号再構成併用型高精度測距処理部、１９ 測角用相関行列生成処理部、２０ 測角用ＭＵＳＩＣ処理部、２１ ＥＳＰＲＩＴ型超分解能測角処理部、２２ 測角用ＥＳＰＲＩＴ処理部、２３ ノッチフィルタ併用型高精度測距処理部、２４ 超分解能処理選択部、２５ 超分解能処理選択内メモリ回路、２６ 粗精度測距処理部、２７ 粗精度測角処理部、２８ ピーク範囲比較処理部。

Claims (13)

1. 目標に向けて電波を送信する電波送信手段と、
   前記目標に反射した電波を受信する電波受信手段と、
   受信信号から目標信号成分を検出する目標検出手段と、
   前記目標検出手段からの受信信号に基づき目標の測距値を求める超分解能測距手段と、
   前記測距値に基づき目標の測角値を求める高精度測角手段と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
2. 前記電波送信手段は、
   周波数の異なる複数のパルスを生成する多周波発信型送信機と、
   前記パルスを送信する送信アンテナとから構成され、
   前記電波受信手段は、
   前記目標に反射したパルスを受信する複数の受信アンテナと、
   受信パルスに帯域制限、位相検波を施して受信信号を出力する受信機とから構成され、
   前記目標検出手段は、
   アナログの受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   ディジタルの受信信号から目標のドップラー周波数を推定し目標信号成分を検出する目標検出処理部と、
   ドップラー効果により回転した目標信号成分の位相を補正するドップラー補正処理部と、
   前記ドップラー補正処理部からの受信信号を蓄えるメモリ回路とから構成される
   ことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記超分解能測距手段は、
   前記メモリ回路からの受信信号に基づき、送信周波数方向における受信信号間の相関行列を生成する相関行列生成処理部と、
   前記相関行列に基づき、ＭＵＳＩＣ法により目標の測距値を求めるＭＵＳＩＣ処理部とから構成され、
   前記高精度測角手段は、
   前記測距値に基づき、目標信号成分を信号再構成し目標からの反射波の入射角度を推定して目標の測角値を求める信号再構成併用型高精度測角処理部から構成される
   ことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
4. 前記超分解能測距手段は、
   前記メモリ回路からの受信信号に基づき、送信周波数方向における受信信号間の相関行列を生成する相関行列生成処理部と、
   前記相関行列に基づき、ＥＳＰＲＩＴを超分解能処理として用い目標の測距値を求めるＥＳＰＲＩＴ処理部とから構成され、
   前記高精度測角手段は、
   前記測距値に基づき、目標信号成分を信号再構成し目標からの反射波の入射角度を推定して目標の測角値を求める信号再構成併用型高精度測角処理部から構成される
   ことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
5. 前記超分解能測距手段は、
   前記メモリ回路からの受信信号に基づき、送信周波数方向における受信信号間の相関行列を生成する相関行列生成処理部と、
   前記相関行列に基づき、ＭＵＳＩＣ法により目標の測距値を求めるＭＵＳＩＣ処理部とから構成され、
   前記高精度測角手段は、
   前記測距値に基づき、所望の目標信号成分以外の目標信号成分を抑圧し目標からの反射波の入射角度を推定して目標の測角値を求めるノッチフィルタ併用型高精度測角処理部から構成される
   ことを特徴とする請求項２記載のレーダ装置。
6. 目標に向けて電波を送信する電波送信手段と、
   前記目標に反射した電波を受信する電波受信手段と、
   受信信号から目標信号成分を検出する目標検出手段と、
   前記目標検出手段からの受信信号に基づき目標の測角値を求める超分解能測角手段と、
   前記測角値に基づき目標の測距値を求める高精度測距手段と
   を備えたことを特徴とするレーダ装置。
7. 前記電波送信手段は、
   周波数の異なる複数のパルスを生成する多周波発信型送信機と、
   前記パルスを送信する送信アンテナとから構成され、
   前記電波受信手段は、
   前記目標に反射したパルスを受信する複数の受信アンテナと、
   受信パルスに帯域制限、位相検波を施して受信信号を出力する受信機とから構成され、
   前記目標検出手段は、
   アナログの受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
   ディジタルの受信信号から目標のドップラー周波数を推定し目標信号成分を検出する目標検出処理部と、
   ドップラー効果により回転した目標信号成分の位相を補正するドップラー補正処理部と、
   前記ドップラー補正処理部からの受信信号を蓄えるメモリ回路とから構成される
   ことを特徴とする請求項６記載のレーダ装置。
8. 前記超分解能測角手段は、
   前記メモリ回路からの受信信号に基づき、素子方向における受信信号間の相関行列を生成する測角用相関行列生成処理部と、
   前記相関行列に基づき、ＭＵＳＩＣ法により目標の測角値を求める測角用ＭＵＳＩＣ処理部とから構成され、
   前記高精度測距手段は、
   前記測角値に基づき、目標信号成分を信号再構成し目標の測距値を求める信号再構成併用型高精度測距処理部から構成される
   ことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
9. 前記超分解能測角手段は、
   前記メモリ回路からの受信信号に基づき、素子方向における受信信号間の相関行列を生成する測角用相関行列生成処理部と、
   前記相関行列に基づき、ＥＳＰＲＩＴを超分解能処理として用い目標の測角値を求める測角用ＥＳＰＲＩＴ処理部とから構成され、
   前記高精度測距手段は、
   前記測角値に基づき、目標信号成分を信号再構成し目標の測距値を求める信号再構成併用型高精度測距処理部から構成される
   ことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
10. 前記超分解能測角手段は、
    前記メモリ回路からの受信信号に基づき、素子方向における受信信号間の相関行列を生成する測角用相関行列生成処理部と、
    前記相関行列に基づき、ＭＵＳＩＣ法により目標の測角値を求める測角用ＭＵＳＩＣ処理部とから構成され、
    前記高精度測距手段は、
    前記測角値に基づき、所望の目標信号成分以外の目標信号成分を抑圧し目標の測距値を求めるノッチフィルタ併用型高精度測距処理部から構成される
    ことを特徴とする請求項７記載のレーダ装置。
11. 目標に向けて電波を送信する電波送信手段と、
    前記目標に反射した電波を受信する電波受信手段と、
    受信信号から目標信号成分を検出する目標検出手段と、
    前記目標検出手段からの受信信号に基づき目標の測距値を求める超分解能測距手段と、
    前記超分解能測距手段により求められた測距値に基づき目標の測角値を求める高精度測角手段と、
    前記目標検出手段からの受信信号に基づき目標の測角値を求める超分解能測角手段と、
    前記超分解能測角手段により求められた測角値に基づき目標の測距値を求める高精度測距手段と、
    前記超分解能測距手段、前記超分解能測角手段のいずれか一方を選択する超分解能処理選択手段と
    を備えたことを特徴とするレーダ装置。
12. 前記電波送信手段は、
    周波数の異なる複数のパルスを生成する多周波発信型送信機と、
    前記パルスを送信する送信アンテナとから構成され、
    前記電波受信手段は、
    前記目標に反射したパルスを受信する複数の受信アンテナと、
    受信パルスに帯域制限、位相検波を施して受信信号を出力する受信機とから構成され、
    前記目標検出手段は、
    アナログの受信信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
    ディジタルの受信信号から目標のドップラー周波数を推定し目標信号成分を検出する目標検出処理部と、
    ドップラー効果により回転した目標信号成分の位相を補正するドップラー補正処理部と、
    前記ドップラー補正処理部からの受信信号を蓄えるメモリ回路とから構成される
    ことを特徴とする請求項１１記載のレーダ装置。
13. 前記超分解能処理選択手段は、
    前記メモリ回路からの受信信号を蓄えておき前記超分解能測距処理手段又は前記超分解能測角処理手段に受信信号を伝達する超分解能処理選択内メモリ回路と、
    前記超分解能処理選択内メモリ回路からの受信信号を周波数方向にコヒーレント積分し、受信アンテナ方向にインコヒーレント積分して粗精度で測距処理を行う粗精度測距処理部と、
    前記超分解能処理選択内メモリ回路からの受信信号を受信アンテナ方向にコヒーレント積分し、周波数方向にインコヒーレント積分してビームを形成し粗精度で測角処理を行う粗精度測角処理部と、
    前記粗精度測距処理部の出力信号の目標信号成分を表すピークの広がりと、前記粗精度測角処理部の出力信号の目標信号成分を表すピークの広がりを比較し、目標信号成分を表すピークの広がりの大きい方の処理を前記超分解能処理選択内メモリ回路に伝達するピーク範囲比較処理部とから構成される
    ことを特徴とする請求項１２記載のレーダ装置。

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