JP2009171136A - Ａｓｋ受信回路及びｅｔｃ車載器 - Google Patents

Abstract

【課題】対数アンプを用いたＡＳＫ受信回路でありながら、送信データのパルス信号のデューティを忠実に再現できるようにする。
【解決手段】被変調信号Ｓ４は対数アンプ１１によって対数圧縮され、検波回路１２によって検波される。直流遮断回路１３は検波回路１２の出力である検波信号Ｓ６から直流成分を除去する。この直流除去信号Ｓ７は逆対数アンプ１４で指数伸長される。この指数伸長信号Ｓ８を用いて比較回路１７からパルス信号Ｓ１０を出力する。逆対数アンプ１４の前段において直流遮断回路１３で予め直流成分を除去することで、指数伸長信号Ｓ８のダイナミックレンジはＩＣの動作電圧の範囲に収まるようになる。逆対数アンプ１４によってリニア波形に戻された指数伸長信号Ｓ８は、送信時の信号波形を忠実に再現しており、ＡＳＫ受信回路１０で出力されるパルス信号Ｓ１０においては、送信時のパルス信号のデューティ比が良好に保たれる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）方式で変調された信号を受信するために用いる受信回路に関する。

例えばＥＴＣシステム（Electronic Toll Collection system：自動料金収受システム）において使用される車載器は、路上機においてＡＳＫ変調されて送信された被変調信号を受信するためのＡＳＫ受信回路を備えている。従来、この種のＡＳＫ受信回路には、低コスト及び低消費電力等のメリットが得られることから、対数アンプを用いて被変調信号を対数圧縮して復調する構成のものが用いられている（例えば、特許文献１参照）。

図５は、特許文献１に記載のＡＳＫ受信回路を搭載した受信機の構成及び路上機の送信部分に係る構成を示すブロック図である。図５に示すように、路上機はローパスフィルタ（ＬＰＦ）５１と、振幅変調器５２と、局部発振器５３と、パワーアンプ５４、送信アンテナ５５とを備えている。送信データは、ＬＰＦ５１によってフィルタリングされ、振幅変調器５２と局部発振器５３によってＡＳＫ変調された後、パワーアンプ５４によって増幅され、送信アンテナ５５から送信される。

この路上機から送信された被変調信号を受信する受信機は、送信電波を捕捉する受信アンテナ５と、受信アンテナ５から供給される受信信号を低雑音増幅するＬＮＡ（Law Noise Amplifier）６と、ＬＮＡ６の出力を局部発振器８が生成するローカル信号と混合して、例えば４０ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号に変換するミキサ７と、ＡＳＫ受信回路１００とを備えている。

このＡＳＫ受信回路１００は、ミキサ７から出力されたＩＦ信号のダイナミックレンジを対数圧縮するための対数アンプ１１と、対数アンプ１１から出力される対数圧縮信号を両波整流して包絡線検波する検波回路１２と、検波回路１２から出力された検波信号に対して、所定のクリップレベル以下の部分をクリップ（ある一定のレベルで切り捨てる）するクリップ回路１５と、クリップ回路１５から出力されるクリップ信号を積分して基準電圧信号を生成する積分回路１６と、クリップ回路１５から出力されるクリップ信号と積分回路１６から出力された基準電圧とを比較し、比較結果をパルス信号（２値化信号）として出力する比較回路１７とを備えている。

図６は、図５に示すＡＳＫ受信回路１００を用いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の送受信における所定部分での出力信号波形を示す説明図である。このうち、Ｓ１〜Ｓ３は、路上機の構成中の出力信号波形であり、Ｓ１は送信データ、Ｓ２はＬＰＦ５１からの出力、Ｓ３はパワーアンプ５４からの出力にそれぞれ対応する信号波形を示している。一方、Ｓ４〜Ｓ６及びＳ１８〜Ｓ２０は、受信機の構成中の出力信号波形であり、Ｓ４はミキサ７から出力されるＩＦ信号、Ｓ５は対数アンプ１１から出力される対数圧縮信号、Ｓ６は検波回路１２から出力される検波信号、Ｓ１８がクリップ回路１５から出力されるクリップ信号、Ｓ１９は積分回路１６から出力される基準電圧信号、Ｓ２０は、比較回路１７から出力されるパルス信号にそれぞれ対応する信号波形を示している。

対数アンプ１１に入力されるＩＦ信号は、図６のＳ４に示すように振幅変化部分の包絡線がほぼ正弦波状の形をしている。対数アンプ１１は入力されたＩＦ信号のレベルに対して対数的な重み付けをするので、検波回路１２によって検波された信号（検波信号）は、図５のＳ６に示すように、Ｓ４に示すＩＦ信号の包絡線波形における正の半サイクルは圧縮されたような波形となり、負の半サイクルは伸長されたような波形となり、上下非対称の歪んだ波形となる。

この検波回路１２から出力される検波信号Ｓ６に対して、クリップ回路１５は、所定のクリップレベル以下の部分をクリップする。そのため、検波信号Ｓ６のクリップレベル以下の部分が切り捨てられたような波形のクリップ信号Ｓ１８がクリップ回路１５から比較回路１７へ出力される。一方、積分回路１６は、クリップ回路１５から出力されるクリップ信号Ｓ１８を積分して基準電圧信号Ｓ１９を生成し、やはり比較回路１７へ出力する。

比較回路１７の一方の入力端にはクリップ回路１５から出力されたクリップ信号Ｓ１８が入力し、他方の入力端には積分回路１６から出力された基準電圧信号Ｓ１９が入力する。クリップ信号Ｓ１８が積分回路１６に入力されることによって、積分回路１６の出力に長区間平均電圧が出力され基準電圧信号とされるために、二つの入力端に入力された信号の間にレベル差が生じ、比較回路１７からは図６のＳ２０に示すようなパルス信号が、受信データとして（図示しない）データ処理回路へ送られる。

従来のＡＳＫ受信回路１００においては、クリップ回路１５から出力されるクリップ信号Ｓ１８を用いて基準電圧信号Ｓ１９を生成し、比較回路１７でその基準電圧信号Ｓ１９とクリップ信号Ｓ１８との比較を行ってパルス信号Ｓ２０を出力するようにしている。このクリップ回路１５では、この比較回路１７から出力されるパルス信号Ｓ２０のデューティ比が所定値（例えば５０％）になるようなクリップレベルにて、検波信号Ｓ６をクリップするように予め設定されている。したがって、比較回路１７から出力されるパルス信号Ｓ２０のデューティ比は所定値（例えば５０％）になる。

上記のような手法では、対数アンプを用いることで検波信号が上下非対称の歪んだ波形となるものを、その検波信号を所定のレベルでクリップしてから比較回路でのパルス信号の生成に利用するという工夫がされている。このような工夫により、比較回路から出力されるパルス信号のデューティ比を改善でき、ビット誤りを生じにくくすることができる。
特開２００６−３１１２８５号公報

しかしながら、上記のような従来の手法においては、クリップレベルが適切な値に設定されることで出力するパルス信号のデューティ比を理想的な値（例えば５０％）にすることができるが、クリップレベルが適切な値から外れるとデューティ比が理想的な値からずれてしまうおそれがある。したがって、ＡＳＫ受信回路に実装するクリップレベルの選定作業には慎重を要するが、受信する被変調信号の波形によって最適なクリップレベルの値が微妙に異なるため、その選定作業は複雑である。また、受信する被変調信号の波形の違いによって最適なクリップレベルにはある程度の幅があるため、現状では、その範囲の中から実用上問題ない程度のデューティ比を得られるようなクリップレベルの値を選定するといった設計が行われている。そのため、ＡＳＫ受信回路から出力されるパルス信号は、送信データのパルス信号（図６のＳ１）のデューティを常に忠実に再現できているわけではない。

したがって、従来のＡＳＫ受信回路１００のような、検波回路１２から出力された検波信号をクリップ回路１５でクリップするといった手法に依らずに、比較回路１７から出力されるパルス信号のデューティ比を改善することが希求される。

本発明は、上記問題を鑑みなされたものであり、対数アンプを用いたＡＳＫ受信回路でありながら、送信データのパルス信号のデューティを忠実に再現したパルス信号を出力できるＡＳＫ受信回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するためになされた請求項１に記載のＡＳＫ受信回路は、ＡＳＫ変調された被変調信号を受信するために用いる受信回路であり、対数アンプと、検波回路と、直流遮断回路と、逆対数アンプと、基準電圧信号生成手段と、比較回路とを備える。

被変調信号は、対数アンプによって対数的な重み付けをされて、そのダイナミックレンジを圧縮（対数圧縮）される。そして、その対数圧縮信号は、検波回路によって包絡線検波される。つぎに、直流遮断回路は、検波回路から出力される検波信号から直流成分を除去する。そして、直流遮断回路から出力される直流除去信号は、逆対数アンプによって指数的な重み付けをされて、信号波形を伸長（指数伸長）される。この逆対数アンプから出力される指数伸長信号は、基準電圧信号生成手段と比較回路へ入力される。基準電圧信号生成手段は、指数伸長信号に基づいて基準電圧信号を生成し、比較回路へ出力する。比較回路は、逆対数アンプから出力された指数伸長信号と、基準電圧信号生成手段から出力された基準電圧信号とを比較し、比較結果をパルス信号として出力する。

なお、このようなＡＳＫ受信回路は、請求項２に記載のように、ＥＴＣ車載器に適用することが考えられる。
ＡＳＫ受信回路に用いられる対数アンプは、元々、受信した被変調信号の広いダイナミックレンジ（ＥＴＣで用いられる狭域通信システムでは、−８５〜−３５ｄＢｍ≒１０００００倍程度の幅がある）を、対数圧縮により当該受信機で用いる半導体集積回路（ＩＣ）の動作電圧の範囲（０〜３Ｖ）に収めるために用いられるものである。しかし、対数アンプの出力信号は、入力信号に対する対数関数（ｌｏｇ）となるため、結果として、その出力信号波形は元の波形と比較して歪んだものとなってしまう。これが、ＡＳＫ受信回路から出力されるパルス信号のデューティ比を悪化させる要因となる。

一方、逆対数アンプは、対数アンプによって対数圧縮された信号波形を指数伸長により元のリニアな波形に戻すための回路であり、対数圧縮前の信号波形を良好に再現できる。しかしながら、ＡＳＫ受信回路の対数アンプによって対数圧縮された出力信号をそのまま逆対数アンプで元に戻せば、当然のことながら、出力信号のダイナミックレンジがＩＣの動作電圧の範囲を超えてしまい、信号を処理できなくなる。

そこで、本発明のＡＳＫ受信回路においては、逆対数アンプの前段に直流遮断回路を設けることで、逆対数アンプで処理する信号から予め直流成分を除去している。このようにすることで、逆対数アンプによって指数伸長された出力信号のダイナミックレンジは大きくならず、ＩＣの動作電圧の範囲に収まるものになる。つまり、信号のダイナミックレンジに影響を与えていたのは直流成分であり、逆対数アンプによって信号を指数伸長する前にこの直流成分を除去することで、逆対数アンプによる出力信号のダイナミックレンジをＩＣの動作電圧の範囲に収めるようにしたのが本発明の特徴である。そして、逆対数アンプによってリニアな波形に戻された出力信号は、送信時の信号波形を忠実に再現したものとなり、その結果、ＡＳＫ受信回路から出力されるパルス信号においては、送信データのパルス信号のデューティ比が良好に保たれることになる。よって、対数アンプを用いたＡＳＫ受信回路が持つ低コスト及び低消費電力等のメリットを享受しながらも、データ復調時におけるビット誤りの防止といった面での信頼性も向上でき、ひいては本発明のＡＳＫ受信回路を適用したＥＴＣ車載器の性能を向上することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。なお、本発明は下記の実施形態に何ら限定されるものではなく、様々な態様にて実施することが可能である。
［ＡＳＫ受信回路１０の構成の説明］
図１は、本実施形態のＡＳＫ受信回路１０を含む受信機１の構成を示すブロック図である。

このＡＳＫ受信回路１０を搭載した受信機１は、例えばＥＴＣ車載器に適用され、ＥＴＣシステムにおける路上機から送信された被変調信号を受信する。なお、路上機の構成・作動については図５を参照して既に説明したので、ここでの説明は省略する。

本実施形態の受信機１は、路上機からの送信電波を捕捉する受信アンテナ５と、受信アンテナ５から供給される受信信号を低雑音増幅するＬＮＡ（Low Noise Amplifier）６と、ＬＮＡ６の出力を局部発振器８が生成するローカル信号と混合して例えば４０ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号に変換するミキサ７と、ＡＳＫ受信回路１０とを備えている。

このＡＳＫ受信回路１０は、ミキサ７から出力されたＩＦ信号Ｓ４のダイナミックレンジを対数圧縮するための対数アンプ１１と、対数アンプ１１から出力される対数圧縮信号Ｓ５を両波整流して包絡線検波する検波回路１２と、検波回路１２から出力される検波信号Ｓ６から直流成分を除去する直流遮断回路１３と、直流遮断回路１３から出力される直流除去信号Ｓ７を指数伸長する逆対数アンプ１４と、逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ８を積分して基準電圧信号Ｓ９を生成する積分回路１６と、逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ８と積分回路１６から出力された基準電圧信号Ｓ９とを比較し、比較結果をパルス信号（２値化信号）Ｓ１０として出力する比較回路１７とを備えている。つまり、本実施形態のＡＳＫ受信回路１０は、図５に示す従来のＡＳＫ受信回路１００に対し、クリップ回路１５に代えて直流遮断回路１３と逆対数アンプ１４とを挿入したものとなっている。そして、本実施形態のＡＳＫ受信回路１０においては、積分回路１６及び比較回路１７への入力信号が、図５に示す従来のＡＳＫ受信回路１００のようなクリップ信号ではなく、逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ８となっている。

図２は、入力信号に対して直流成分を除去する本実施形態の直流遮断回路１３の回路図である。このうち、図２（ａ）に示す直流遮断回路１３ａは、抵抗及びコンデンサ等の受動素子のみで構成される一次パッシブハイパスフィルタである。図２（ｂ）に示す直流遮断回路１３ｂは、図２（ａ）の一次パッシブハイパスフィルタを複数連結して構成される多段型パッシブハイパスフィルタである。図２（ｃ）に示す直流遮断回路１３ｃは、抵抗並びにコンデンサ等の受動素子、及び演算増幅器等の増幅素子で構成されるアクティブハイパスフィルタである。

ハイパスフィルタは、周知のとおり所定の遮断周波数より低い周波数の帯域を通さないフィルタである。また、ハイパスフィルタでは直流成分（０Ｈｚ）の利得は０となるため、この特徴を利用することで、入力信号において直流成分を除去して他の周波数帯域を通過させることができる。ここで、信号における直流成分の除去に用いるハイパスフィルタの遮断周波数は十分に低いものとする必要がある（遮断周波数が高いと波形歪みが生じる）。しかし、遮断周波数が低過ぎる場合は、路上機から間欠送信される信号の立ち上がり期間において、直流成分を速やかに減衰させることができず、逆対数アンプ１４で指数伸長される信号がＩＣの動作電圧の範囲に収まらなくなる可能性がある。このような問題は、所望の周波数応答となるように遮断周波数を最適化することで解決できる。また、図２（ａ）〜（ｃ）に示す各ハイパスフィルタは、製造コストや消費電力、得られる周波数特性の観点でそれぞれ特色があるため、要求される性能に適したものを直流遮断回路１３として適宜用いることができる。例えば、製造コストや消費電力の低減を重視するならば、比較的安価で外部電力の必要ないパッシブフィルタで構成された直流遮断回路１３ａ，１３ｂを採用することが考えられる。また、製造コストや消費電力の低減よりも性能を重視するならば、アクティブフィルタで構成された直流遮断回路１３ｃを採用することが考えられる。

逆対数アンプ１４は、出力信号が入力信号に対する指数関数となる特性を持っており、対数アンプ１１で対数圧縮された信号波形を元の波形に戻すことができる。このとき、逆対数アンプ１４への入力信号は直流遮断回路１３によって直流成分が除去されており、逆対数アンプ１４によって指数伸長された出力信号のダイナミックレンジはＩＣの動作電圧の範囲に収まるものになる。

［ＡＳＫ受信回路１０の作動説明］
図３は、実施形態のＡＳＫ受信回路１０を用いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の送受信における所定部分での出力信号波形を模式的に示す説明図である。

この図３において、Ｓ１〜Ｓ３は図５に示す路上機の構成中の出力信号波形であり、Ｓ１は送信データ、Ｓ２はＬＰＦ５１からの出力、Ｓ３はパワーアンプ５４からの出力にそれぞれ対応する信号波形を示している。一方、Ｓ４〜Ｓ１０は受信機１の構成中の出力信号波形であり、Ｓ４はミキサ７から出力されるＩＦ信号、Ｓ５は対数アンプ１１から出力される対数圧縮信号、Ｓ６は検波回路１２から出力される検波信号、Ｓ７は直流遮断回路１３から出力される直流除去信号、Ｓ８は逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号、Ｓ９は積分回路１６から出力される基準電圧信号、Ｓ１０は比較回路１７から出力されるパルス信号にそれぞれ対応する信号波形を示している。

対数アンプ１１に入力されるＩＦ信号は、図３のＳ４に示すように振幅変化部分の包絡線がほぼ正弦波状の形をしている。対数アンプ１１は入力されたＩＦ信号のレベルに対して対数的な重み付けをするので、検波回路１２によって包絡検波された信号（検波信号）は、図３のＳ６に示すように、Ｓ４に示すＩＦ信号の包絡線波形における性の半サイクルは圧縮されたような波形となり、負の半サイクルは伸長されたような波形となり、上下非対称の歪んだ波形となる。

この検波回路１２から出力される検波信号Ｓ６に対して、直流遮断回路１３は直流成分を除去する。これにより、検波信号Ｓ６の交流成分のみが取り出された波形である直流除去信号Ｓ７が、逆対数アンプ１４へ入力される。直流遮断回路１３に対する入力信号である検波信号Ｓ６と出力信号である直流除去信号Ｓ７とを比較すると、検波信号Ｓ６の平均値は所定の基準電位に対して大きく（あるいは小さく）なり正負均等になっていないが、直流除去信号Ｓ７はこの基準電位に対して正負均等（すなわち平均値＝０）となる。つまり、この差が直流遮断回路１３によって除去される直流成分である。

逆対数アンプ１４は、入力された直流除去信号Ｓ７を指数伸長した波形の指数伸長信号Ｓ８を積分回路１６及び比較回路１７へ出力する。この指数伸長信号Ｓ８は、対数アンプ１１によって対数圧縮された信号波形を元のリニアな波形に戻したものに相当し、路上機側の出力波形であるＳ２と同じ波形が得られる。ただし、逆対数アンプ１４の前段に直流遮断回路１３により予め直流成分を除去しておくことで指数伸長信号Ｓ８のダイナミックレンジは大きくならず、ＩＣの動作電圧の範囲に収まるものになる。

一方、積分回路１６は、逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ８を積分して基準電圧信号Ｓ９を生成し、比較回路１７へ出力する。
比較回路１７の一方の入力端には逆対数アンプ１４から出力された指数伸長信号Ｓ８が入力され、他方の入力端には積分回路１６から出力された基準電圧信号Ｓ９が入力される。指数伸長信号Ｓ８が積分回路１６入力されることによって、積分回路１６から指数伸長信号Ｓ８の長区間平均電圧が出力され、これが基準電圧信号とされるために、比較回路１７の２つの入力端に入力された信号の間にレベル差が生じる。そして、比較回路１７からは図２のＳ１０に示すようなパルス信号が出力され、これが受信データとしてデータ処理回路（図示なし）へ送られる。

検波信号Ｓ６は上下非対称の歪んだ波形となっているが、直流遮断回路１３を経て逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ８は、Ｓ２の波形を忠実に再現した正弦波状の波形となる。この指数伸長信号Ｓ８を用いて比較回路１７によってパルス信号Ｓ１０を生成することで、送信データのパルス信号Ｓ１のデューティ比が良好に保たれることになる。

［直流遮断回路１３の有無による作動の比較］
つぎに、本実施形態のＡＳＫ受信回路１０における直流遮断回路１３の有無による作動の差異について説明する。

図４（ａ）は、本実施形態のＡＳＫ受信回路１０から直流遮断回路１３を省いて構成されたＡＳＫ受信回路２０のブロック図である。このＡＳＫ受信回路２０は、図１に示す実施形態のＡＳＫ受信回路１０から直流遮断回路１３を省いた点のみ相違し、その他の構成についてはＡＳＫ受信回路１０と共通である。つまり、図４（ａ）に示すＡＳＫ受信回路２０においては、検波回路１２から出力される検波信号Ｓ６は、直流成分を除去されずにそのまま逆対数アンプ１４へ入力されることになる。

図４（ｂ）は、上記ＡＳＫ受信回路２０を用いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の送受信における所定部分での出力信号波形を模式的に示す説明図である。図４（ｂ）のＳ６−１，Ｓ６−２，Ｓ６−３は、路側機から受信したＡＳＫ波の電力が比較的大きい−３５ｄＢｍの場合における検波回路１２からの出力である検波信号（Ｓ６−１）と、ＡＳＫ波の電力が中程度の−５０ｄＢｍの場合における検波回路１２からの出力である検波信号（Ｓ６−２）と、ＡＳＫ波の電力が比較的小さい−６５ｄＢｍの場合における検波回路１２からの出力である検波信号（Ｓ６−３）の信号波形をそれぞれ示している。そして、Ｓ２８−１，Ｓ２８−２，Ｓ２８−３は、それぞれ検波信号Ｓ６−１，Ｓ６−２，Ｓ６−３が逆対数アンプ１４へ入力された場合の出力信号波形である。

ＡＳＫ波の電力が比較的大きい場合の検波信号Ｓ６−１を逆対数アンプ１４で指数伸長すると、指数伸長後の信号のダイナミックレンジはＩＣの動作電圧の範囲（０Ｖ〜Ｖｃｃ）の上限値を大きく超えてしまう（これを防ぐために元々対数アンプ１１で対数圧縮を行っているので当然の結果である）。このため、逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号Ｓ２８−１においては、ＩＣの動作電圧の範囲上限値であるＶｃｃを超えた部分（図４（ｂ）のＳ２８−１におけるハッチング部分）の波形はクリップされて出力されず、著しく歪んだ波形となる。よって、比較回路１７から出力されるパルス信号（図示なし）のデューティ比は悪化する。

ＡＳＫ波の電力が中程度である場合の検波信号Ｓ６−２を逆対数アンプ１４で指数伸長すると、出力される指数伸長信号Ｓ２８−２は、図３のＳ８に示す指数伸長信号と同様に路上機側の出力波形であるＳ２と同じ波形になる。この場合、ＡＳＫ被変調信号は良好に復調される。

ＡＳＫ波の電力が比較的小さい場合の検波信号Ｓ６−３を逆対数アンプ１４で指数伸長すると、出力される指数伸長信号Ｓ２８−３は電圧レベルが著しく低くなる。この場合、指数伸長信号Ｓ２８−３の電圧レベルが低過ぎるため、ビット判定に誤りが生じやすくなり復調の精度が低下する。

このように、実施形態のＡＳＫ受信回路１０から直流遮断回路１３を省いて構成されたＡＳＫ受信回路２０においては、受信したＡＳＫ波（検波信号Ｓ６）の強弱によって逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号のダイナミックレンジが大きく変化してしまい、復調の精度が安定しない。逆対数アンプ１４から出力される指数伸長信号のダイナミックレンジに影響を与える要因となるものは、逆対数アンプ１４への入力信号に含まれる直流成分である。そこで、実施形態のＡＳＫ受信回路１０における直流遮断回路１３によって逆対数アンプ１４への入力信号から直流成分を除去することで、受信したＡＳＫ波（検波信号Ｓ６）の強弱に関わらず指数伸長信号のダイナミックレンジを安定させることができ、高い復調精度を維持することができる。

［効果］
本実施形態のＡＳＫ受信回路１０によれば、以下のような効果を奏する。
実施形態のＡＳＫ受信回路１０においては、逆対数アンプ１４の前段に直流遮断回路１３を設けることで、逆対数アンプ１４で処理する信号から予め直流成分を除去している。このようにすることで、逆対数アンプ１４によって指数伸長された出力信号のダイナミックレンジは大きくならず、ＩＣの動作電圧の範囲に収まるものになる。そして、逆対数アンプ１４によってリニアな波形に戻された出力信号は、送信時の信号波形（図３のＳ２）を忠実に再現したものとなり、その結果、ＡＳＫ受信回路１０から出力されるパルス信号Ｓ１０においては、送信データのパルス信号（図３のＳ１）のデューティ比が良好に保たれることになる。よって、対数アンプを用いたＡＳＫ受信回路が持つ低コスト及び低消費電力等のメリットを享受しながらも、データ復調時におけるビット誤りの防止といった面での信頼性も向上でき、ひいてはＡＳＫ受信回路１０を適用したＥＴＣ車載器の性能を向上することができる。

［変形例等］
（１）上記実施形態では、積分回路１６を本発明における基準電圧信号生成手段として採用したが、基準電圧信号を積分以外の方法で生成することもできる。例えば、指数伸長信号Ｓ８の上側のピーク電圧値と下側のピーク電圧値とを加算し、それを２で序したものを基準電圧とするという手法も考えられる。ただし、積分回路１６であれば、抵抗及びコンデンサをそれぞれ１つ備えればよく、非常に簡易な回路構成で実現できる。

（２）上記実施形態のＡＳＫ受信回路１０は、ＥＴＣ車載器に適用したものであったが、本発明のＡＳＫ受信回路は、このようなＥＴＣシステムへの適用に限らず、他のシステムにおける受信機にも適用できる。

実施形態のＡＳＫ受信回路１０を含む受信機１の構成を示すブロック図である。 直流遮断回路１３の回路図である。 実施形態のＡＳＫ受信回路１０を用いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の送受信における所定部分での出力信号波形を模式的に示す説明図である。 実施形態のＡＳＫ受信回路１０から直流遮断回路１３を省いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の受信における所定部分での出力信号波形を模式的に示す説明図である。 従来のＡＳＫ受信回路１００を搭載した受信機の構成及び路上機の送信部分に係る構成を示すブロック図である。 従来のＡＳＫ受信回路１００を用いた場合の、ＡＳＫ被変調信号の送受信における所定部分での出力信号波形を模式的に示す説明図である。

符号の説明

１…受信機、５…受信アンテナ、６…ＬＮＡ、７…ミキサ、８…局部発振器、１０，２０，１００…ＡＳＫ受信回路、１１…対数アンプ、１２…検波回路、１３…直流遮断回路、１４…逆対数アンプ、１５…クリップ回路、１６…積分回路、１７…比較回路、５１…ＬＰＦ、５２…振幅変調器、５３…局部発振器、５４…パワーアンプ、５５…送信アンテナ

Claims (2)

1. ＡＳＫ変調された被変調信号を受信するために用いるＡＳＫ受信回路であって、
   前記被変調信号を対数圧縮する対数アンプと、
   その対数アンプから出力される対数圧縮信号を包絡線検波する検波回路と、
   その検波回路から出力される検波信号から直流成分を除去する直流遮断回路と、
   その直流遮断回路から出力される直流除去信号を指数伸長する逆対数アンプと、
   その逆対数アンプから出力された指数伸長信号に基づいて基準電圧信号を生成する基準電圧信号生成手段と、
   前記逆対数アンプから出力された指数伸長信号と、前記基準電圧信号生成手段によって生成された基準電圧信号とを比較し、比較結果をパルス信号として出力する比較回路とを備えること
   を特徴とするＡＳＫ受信回路。
2. 有料道路自動料金収受システムにおいて、道路側に設置される路側器との間で狭域無線通信により通信を行うために車両に搭載されるＥＴＣ車載器であって、
   請求項１に記載のＡＳＫ受信回路を用いて構成されていること、
   を特徴とするＥＴＣ車載器。

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