JP2009095160A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行って、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化すると共に装置構成の小型化を促進する。
【解決手段】交流入力を整流した後段に、単相インバータを１以上直列接続したインバータ回路１００を直列接続し、その後段に、整流ダイオード１０を介して接続された平滑コンデンサ１１と、平滑コンデンサ１１をバイパスさせる短絡用スイッチ９とを備える。そして、短絡用スイッチ９はゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲２０でのみオン状態とし、平滑コンデンサ１１の直流電圧を目標電圧に追従させ、入力力率を改善するように、インバータ回路１００を電流指令を用いて出力制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力力率を改善する回路を備えて交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、入力交流をダイオードブリッジにより全波整流し、ダイオードブリッジの片端にリアクトルを接続し、更にその後段にダイオードブリッジのもう片方の出力端との間にスイッチ素子を接続して構成される。その後段にはダイオードを介して出力段に接続され、上記の半導体スイッチをオンオフすることによって、入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０００−１１６１２６号公報

このような電力変換装置では、交流電源からの電流を制御するために、半導体スイッチで交流電圧を高周波でスイッチングさせるため、多大な損失およびノイズが発生する。またこの問題を回避するためにスイッチング周波数を低くすると、良好な入力力率を得るためには大きな限流用リアクトルが必要となるものであった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、入力力率を改善する入力電流制御と出力段の電圧制御とを行って、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要にして装置構成の小型化を促進することを目的とする。

第１の発明に係る電力変換装置は、交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、
複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を上記整流回路の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、該インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの一端に接続された短絡用スイッチとを備える。そして、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御するものである。

第２の発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流入力電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を交流入力に重畳するインバータ回路と、該インバータ回路の後段に配され、該出力を平滑する平滑コンデンサと、短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続して上記平滑コンデンサの両端子間に接続される第１、第２の直列回路とを備える。上記第１の直列回路の中点が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、上記第２の直列回路の中点が上記交流入力電源の第２の端子に接続される。そして、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御するものである。

この発明によると、短絡用スイッチは高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の電圧を制御するインバータ回路は、スイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。このため、大きな限流回路を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減でき、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型化とが促進された電力変換装置が実現できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、交流入力電源としての交流電圧電源１（以下、単に交流電源１と称す）は整流回路としてのダイオードブリッジ２に接続される。ダイオードブリッジ２の出力は限流回路としてのリアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。インバータ回路１００を構成する単相インバータは半導体スイッチ素子４、５、ダイオード６、７および直流電圧源８から構成される。ここで、半導体スイッチ素子４、５は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用い、またダイオード６、７も、半導体スイッチ素子４、５と同様に半導体スイッチ素子で構成してもよい。また、リアクトル３はインバータ回路１００の後段に直列接続しても良い。

またインバータ回路１００の後段には短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０とが接続され、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ９と整流ダイオード１０のアノードとの接続点がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ９の他端は平滑コンデンサ１１の負極に接続される。また、短絡用スイッチ９は、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチ素子で構成したものを図示したが、これに限るものではなく、機械式のスイッチなどでも良い。

このように構成される電力変換装置の動作について、図２に示す各部の波形に基づいて説明する。
交流電源１からの入力はダイオードブリッジ２にて全波整流され、ダイオードブリッジ２の後段の電圧Vin、電流Iinは、図２に示すような波形となる。Vdcは一定の目標電圧Vdc^＊に制御される平滑コンデンサ１１の直流電圧であり、この場合、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとする。
インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。インバータ回路１００内の電流は、図３〜図５に示すように、半導体スイッチ素子４、５がオフの時には、ダイオード６を通って直流電圧源８を充電し、ダイオード７を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子４とダイオード７とを通って出力される。また同様に、半導体スイッチ素子５のみをオンした時には、電流はダイオード６と半導体スイッチ素子５を通って出力される。また、半導体スイッチ素子４、５を同時にオンした時には、半導体スイッチ素子４を通って直流電圧源８を放電し、半導体スイッチ素子５を通って出力される。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子４、５を制御してインバータ回路１００をＰＷＭ制御する。

交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊と等しくなる時の位相θ＝θ_２（０＜θ_２＜π/2）とし、位相θ＝０から０＜θ_１＜θ_２となる所定位相θ_１まで、短絡用スイッチ９をオン状態とする。この場合、図３に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→短絡用スイッチ９→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ９はオン状態なので、整流ダイオード１０および出力段の平滑コンデンサ１１には電流が流れない。インバータ回路１００は、ＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。

次に、位相θ＝θ_１の時、短絡用スイッチ９をオフすると、図４に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。
位相θが、θ_１≦θ≦θ_２である時、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５が同時にオンの場合と、半導体スイッチ素子４のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vdc^＊−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は放電される。

次に、位相θ＝θ_２にて電圧Vinが平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc^＊と等しくなると、短絡用スイッチ９はオフ状態を継続するが、インバータ回路１００での動作が変わる。
即ち位相θが、θ_２≦θ≦π/2である時、図５に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００→整流ダイオード１０→平滑コンデンサ１１→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路で流れる。また、インバータ回路１００はＰＷＭ制御により、例えば、半導体スイッチ素子４、５がオフの場合と、半導体スイッチ素子５のみをオンの場合とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊≦電圧Vinであり、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持できるように、Vin-Vdc^＊にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路１００が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路１００の直流電圧源８は充電される。

図に示すように、π/2≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π/2の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と同様である。
即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１を特定位相として短絡用スイッチ９を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の位相範囲（以下、短絡位相範囲２０と称す）でのみ、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流電圧源８は充電される。そして、上記短絡位相範囲２０以外の位相では、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。

θ_１を大きくすると、直流電圧源８に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Vinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdc（目標電圧Vdc^＊）を高くできる。
０≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路１００の直流電圧源８は、上述したように、０≦θ≦θ_１、θ_２≦θ≦π/2の期間で充電され、θ_１≦θ≦θ_２の期間で放電される。インバータ回路１００の直流電圧源８の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。

ここで、Vin＝Vp sinθ、Iin＝Ip sinθとすると、
Vdc^＊＝Vp・π／（４cosθ_１）
となる。このように、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊は短絡位相範囲２０を決定するθ_１により決まり、即ちθ_１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc^＊に追従するように制御される。

また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧をVsubとすると、０≦θ≦θ_１、θ_１≦θ≦θ_２、θ_２≦θ≦π/2、の各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に電圧Vsubを設定することで、インバータ回路１００は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Vp sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。なお、直流電圧源８の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。

次に、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御の詳細について、以下に説明する。
インバータ回路１００は、図６に示すような制御ブロックで制御される。まず、出力段の平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc^＊との差２１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力２２ａを演算する。また、インバータ回路１００の直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つため、該電圧Vsubとその目標電圧Vsub^＊との差２１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御した出力２２ｂを演算し、両出力２２ａ、２２ｂの和から電流Iinの振幅目標値２３を決定する。そして、この振幅目標値２３に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin^＊を生成する。次に、電流指令Iin^＊と検出された電流Iinとの差２４をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令２５とする。この時、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正する。そして、補正後の電圧指令２６（短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時以外は補正前電圧指令２５）を用いて、ＰＷＭ制御によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子４、５への駆動信号を生成し、インバータ回路１００を動作させる。

交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１の特定位相において、短絡用スイッチ９のオン／オフを切り換えるが、インバータ回路１００は、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には、直流電圧源８を充電する制御から放電する制御に切り替わり、オフからオンにする際には、直流電圧源８を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令２５を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。なお、フィードフォワード補正電圧ΔVは、短絡用スイッチ９をオンからオフにする際には正極性の電圧で、短絡用スイッチ９をオフからオンにする際には負極性の電圧である。

この実施の形態では、上記のような電流指令を用いてインバータ回路１００を制御することにより、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。短絡用スイッチ９は高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。また、短絡用スイッチ９がオン状態の時は、平滑コンデンサ１１をバイパスしてインバータ回路１００の直流電圧源８を充電できるため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく交流電源１に電流Iinを流すことができると共に、充電されたエネルギを平滑コンデンサ１１への放電に使える。このため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
なお、この場合リアクトル３は、エネルギを貯めるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制御の信頼性が向上する。
また、インバータ回路１００の直流電圧となる直流電圧源８の電圧Vsubを、Vinのピーク電圧Vp以下に設定することにより、上記高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。

また交流電源１からの入力電圧の特定の位相でのみ短絡用スイッチ９を動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、スイッチングに起因する損失も殆ど無い。またゼロクロス位相であるθ＝０、πを中央として±θ_１の短絡位相範囲２０でのみ、短絡用スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせるため、電圧Vinが低い領域で平滑コンデンサ１１へ出力する必要がなく、インバータ回路１００の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化の効果が確実に得られる。
また、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊は、短絡位相範囲２０のθ_１により制御できるため、目標電圧Vdc^＊を容易に制御でき、設計上および制御上の自由度が向上する。

また、短絡用スイッチ９のオン／オフ切り換え時に、インバータ回路１００は、フィードフォワード制御を用いて、直流電圧源８の充電／放電動作を切り替えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。
また、電流指令を変化させて直流電圧源８の電圧Vsubを一定に保つ様に制御するため、電力変換装置を安定に制御することができる。また、直流電圧源８の充放電をバランスさせることができ、外部から直流電力の供給が不要で装置構成が簡便となる。
なお、外部から直流電圧源８の電圧制御をしても良く、その場合、インバータ回路１００の出力制御では、電圧Vsubを一定に保つ制御をしなくても良い。

上記実施の形態では、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcより高いものとしたが、低くても良い。その場合、上述したθ_２≦θ≦π/2の位相範囲での動作はなく、０≦θ≦θ_１で直流電圧源８は充電、θ_１≦θ≦π/2で直流電圧源８は放電する動作をする。
また、θ_１＝０として短絡用スイッチ９を常時オフ状態とすることも可能で、その場合、０≦θ≦θ_２で直流電圧源８は放電、θ_２≦θ≦π/2で直流電圧源８は充電する動作をする。

また、上記実施の形態では、整流ダイオード１０のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１１の正極に接続されるものとしたが、整流ダイオード１０は、平滑コンデンサ１１の負極側に、該負極が整流ダイオード１０のアノード側に接続されるように配置しても良く、上記実施の形態と同様の動作が得られる。

また、上記実施の形態では、インバータ回路１００は、１つの単相インバータで構成されたものを示したが、図７に示すように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路２００を構成しても良い。この場合、各単相インバータ１００ａ、１００ｂの出力の総和が、インバータ回路２００の出力となり、上記実施の形態と同様に電流指令を用いて、平滑コンデンサ１１の直流電圧を目標電圧に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように制御する。そして、交流側の発生電圧をダイオードブリッジ２後段の電圧Vinに重畳する。この場合、インバータ回路２００は、複数の単相インバータの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力してもよく、また複数の単相インバータの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１では短絡用スイッチ９の一端は、インバータ回路１００の交流出力線に接続したが、この実施の形態２では、図８に示すように、短絡用スイッチ９ａの一端は、インバータ回路１００を構成する直流電圧源８の負極側に接続する。短絡用スイッチ９ａの他端は、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１１の負極側、即ちダイオードブリッジ２の一端に接続される。

この実施の形態では、インバータ回路１００および短絡用スイッチ９ａの制御は、上記実施の形態１と同様であるが、短絡用スイッチ９ａがオン状態の時、即ち、交流電源１からの入力電圧位相θが、ゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１の短絡位相範囲２０において、電流経路は図９に示すようになる。交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００の半導体スイッチ素子４→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１の経路、または、交流電源１→ダイオードブリッジ２→リアクトル３→インバータ回路１００のダイオード６→直流電圧源８→短絡用スイッチ９ａ→ダイオードブリッジ２→交流電源１で流れる。この時、上記実施の形態１と同様に、θ＝θ_１で短絡用スイッチ９ａをオフするまで、インバータ回路１００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。短絡用スイッチ９ａをオフした後は、上記実施の形態１の図４、図５で示す電流経路と同様の電流経路となる。

この実施の形態２では、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、短絡用スイッチ９ａを直流電圧源８の負極側に接続したため、短絡用スイッチ９ａをオンしている時に電流が通過する素子数が低減でき、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。

なお、図７で示したように、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの交流側を直列接続してインバータ回路２００を構成した場合は、複数個の単相インバータ１００ａ、１００ｂの内、最後段に接続された単相インバータ１００ｂにおける直流電圧源８の負極側に、短絡用スイッチ９ａを接続することで、同様に動作して同様の効果を奏する。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について、図１０に基づいて説明する。
図１０に示すように、交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル３に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路３００の交流側が直列接続される。インバータ回路３００内の単相インバータは、ダイオードが逆並列に接続されたIGBTやソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFETなどから成る半導体スイッチ素子４、５、１６、１７および直流電圧源８から構成される。
また、半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ１２ａと整流ダイオード１３ａとを直列接続してインバータを構成する第１の直列回路１５ａの中点が、インバータ回路３００の後段の交流出力線に接続され、さらに半導体スイッチ素子から成る短絡用スイッチ１２ｂと整流ダイオード１３ｂとを直列接続してインバータを構成する第２の直列回路１５ｂの中点が交流電源１の第２の端子に接続される。そして、第１、第２の直列回路１５ａ、１５ｂは並列接続され、出力段の平滑コンデンサ１１の両端子間に接続される。
この場合、各短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂは、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式のスイッチなどでも良いが、ダイオード１４ａ、１４ｂを逆並列接続する。

このように構成される電力変換装置の動作においても、上記実施の形態１と同様に、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc^＊に維持できるように、また交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１からの入力電圧Vinに重畳する。そして、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１を特定位相として短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂを切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ_１の短絡位相範囲２０でのみ、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態として平滑コンデンサ１１をバイパスさせる。

図１１に示すように、短絡位相範囲２０において、まず交流電源１の極性が正の場合、電圧Vinの位相θが、例えば０≦θ≦θ_１である時、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態とすると、電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路３００→短絡用スイッチ１２ａ→短絡用スイッチ１２ｂ→交流電源１の経路で流れる。交流電源１の極性が負の場合、電圧Vinの位相θが、例えばπ≦θ≦π＋θ_１である時、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオン状態とすると、電流は、図１１で示す逆の経路で、交流電源１→短絡用スイッチ１２ｂ→短絡用スイッチ１２ａ→インバータ回路３００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。この時、インバータ回路３００は、ＰＷＭ制御により、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、この間、インバータ回路３００の直流電圧源８にはエネルギが充電される。
なお、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂは短絡位相範囲２０において同時にオン状態としたが、交流電源１の極性が正の場合に短絡用スイッチ１２ａのみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合に短絡用スイッチ１２ｂのみオン状態としても良く、その場合、他方の短絡用スイッチ１２ｂ、１２ａに接続されたダイオード１４ｂ、１４ａを経て電流が流れる。

そして、電圧Vinの位相θがゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ_１のとき、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂをオフすると、電流は以下のように流れる。まず交流電源１の極性が正の場合、図１２のように、電流は、交流電源１→リアクトル３→インバータ回路３００→整流ダイオード１３ａ→平滑コンデンサ１１→短絡用スイッチ１２ｂのダイオード１４ｂ→交流電源１の経路で流れる。交流電源１の極性が負の場合は、電流は、交流電源１→整流ダイオード１３ｂ→平滑コンデンサ１１→短絡用スイッチ１２ａのダイオード１４ａ→インバータ回路３００→リアクトル３→交流電源１の経路で流れる。この時、インバータ回路３００は、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc^＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊以下の時、直流電圧源８は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc^＊以上の時は、直流電圧源８は充電される。

この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１１の目標電圧Vdc^＊は短絡位相範囲２０を決定するθ_１により決まり、即ちθ_１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc^＊に追従するように制御される。
また、直流電圧源８の電圧Vsubは、Vinのピーク電圧Vp以下に設定し、
Vp sinθ_１≦Vsub、（Vdc^＊−Vp sinθ_１）≦Vsub、（Vp−Vdc^＊）≦Vsub の３条件を満たすように電圧Vsubを設定することで、平滑コンデンサ１１の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc^＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路３００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。

また、インバータ回路３００は、上記実施の形態１と同様に電流指令を生成し、該電流指令に基づいて演算された電圧指令にて制御される。またこのとき、上記実施の形態１と同様に、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂのオン／オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令を補正し、直流電圧源８の充電／放電動作を切り替える。これにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができ、高速制御が実現できる。

この実施の形態３では、上記実施の形態１と同様に、インバータ回路３００の制御により、入力力率を改善し出力段の直流電圧Vdcを制御するため、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くでき、大きなリアクトル３を要することなくスイッチング損失およびノイズを低減できる。また、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂを備えて、短絡用スイッチ１２ａ、１２ｂがオン状態の時は、平滑コンデンサ１１をバイパスしてインバータ回路３００の直流電圧源８を充電できるため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進でき、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
さらに、上記実施の形態１で用いたダイオードブリッジ２を不要としているため、部品点数を低減でき装置構成が簡便になる。また、電流が通過する素子数が低減できるため、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。

なお、この実施の形態３においても、図７で示したように、複数個の単相インバータの交流側を直列接続してインバータ回路３００を構成しても良い。

また、上記各実施の形態では、平滑コンデンサ１１に整流ダイオード１０、１３ａ、１３ｂを接続したが、これら整流ダイオード１０、１３ａ、１３ｂに替わって半導体スイッチ素子を接続し、オン／オフ制御により同様の動作をさせても良い。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１によるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１の別例によるによる電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する図である。

符号の説明

１ 交流入力電源としての交流電源、２ 整流回路としてのダイオードブリッジ、
３ 限流回路としてのリアクトル、４，５ 半導体スイッチ素子、６，７ ダイオード、
８ 直流電圧源、９，９ａ 短絡用スイッチ、１０ 整流ダイオード、
１１ 平滑コンデンサ、１２ａ，１２ｂ 短絡用スイッチ、
１３ａ，１３ｂ 整流ダイオード、１４ａ，１４ｂ ダイオード、
１５ａ，１５ｂ 第１、第２の直列回路、１６，１７ 半導体スイッチ素子、
２０ 短絡位相範囲、１００，３００ インバータ回路（単相インバータ）、
１００ａ，１００ｂ 単相インバータ、２００ インバータ回路、
Iin^＊ 電流指令、ΔV フィードフォワード補正電圧。

Claims (13)

1. 交流入力電源からの入力を整流する整流回路と、
   複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を上記整流回路の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記整流回路の出力に重畳するインバータ回路と、
   該インバータ回路の後段に整流ダイオードを介して接続され該出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの一端に接続された短絡用スイッチとを備え、
   上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記各単相インバータは、上記半導体スイッチ素子にダイオードを直列接続した２組の直列回路と上記直流電圧源とで構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路を構成する１以上の上記単相インバータの内、最後段に接続された単相インバータにおける上記直流電圧源の一端に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータの交流側を１以上直列接続して構成され、該交流側を交流入力電源の第１の端子に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を交流入力に重畳するインバータ回路と、
   該インバータ回路の後段に配され、該出力を平滑する平滑コンデンサと、
   短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続して上記平滑コンデンサの両端子間に接続される第１、第２の直列回路とを備え、
   上記第１の直列回路の中点が上記インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、上記第２の直列回路の中点が上記交流入力電源の第２の端子に接続され、
   上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に上記交流入力電源からの入力力率を改善するように、上記インバータ回路を電流指令を用いて出力制御することを特徴とする電力変換装置。
6. 上記短絡用スイッチにダイオードを逆並列接続したことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 上記短絡用スイッチをオン／オフする位相は、上記交流入力電源からの入力電圧の特定位相であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記交流入力電源からの入力電圧のゼロクロス位相を中央とする所定位相範囲でのみ、上記短絡用スイッチをオン状態として上記平滑コンデンサをバイパスさせることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
9. 上記短絡用スイッチをオン／オフする上記特定位相を変化させることで、上記平滑コンデンサの目標電圧を調整することを特徴とする請求項７または８に記載の電力変換装置。
10. 上記短絡用スイッチのオン／オフ切り換え時に、上記インバータ回路は直流電力の充電／放電動作を切り替えるように制御されることを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 上記インバータ回路の交流側に限流回路を直列に接続したことを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 上記インバータ回路の直流電圧が所定値となるように、上記電流指令を変化させて上記インバータ回路を出力制御することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 上記インバータ回路の直流電圧は、上記交流入力電源の電圧ピーク値以下に設定することを特徴とする請求項１〜１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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