JP2009055748A - 電流検出ユニット及びモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】１シャント電流検出方式において、２相分の電流を検出可能な区間を最大限に利用する。
【解決手段】モータ制御装置は、三相式のインバータと直流電源との間に流れる母線電流（検出電流）からモータに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出部と、着目時点が、母線電流からモータ電流を検出することのできる検出可能期間に属するか否かを判定する判定部と、を備え、前記判定部によって着目時点が検出可能期間に属すると判定された時、母線電流に基づくモータ電流によってモータをベクトル制御する。前記判定部は、母線電流（Ｉ_DC2）の大きさ、母線電流の一次差分値、又は、母線電流の二次差分値に基づいて、現時点が検出可能期間に属するか否かを判断する。
【選択図】図９

Description

本発明は、電流を検出するための電流検出ユニット及びモータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、１シャント電流検出方式を採用したモータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれており、この方式の基本原理は、例えば下記特許文献１に記載されている。

図１９に、１シャント電流検出方式を採用した従来のモータ駆動システムの全体ブロック図を示す。インバータ（ＰＷＭインバータ）９０２は、上アームと下アームを備えたハーフブリッジ回路を３相分備え、制御部９０３から与えられた三相電圧指令値に従って各アームをスイッチングさせることにより、直流電源９０４からの直流電圧を三相交流電圧に変換する。該三相交流電圧は三相永久磁石同期式のモータ９０１に供給され、モータ９０１が駆動制御される。

インバータ９０２内の各下アームと直流電源９０４とを結ぶ線路を母線９１３という。電流センサ９０５は、母線９１３に流れる母線電流を表す信号を制御部９０３に伝達する。制御部９０３は、電流センサ９０５の出力信号を適切なタイミングでサンプリングすることにより、電圧レベルが最大となる相（最大相）の相電流と最小となる相（最小相）の相電流、即ち、２相分の電流を検出する。２相分の電流が検出されれば、自動的に、インバータ９０２の三相電流、即ちモータ電流が求まる。

各相の電圧レベルが互いに十分離れている場合は、上述の処理によって２相分の電流を検出することができるのであるが、電圧の最大相と中間相が接近すると或いは電圧の最小相と中間相が接近すると２相分の電流が検出できなくなる。尚、この２相分の電流が検出できなくなることについての説明を含む１シャント電流検出方式の説明は、本発明の実施形態においても後述される。

これに鑑み、下記特許文献２では、１シャント電流検出方式において、任意の２つの相電圧の差が相対的に大きい時には現時点の母線電流情報を用いて現時点のモータ電流を検出し、その差が相対的に小さい時には、過去に検出した母線電流情報を用いて現時点のモータ電流を推定している。

特許第２７１２４７０号公報 特開２００４−６４９０３号公報

特許文献２の手法では、電圧閾値を予め設定しておき、その電圧閾値と２つの相電圧の差とを比較することによって、その差が相対的に大きいのか或いは小さいのかを判断する。しかしながら、電圧閾値は、様々な要因を考慮しつつ余裕をもって定めておく必要があるため、この従来手法では、実際に２相分の電流を検出可能であるにも拘らず２相分の電流を検出できないと判断される場合が生じる。つまり、２相分の電流を検出可能な区間を最大限に利用することができない。また、最適な電圧閾値はモータの駆動条件に依存して変化するため、様々な駆動条件に適応した電圧閾値を駆動条件ごとに予め求めておく必要があり、設計に多大な手間がかかる。

そこで本発明は、三相電流を検出可能な区間を適切に利用することができる電流検出ユニット、モータ制御装置、モータ駆動システム及び系統連系システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る電流検出ユニットは、三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段と、前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出するための三相電流検出手段と、着目時点が前記三相電流を検出することのできる期間に属するか否かを、前記検出電流に基づいて判定する判定手段と、を備え、前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属すると判定されたときに、前記三相電流検出手段は前記三相電流を検出することを特徴とする。

これにより、三相電流を検出可能な区間を適切に利用することが可能となる。また、様々な駆動条件に適応した電圧閾値を駆動条件ごとに設定しておく必要もないため、設計の手間も簡素化される。

具体的には例えば、前記判定手段は、前記検出電流の大きさ、前記検出電流の一次差分値、または、前記検出電流の二次差分値に基づいて、前記着目時点が前記期間に属するか否かを判定する。

また具体的には例えば、前記判定手段は、前記検出電流の大きさ、前記検出電流の一次差分値、または、前記検出電流の二次差分値と、所定の判定閾値と、を比較することによって、前記着目時点が前記期間に属するか否かを判定し、前記判定閾値は、前記検出電流の最大値の半分以下の値とされる。

本発明に係るモータ制御装置は、前記電流検出ユニットを備え、前記インバータによって三相式のモータを駆動するモータ制御装置であって、前記電流検出ユニットによる前記三相電流の検出によって前記モータに流れるモータ電流を検出し、該モータ電流に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。

また例えば、前記モータ制御装置は、前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属すると判定されたとき、前記着目時点に検出された前記検出電流に基づいて前記モータを制御し、前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属さないと判定されたとき、前記着目時点の過去に検出された前記検出電流に基づいて前記モータを制御する。

本発明に係るモータ駆動システムは、三相式のモータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する前記モータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係る系統連系システムは、前記電流検出ユニット及び三相式のインバータを備え、検出された前記三相電流に基づきつつ前記直流電源からの直流電圧を前記インバータによって三相交流電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ前記三相交流電圧に基づく三相交流電力を負荷に供給することを特徴とする。

本発明によれば、三相電流を検出可能な区間を適切に利用することができる。

本発明の意義ないし効果は、以下に示す実施の形態の説明により更に明らかとなろう。ただし、以下の実施の形態は、あくまでも本発明の一つの実施形態であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以下の実施の形態に記載されたものに制限されるものではない。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。後に第１〜第４実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項又は各実施例にて参照される事項について説明する。

図１は、本発明の実施形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御部３と、直流電源４と、電流センサ５と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。図１のモータ駆動システムは、１シャント電流検出方式を採用している。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直列接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直列接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直列接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、図１の中性点１４から見た端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗの電圧を表す。インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデッドタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デッドタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

電流センサ５は、インバータ２の母線１３に流れる電流（以下、「母線電流」という）を検出する。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線１３であり、電流センサ５は、母線１３に直列に介在している。電流センサ５は、検出した母線電流（検出電流）の電流値を表す信号を制御部３に伝達する。制御部３は、電流センサ５の出力信号等を参照しつつ上記三相電圧指令値を生成及び出力する。尚、電流センサ５は、例えば、シャント抵抗又はカレントトランス等である。また、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５を設けるようにしてもよい。

ここで、図２〜図６を用いて、母線電流と各相の電機子巻線に流れる相電流との関係等について説明する。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗに流れる電流を、夫々、Ｕ相電流、Ｖ相電流及びＷ相電流と呼び、それらの夫々を（或いはそれらを総称して）相電流と呼ぶ（図１参照）。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

図２は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。この三相交流電圧は、互いに位相が１２０°ずつ異なり且つ振幅が同一の、３つの正弦波状の交流電圧から形成される。図２において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるべきＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。モータ１に正弦波状の電流を流す場合、インバータ２の出力電圧は正弦波状とされる。

図２に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図３に、この通電パターンを表として示す。図３の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図４に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図４は、図２に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図４は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図４に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図４において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図２に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短い。

図５（ａ）〜（ｄ）を更に参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図５は、図４の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図５（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図５（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図５（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図４に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図５（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図５（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。そして、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図３の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図３の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。

尚、キャリア周期からタイミングＴ１とＴ６との間の期間を除いた期間は最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ２とＴ５との間の期間を除いた期間は中間相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表し、キャリア周期からタイミングＴ３とＴ４との間の期間を除いた期間は最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅を表す。

Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図６に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wで表した場合において、
ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w、が成立する状態を第１モード、
ｖ_v＞ｖ_u＞ｖ_w、が成立する状態を第２モード、
ｖ_v＞ｖ_w＞ｖ_u、が成立する状態を第３モード、
ｖ_w＞ｖ_v＞ｖ_u、が成立する状態を第４モード、
ｖ_w＞ｖ_u＞ｖ_v、が成立する状態を第５モード、
ｖ_u＞ｖ_w＞ｖ_v、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図４及び図５に示した例は、第１モードに対応している。また、図６には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

制御部３に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態においてカウンタ値がＣｎｔＷ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＵに達した時点が夫々タイミングＴ１、Ｔ２及びＴ３に対応し、カウンタ値がダウンカウントされている状態においてカウンタ値がＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷに達した時点が夫々タイミングＴ４、Ｔ５及びＴ６に対応する。同様に考えて、第２モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態においてカウンタ値がＣｎｔＷ、ＣｎｔＵ及びＣｎｔＶに達した時点が夫々タイミングＴ１、Ｔ２及びＴ３に対応し、カウンタ値がダウンカウントされている状態においてカウンタ値がＣｎｔＶ、ＣｎｔＵ及びＣｎｔＷに達した時点が夫々タイミングＴ４、Ｔ５及びＴ６に対応する。第３〜第６モードについても同様である。

本実施形態では、タイミングＴ５−Ｔ６間において最小相の相電流を検出するものとし、タイミングＴ２−Ｔ３間において最大相の相電流を検出するものとする。最小相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングをＳＴ１にて表し、最大相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングをＳＴ２にて表す。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図４を参照して理解されるように、例えば最大相と中間相の電圧レベルが接近するとタイミングＴ２−Ｔ３間及びＴ４−Ｔ５間の時間長さが短くなる。母線電流は図１の電流センサ５からのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。２相分の電流を検出できなければ、３相分の相電流を再現することはできず、モータ１を良好に制御することはできない。

３つの相電圧の内の任意の２つの相電圧の差が小さいことに起因して、２相分の電流を検出できなくなる期間を、以下「検出不可期間」と呼ぶ。また、検出不可期間以外の期間を、以下「検出可能期間」と呼ぶ。任意の時点は、検出可能期間と検出不可期間の何れかに属する。本実施形態は、この検出不可期間を判定する手法に特徴点を有する。

［検出不可期間の判定手法］
本実施形態に係る検出不可期間の判定手法について説明する。図７及び図８の夫々は、最小相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及び最大相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ２を、図４に付記した図である。以下、サンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を、夫々、単にＳＴ１及びＳＴ２と略記することもある。

ＳＴ１は、タイミングＴ５から時間Ｔ_Aが経過した時点とされ、ＳＴ２は、タイミングＴ２から時間Ｔ_Aが経過した時点とされる。時間Ｔ_Aは、スイッチングに由来して生じる母線電流のリンギングが収束するまでの時間や電流センサ５のアナログ出力信号をＡ／Ｄ変換する際のサンプリング時間遅れ等を考慮して、モータ駆動システムの設計段階で予め設定しておくことができる。上述したように、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）はカウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表現され、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷによってタイミングＴ２及びＴ５が定まる。そして、時間Ｔ_Aに相当するカウント値を定めておく。そうすると、制御部３は、三相電圧指令値に基づいて各キャリア周期におけるサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を定めることができる。

図７は検出可能期間に対応しており、図７に対応する検出可能期間では、異なる２つの相電圧間の電圧レベル差が比較的大きいため母線電流を正確に検出することができる。図７において、符号１０２及び１０３は、夫々、ＳＴ１にて検出される最小相の相電流及びＳＴ２にて検出される最大相の相電流を表している。

一方、図８は、検出不可期間に対応しており、図８に対応する検出不可期間では、最大相と中間相の電圧レベルが接近しすぎていることに起因してＳＴ２にて最大相の相電流を検出することができない。図８において、符号１０４は、ＳＴ１にて検出される最小相の相電流を表しているが、符号１０５は、ＳＴ２にて検出される、最大相の相電流とは異なる電流を表している。

図９（ａ）に、各キャリア周期のサンプリングタイミングＳＴ２にて検出される母線電流の時間変化を示す。図９（ｂ）に、各キャリア周期のサンプリングタイミングＳＴ２にて検出される母線電流の一次差分値の時間変化を示す。図９（ｃ）に、各キャリア周期のサンプリングタイミングＳＴ２にて検出される母線電流の二次差分値の時間変化を示す。ここで、サンプリングタイミングＳＴ２にて検出される母線電流をＩ_DC2にて表す。但し、図９（ａ）は、シミュレーションに基づく理想的な母線電流値をプロットしたものであり、図９（ｂ）及び（ｃ）は、その理想的な母線電流値から算出した一次差分値及び二次差分値をプロットしたものである。

図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）の夫々において、横軸は時間を表し、縦軸は電流値を表している。母線電流Ｉ_DC2の最大値は、図１の直流電源４が出力する直流電圧値などに依存して定まるが、その母線電流Ｉ_DC2の最大値を１．０に正規化して考える。母線電流Ｉ_DC2は、０から１．０の間の値をとる。今、互いに異なるタイミングｔ₁、ｔ₂、ｔ₃、ｔ₄、ｔ₅及びｔ₆を想定する。タイミングｔ₁、ｔ₂、ｔ₃、ｔ₄、ｔ₅及びｔ₆の順番で時間が経過するものとする。そして、タイミングｔ₁−ｔ₂間、ｔ₃−ｔ₄間及びｔ₅−ｔ₆間の各タイミングが、母線電流Ｉ_DC2から最大相の相電流を検出することができない期間に属しているとする。

タイミングｔ₂より後であってタイミングｔ₃よりも前の期間は、母線電流Ｉ_DC2から最大相の相電流を検出可能な期間に属し、その期間内の各サンプリングタイミングＳＴ２では最大相の相電流が検出される。タイミングｔ₄より後であってタイミングｔ₅よりも前の期間などについても同様である。

今、図１０に示す如く、Ｕ相電圧が中間相から最大相に移り変わった直後がタイミングｔ₂に相当し、且つ、Ｕ相電圧が最大相から中間相に移り変わる直前がタイミングｔ₃に相当するものとする。加えて、Ｖ相電圧が中間相から最大相に移り変わった直後がタイミングｔ₄に相当し、且つ、Ｖ相電圧が最大相から中間相に移り変わる直前がタイミングｔ₅に相当するものとする。この場合、タイミングｔ₂−ｔ₃間においてＵ相電流ｉ_uが母線電流Ｉ_DC2として検出され、タイミングｔ₄−ｔ₅間においてＶ相電流ｉ_vが母線電流Ｉ_DC2として検出されることになる。

タイミングｔ₂の直後から母線電流Ｉ_DC2は増加してゆき、タイミングｔ₂とｔ₃の略中間のタイミングにおいて、母線電流Ｉ_DC2は最大値１．０をとる。その中間のタイミングからタイミングｔ₃に向かうにつれて母線電流Ｉ_DC2は減少してゆき、タイミングｔ₃の直前における母線電流Ｉ_DC2は約０．６となる。そして、検出不可期間に属するタイミングｔ₃において、母線電流Ｉ_DC2はゼロとなる。タイミングｔ₃におけるキャリア周期内のサンプリングタイミングＳＴ２は、図８のタイミングＴ３とＴ４との間の期間に属し、その期間内において母線電流Ｉ_DC2はゼロとなるからである（図５（ｄ）も参照）。検出される母線電流Ｉ_DC2がゼロに維持される期間は、タイミングｔ₄まで継続する。タイミングｔ₄においてゼロであった母線電流Ｉ_DC2は、タイミングｔ₄の直後において約０．６まで急峻に立ち上がる。タイミングｔ₄−ｔ₅間における母線電流Ｉ_DC2の変化の様子は、タイミングｔ₂−ｔ₃間におけるそれと同様である。

母線電流Ｉ_DC2が上述のように変化するため、母線電流Ｉ_DC2そのものの電流値を監視することによって、母線電流Ｉ_DC2から最大相の相電流を検出可能な期間とそうでない期間とを区別することができる。また、タイミングｔ₂等において、母線電流Ｉ_DC2が急峻に変化するため、母線電流Ｉ_DC2の一次微分又は二次微分を監視することによっても、この区別は可能である。

各キャリア周期のサンプリングタイミングＳＴ１にて検出される母線電流（以下、Ｉ_DC1にて表す）に対しても、同様である。例えば、タイミングｔ₂とｔ₃の略中間のタイミングでは、Ｖ相電圧とＷ相電圧の電圧レベルが接近しすぎて、母線電流Ｉ_DC1から最小相の相電流を検出することができなくなり、そのタイミング近辺において母線電流Ｉ_DC1は急峻に変化するからである。従って、母線電流Ｉ_DC1そのものの電流値、母線電流Ｉ_DC1の一次微分又は二次微分を監視することによって、母線電流Ｉ_DC1から最小相の相電流を検出可能な期間とそうでない期間とを区別することができる。母線電流Ｉ_DC1の最大値も、母線電流Ｉ_DC2におけるそれと同じ「１．０」であり、母線電流Ｉ_DC1の値は、０から１．０の間の値をとる。

母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2は、キャリア周期をサンプリング周期とする離散値であるため、母線電流Ｉ_DC1の一次微分及び二次微分は、それぞれ母線電流Ｉ_DC1の一次差分及び二次差分を算出することによって求められ、母線電流Ｉ_DC2の一次微分及び二次微分は、それぞれ母線電流Ｉ_DC2の一次差分及び二次差分を算出することによって求められる。

第１、第２、第３、・・・、第（ｎ−１）及び第ｎ番目のキャリア周期の順番で各キャリア周期が訪れるものとし（ｎは３以上の整数）、第ｎ番目のキャリア周期内のサンプリングタイミングＳＴ１にて検出される母線電流Ｉ_DC1の値をＩ_DC1［ｎ］にて表す。そうすると、第ｎ番目のキャリア周期についての母線電流Ｉ_DC1の一次差分値Ｄ_A1［ｎ］及び二次差分値Ｄ_B1［ｎ］は、下記式（１）及び（２）に従って算出される。
Ｄ_A1［ｎ］＝Ｉ_DC1［ｎ］−Ｉ_DC1［ｎ−１］ ・・・（１）
Ｄ_B1［ｎ］＝（Ｉ_DC1［ｎ］−Ｉ_DC1［ｎ−１］）
−（Ｉ_DC1［ｎ−１］−Ｉ_DC1［ｎ−２］） ・・・（２）

同様に、第ｎ番目のキャリア周期内のサンプリングタイミングＳＴ２にて検出される母線電流Ｉ_DC2の値をＩ_DC2［ｎ］にて表す。そうすると、第ｎ番目のキャリア周期についての母線電流Ｉ_DC2の一次差分値Ｄ_A2［ｎ］及び二次差分値Ｄ_B2［ｎ］は、下記式（３）及び（４）に従って算出される。
Ｄ_A2［ｎ］＝Ｉ_DC2［ｎ］−Ｉ_DC2［ｎ−１］ ・・・（３）
Ｄ_B2［ｎ］＝（Ｉ_DC2［ｎ］−Ｉ_DC2［ｎ−１］）
−（Ｉ_DC2［ｎ−１］−Ｉ_DC2［ｎ−２］） ・・・（４）

検出可能期間は、最小相の相電流と最大相の相電流の双方を検出可能な期間であるため、制御部３は、母線電流Ｉ_DC1及び母線電流Ｉ_DC2の双方に基づいて、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。この判断を行うための処理を、以下、「期間判断処理」とも呼ぶ。また、説明の便宜上、以下、第ｎ番目のキャリア周期内に属する時点が現時点であるとする。

［第１期間判断処理］
母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2そのものの値に基づいて期間判断処理を行う場合は、逐次検出される母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の値と所定の判定閾値ＴＨ_Dとを比較することによって、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。即ち、下記式（５ａ）及び（５ｂ）の双方が満たされる場合、現時点は検出可能期間に属すると判断し、下記式（５ａ）及び（５ｂ）の何れか一方でも満たされない場合は、現時点は検出不可期間に属すると判断する。式（５ａ）及び（５ｂ）に基づく期間判断処理を、第１期間判断処理と呼ぶ。尚、式（５ａ）及び（５ｂ）における算術記号“＞”を“≧”に置換することも可能である。
Ｉ_DC1［ｎ］＞ＴＨ_D ・・・（５ａ）
Ｉ_DC2［ｎ］＞ＴＨ_D ・・・（５ｂ）

判定閾値ＴＨ_Dは、０よりも大きな値に設定される。望ましくは、母線電流Ｉ_DC1又はＩ_DC2の最大値（１．０）の半分以下の値を基準として、判定閾値ＴＨ_Dを設定する。つまり、ＴＨ_D≦０．５、とするとよい。

ＴＨ_D≦０．５とすることの根拠を、図１１を参照して説明する。図１１に、図１０のタイミングｔ₃近辺における電流状態を示す。上述したように、中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。タイミングｔ₂とｔ₃の中間時点では、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wは、夫々、１．０、−０．５及び−０．５となる。その後、タイミングｔ₃に向かうにつれて、ｉ_uは１．０から０．５に向けて変化してゆく一方で、ｉ_wは−０．５から−１．０に向かって変化してゆく。また、タイミングｔ₃に向かうにつれて、ｉ_vは、−０．５から０．５に向けて変化してゆく。そして、タイミングｔ₃とｔ₄の中間時点では、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wは、夫々、０．５．０．５及び−１．０となる。タイミングｔ₃とｔ₄の中間時点では、Ｕ相電圧とＶ相電圧の電圧レベルが同じとなるため母線電流Ｉ_DC2から相電流を検出することができなくなるが、タイミングｔ₃においても、Ｕ相電圧とＶ相電圧の電圧レベル差が小さすぎるため母線電流Ｉ_DC2から最大相のＵ相電流を検出することができず、タイミングｔ₃において検出される母線電流Ｉ_DC2は時間Ｔ_Aの存在により（図８参照）ゼロとなる。一方において、タイミングｔ₃の直前にて検出される母線電流Ｉ_DC2は、１．０から０．５の間であって且つ０．５に近い値をとる。

このように、母線電流Ｉ_DC2が最大相の相電流を表しているなら母線電流Ｉ_DC2は０．５以上となるはずであり、母線電流Ｉ_DC2が最大相の相電流を検出できていないのなら母線電流Ｉ_DC2はゼロ（或いは略ゼロ）となる。従って、判定閾値ＴＨ_Dは０．５以下に設定すべきであり、そのように判定閾値ＴＨ_Dを設定すれば、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを良好に判断することができる。例えば、マージンを考慮して、ＴＨ_Dを０．３とする。

［第２期間判断処理］
母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の各一次差分値に基づいて期間判断処理を行う場合は、母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の各一次差分値と所定の判定閾値ＴＨ_Fとを比較することによって、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。一次差分値に基づく期間判断処理を第２期間判断処理と呼ぶ。第２期間判断処理（及び後述の第３期間判断処理）の詳細については、後述の第１実施例の中で説明する。

［第３期間判断処理］
母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の各二次差分値に基づいて期間判断処理を行う場合は、母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の各二次差分値と所定の判定閾値ＴＨ_Fとを比較することによって、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。二次差分値に基づく期間判断処理を第３期間判断処理と呼ぶ。

上述の期間判断処理を適用した実施例として、以下に、第１〜第４実施例を例示する。或る実施例（特に第１実施例）に記載した事項は、矛盾なき限り、他の実施例にも適用される。

＜＜第１実施例＞＞
まず、第１実施例について説明する。図１２は、第１実施例に係るモータ駆動システムのブロック図である。図１２のモータ駆動システムは、図１に示したものと同じモータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ５を備えると共に、制御部３ａを備える。制御部３ａは、図１の制御部３の一具体例であり、制御部３が有する機能を実現する。制御部３ａには、符号２１〜２６にて参照される各部位が設けられる。モータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

図１２のモータ駆動システム内の各部位についての詳細な説明の前に、各種の状態量（状態変数）の説明及び定義等を行う。図１３は、モータ１の解析モデル図である。図１３には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸が示されている。６ａは、モータ１の回転子６（図１参照）に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとる。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。

また、モータ駆動システム内では、ｄ軸に対応する制御上の軸としてγ軸が定義され、ｑ軸に対応する制御上の軸としてδ軸が定義される。モータ１にベクトル制御を行うに際して回転子位置検出用の位置センサを用いない場合は、γ軸及びδ軸が制御上の推定軸として推定される。δ軸は、γ軸から電気角で９０度進んだ軸である（図１３において不図示）。通常、ベクトル制御は、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸と一致するように実施される。ｄ軸とｑ軸は、実軸の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をｄｑ座標とよぶ。γ軸とδ軸は、制御上の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をγδ座標とよぶ。

ｄ軸（及びｑ軸）は回転しており、その回転速度をωにて表す。γ軸（及びδ軸）も回転しており、その回転速度をω_eにて表す。ω及びω_eは、電気角における回転速度である。また、ｄｑ座標において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθにより表す。同様に、γδ座標において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_eにより表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θ_eで表される。Ｕ相の電機子巻線固定軸を基準としたｄ軸の位相及びγ軸の位相を、回転子位置と呼ぶ。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶ_aにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩ_aにて表す。そして、
モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδで表し、
モータ電流Ｉ_aのγ軸成分及びδ軸成分を、夫々γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδで表す。

γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδに対する指令値（電圧指令値）を、夫々、γ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*にて表す。ｖγ^*及びｖδ^*は、夫々、ｖγ及びｖδが追従すべき電圧（電圧値）を表す。

γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδに対する指令値（電流指令値）を、夫々、γ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*にて表す。ｉγ^*及びｉδ^*は、夫々、ｉγ及びｉδが追従すべき電流（電流値）を表す。

図１２のモータ駆動システム内の各部位の動作について説明する。モータ電流検出部２１は、座標変換器２５から出力される三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に基づいてサンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２を特定し、各サンプリングタイミングＳＴ１及びＳＴ２にて電流センサ５からのアナログ出力信号をサンプリングしてＡ／Ｄ変換することにより、母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2を検出する。

モータ電流検出部２１は、逐次与えられる母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2に基づいて、上述の期間判断処理を実行する。即ち、現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。現時点が検出可能期間に属すると判断した場合、モータ電流検出部２１は、三相電圧指令値に基づいて現時点が第１〜第６モードの内の何れのモードに属しているかを特定し（図６参照）、特定したモードと現時点にて検出した母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2とに基づいてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出する。算出値は、座標変換器２２に出力される。この際、必要であれば、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wの総和が０であることを利用する。本実施例に係る期間判断処理の手法と現時点が検出不可期間に属すると判断された場合の制御部３ａの動作説明については後述するものとし、先に、制御部３ａ内の各部位の動作について説明する。

座標変換器２２は、位置・速度推定器２６（以下、単に推定器２６という）から与えられる回転子位置θ_eに基づいてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vをγδ軸上に座標変換することによりγ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出して出力する。

速度制御部２３は、制御部３ａの内部又は外部に設けられた回転速度指令値発生部（不図示）から与えられる回転速度指令値ω^*と推定器２６から与えられる回転速度ω_eを参照し、比例積分制御などを用いることによって、速度偏差（ω^*−ω_e）がゼロに収束するようにγ軸電流指令値ｉγ^*及びδ軸電流指令値ｉδ^*を算出して出力する。

電流制御部２４は、速度制御部２３にて算出されたｉγ^*及びｉδ^*と座標変換器２２からのｉγ及びｉδを参照し、比例積分制御などを用いることによって、電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）及び（ｉδ^*−ｉδ）が共にゼロに収束するようにγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出して出力する。

座標変換器２５は、推定器２６から出力される回転子位置θ_eに基づいて電流制御部２４から与えられたｖγ^*及びｖδ^*を三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）を算出して出力する。

推定器２６は、座標変換器２２からのｉγ及びｉδ並びに電流制御部２４からのｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いて、比例積分制御などを行うことにより、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ（図１３参照）がゼロに収束するように回転速度ω_eを推定し、推定した回転速度ω_eを積分することによって回転子位置θ_eを推定する。回転子位置θ_e及び回転速度ω_eの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、推定器２６は公知の何れの手法をも採用可能である。例えば、本出願人が提案する特開２００７−５３８２９号公報に記載の手法を用いればよい。推定器２６によって推定された回転子位置θ_eは座標変換器２２及び２５に出力され、推定器２６によって推定された回転速度ω_eは速度制御部２３に出力される。

インバータ２は、座標変換器２５からの三相電圧指令値に従ってインバータ２内の各アームのスイッチングを制御することにより、制御部３ａで生成された指令値（ｉγ^*及びｉδ^*等）に応じたモータ電流Ｉ_aをモータ１に供給してモータ１を駆動する。

［動作フローチャート］
図１４を参照して、期間判断処理の手法と、その処理結果に従った制御部３ａの動作について説明する。図１４は、期間判断処理に特に着目した、図１２の制御部３ａの動作フローチャートである。図１４は、一次差分値を利用する第２期間判断処理を採用する場合の動作フローチャートである。図１４と共に、図１５も参照する。図１５において、波形１１０は、母線電流Ｉ_DC1の一次差分値の時間変化を表しており、波形１２０は、母線電流Ｉ_DC2の一次差分値の時間変化を表している。最小相の相電圧と中間相の相電圧との電圧レベル差が近接する時間領域において母線電流Ｉ_DC1の一次差分値は大きく変動し、最大相の相電圧と中間相の相電圧との電圧レベル差が近接する時間領域において母線電流Ｉ_DC2の一次差分値は大きく変動する。

図１４に示されるステップＳ１１〜Ｓ２１及びＳ３０の各処理は、図１２のモータ電流検出部２１によって実行される。ステップＳ３１にて実行される電流補償処理は、モータ電流検出部２１によって、或いは、モータ電流検出部２１を含む制御部３ａ全体で行われる。ステップＳ１１〜Ｓ２１並びにＳ３０及びＳ３１から成るループ処理は、キャリア周期ごとに１回実行される。

モータ電流検出部２１は、母線電流Ｉ_DC1から最小相の相電流を検出可能か否かを表すフラグとしてＦＬＡＧ₁を導入し、母線電流Ｉ_DC2から最大相の相電流を検出可能か否かを表すフラグとしてＦＬＡＧ₂を導入する。フラグにおける１は検出可能を意味し、フラグにおける０は検出不能を意味する。

検出可能期間においてＦＬＡＧ₁及びＦＬＡＧ₂に初期値１が代入されたものとする。その後、新たなキャリア周期が訪れるごとに、ステップＳ１１に移行する。ステップＳ１１では電流センサ５から母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2が検出される。次に、ステップＳ１２において、ＦＬＡＧ₁の状態が確認され、ＦＬＡＧ₁＝１である時にはステップＳ１３に移行する一方、ＦＬＡＧ₁＝０である時にはステップＳ１８に移行する。ステップＳ１３では、ＦＬＡＧ₂の状態が確認され、ＦＬＡＧ₂＝１である時にはステップＳ１４に移行する一方、ＦＬＡＧ₂＝０である時にはステップＳ２０に移行する。

上述したように、第ｎ番目のキャリア周期に属する時点を現時点とする。第（ｎ−１）番目のキャリア周期が検出可能期間に属している場合、ＦＬＡＧ₁及びＦＬＡＧ₂は共に１となっているため、ステップＳ１４に移行する。ステップＳ１４では、母線電流Ｉ_DC1が急激に減少したか否かを判断する。これは、図１５における負のスパイク１１１が検出されたか否かを判断していることに等しい。実際には、ステップＳ１４において、下記式（６ａ）を満たすか否かが判断される（尚、上述したように、Ｉ_DC1［ｎ］は、第ｎ番目のキャリア周期における母線電流Ｉ_DC1の値を表す）。判定閾値ＴＨ_Fは正の所定値とされるが、図１１を参照して説明した内容から理解されるように、ＴＨ_F≦０．５、を満たすように判定閾値ＴＨ_Fを設定することが望ましい。例えば、マージンを考慮して、ＴＨ_Fを０．３とする。尚、式（６ａ）における算術記号“＜”を“≦”に置換することも可能である。
Ｄ_A1［ｎ］＝Ｉ_DC1［ｎ］−Ｉ_DC1［ｎ−１］＜−ＴＨ_F ・・・（６ａ）

ステップＳ１４において、式（６ａ）が満たされる場合はステップＳ１５に移行し、式（６ａ）が満たされない場合はステップＳ１６に移行する。図１５における負のスパイク１１１が検出された後は、正のスパイク１１２が検出されるまで母線電流Ｉ_DC1から最小相の相電流を検出することができない。故に、ステップＳ１５においてＦＬＡＧ₁にゼロを代入した後、ステップＳ３１に移行する。

ステップＳ３１に至った場合、図１２のモータ電流検出部２１は現時点が検出不可期間に属すると判断し、電流が検出できないことを補償するための処理を実行する。この処理を電流補償処理と呼ぶ。電流補償処理については後述する。ステップＳ３１において電流補償処理を行った後、次のキャリア周期が訪れると再度ステップＳ１１に戻る。

ステップＳ１６では、母線電流Ｉ_DC2が急激に減少したか否かを判断する。これは、図１５における負のスパイク１２１が検出されたか否かを判断していることに等しい。実際には、ステップＳ１６において、下記式（６ｂ）を満たすか否かが判断される。尚、式（６ｂ）における算術記号“＜”を“≦”に置換することも可能である。
Ｄ_A2［ｎ］＝Ｉ_DC2［ｎ］−Ｉ_DC2［ｎ−１］＜−ＴＨ_F ・・・（６ｂ）

ステップＳ１６において、式（６ｂ）が満たされる場合はステップＳ１７に移行し、式（６ｂ）が満たされない場合はステップＳ３０に移行する。図１５における負のスパイク１２１が検出された後は、正のスパイク１２２が検出されるまで母線電流Ｉ_DC2から最大相の相電流を検出することができない。故に、ステップＳ１７においてＦＬＡＧ₂にゼロを代入した後、ステップＳ３１に移行してステップＳ３１における処理を実行する。

ステップＳ３０に至った場合、図１２のモータ電流検出部２１は現時点が検出可能期間に属すると判断し、最新のステップＳ１１にて検出された母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを算出して、算出値を座標変換器２２に送る。この後、ｉ_u及びｉ_vに基づく、制御部３ａ内の各部位の動作が実行される。つまり、検出可能期間では、母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2に基づいてモータ１がベクトル制御されることになる。ステップＳ３０に移行して必要な処理が行われた後、次のキャリア周期が訪れると再度ステップＳ１１に戻る。

過去において負のスパイク１１１（図１５参照）が検出され、ＦＬＡＧ₁が０となっていると、ステップＳ１２からステップＳ１８に移行する。ステップＳ１８では、母線電流Ｉ_DC1が急激に増加したか否かを判断する。これは、図１５における正のスパイク１１２が検出されたか否かを判断していることに等しい。実際には、ステップＳ１８において、下記式（７ａ）を満たすか否かが判断される。尚、式（７ａ）における算術記号“＞”を“≧”に置換することも可能である。
Ｄ_A1［ｎ］＝Ｉ_DC1［ｎ］−Ｉ_DC1［ｎ−１］＞ＴＨ_F ・・・（７ａ）

ステップＳ１８において式（７ａ）が満たされる場合は、検出不可期間から検出可能期間に移行したと考えられるため、ステップＳ１９に移行してＦＬＡＧ₁に１を代入した後、ステップＳ３０に移行してステップＳ３０における処理を実行する。一方、ステップＳ１８において式（７ａ）が満たされない場合は、現時点が未だ検出不可期間に属しているものと考えられるため、ステップＳ３１に移行してステップＳ３１における処理を実行する。

過去において負のスパイク１２１（図１５参照）が検出され、ＦＬＡＧ₂が０となっていると、ステップＳ１３からステップＳ２０に移行する。ステップ２０では、母線電流Ｉ_DC2が急激に増加したか否かを判断する。これは、図１５における正のスパイク１２２が検出されたか否かを判断していることに等しい。実際には、ステップＳ２０において、下記式（７ｂ）を満たすか否かが判断される。尚、式（７ｂ）における算術記号“＞”を“≧”に置換することも可能である。
Ｄ_A2［ｎ］＝Ｉ_DC2［ｎ］−Ｉ_DC2［ｎ−１］＞ＴＨ_F ・・・（７ｂ）

ステップＳ２０において式（７ｂ）が満たされる場合は、検出不可期間から検出可能期間に移行したと考えられるため、ステップＳ２１に移行してＦＬＡＧ₂に１を代入した後、ステップＳ３０に移行してステップＳ３０における処理を実行する。一方、ステップＳ２０において式（７ｂ）が満たされない場合は、現時点が未だ検出不可期間に属しているものと考えられるため、ステップＳ３１に移行してステップＳ３１における処理を実行する。

母線電流の一次差分値を利用する第２期間判断処理を適用した場合の動作の流れを説明したが、第２期間判断処理の代わりに、母線電流そのものの値に基づく第１期間判断処理を用いるようにしてもよい。第１期間判断処理を用いる場合は、各キャリア周期において、母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2を検出し、上記式（５ａ）及び（５ｂ）が満たされるか否かを判断する。そして、式（５ａ）及び（５ｂ）の双方が満たされる場合にステップＳ３０の処理を実行し、そうでない場合はステップＳ３１の処理を実行すればよい。

また、第２期間判断処理の代わりに、母線電流の二次差分値に基づく第３期間判断処理を用いるようにしてもよい。図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）から理解されるように、検出可能期間から検出不可期間に遷移する際、一次差分値だけでなく二次差分値にも負のスパイクが観測され、検出不可期間から検出可能期間に遷移する際、一次差分値だけでなく二次差分値にも正のスパイクが観測される。従って、第３期間判断処理を用いる場合における動作の流れは、図１４に示すそれと同様である。但し、第３期間判断処理を用いる場合は、ステップＳ１４、Ｓ１６、Ｓ１８及びＳ２０において、一次差分値Ｄ_A1［ｎ］及びＤ_A2［ｎ］の代わりに、それぞれ二次差分値Ｄ_B1［ｎ］及びＤ_B2［ｎ］を用いるようにする。

［電流補償処理について］
図１４のステップＳ３１にて実行される電流補償処理について説明する。電流補償処理では、例えば、過去に検出されたｉ_u及びｉ_vに基づいて現時点のｉ_u及びｉ_vを算出する。例えば、第（ｎ−１）番目のキャリア周期が検出可能期間に属し、且つ、第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期が検出不可期間に属していると判断された場合、第（ｎ−１）番目のキャリア周期にて検出された母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2に基づくＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを、第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期におけるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vとして流用して座標変換器２２に与えるようにする。

或いは例えば、特開２００４−６４９０３号公報に記載の電流補償処理を利用しても良い。即ち例えば、現時点が検出不可期間に属する場合、過去に検出したＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを座標変換して得たγ軸電流ｉγ及びδ相電流ｉδを、再度、回転子位置θ_eを用いてＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに逆変換し、この逆変換によって得られたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを現時点におけるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vとして利用してモータ１をベクトル制御する。

或いは、例えば、検出可能期間において電圧指令値を保持しておき、検出不可期間において、その保持された電圧指令値を用いるようにしてもよい。この電圧指令値の保持を利用した手法も、電流補償処理を実現する手法の一つである。図１６を参照して、電圧指令値の保持を利用した手法を説明する。今、第（ｎ−１）番目のキャリア周期が検出可能期間に属し、且つ、第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期が検出不可期間に属し、且つ、第（ｎ＋７）番目のキャリア周期が検出可能期間に属していると判断された場合を想定する。また、第ｎ番目のキャリア周期に対応するｖγ^*及びｖδ^*を夫々ｖγ^*［ｎ］及びｖδ^*［ｎ］で表し、第ｎ番目のキャリア周期に対応するθ_e及びω_eを夫々θ_e［ｎ］及びω_e［ｎ］で表す。

この場合、第（ｎ−１）番目のキャリア周期にて検出された母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vが求められ、この求められたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに基づいて、座標変換器２２、速度制御部２３、電流制御部２４及び推定器２６の各処理を介してθ_e［ｎ−１］及びω_e［ｎ−１］並びにｖγ^*［ｎ−１］及びｖδ^*［ｎ−１］が算出される。このｖγ^*［ｎ−１］及びｖδ^*［ｎ−１］は、第（ｎ−１）番目のキャリア周期に対応するｖγ^*及びｖδ^*として、座標変換器２５に与えられる。

第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期では、ｉ_u、ｉ_v、ｉγ及びｉδの算出を休止し、座標変換器２５にｖγ^*及びｖδ^*としてｖγ^*［ｎ−１］及びｖδ^*［ｎ−１］を与えるようにする。第（ｎ＋７）番目のキャリア周期では母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2からＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vが求められ、この求められたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに基づいて、座標変換器２２、速度制御部２３、電流制御部２４及び推定器２６の各処理を介してｖγ^*［ｎ＋７］及びｖδ^*［ｎ＋７］が算出される。このｖγ^*［ｎ＋７］及びｖδ^*［ｎ＋７］は、第（ｎ＋７）番目のキャリア周期に対応するｖγ^*及びｖδ^*として、座標変換器２５に与えられる。

第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期において、推定器２６は、ｉγ及びｉδに基づくθ_e及びω_eの推定を一時的に休止する。その代わり、推定器２６は、θ_e［ｎ−１］を基準にし、検出不可期間内において回転子６がω_e［ｎ−１］の回転速度で回転し続けるものと仮定して検出不可期間内におけるθ_e（即ち、θ_e［ｎ］〜θ_e［ｎ＋６］）を推定する。従って、検出不可期間内におけるω_e（即ち、ω_e［ｎ］〜ω_e［ｎ＋６］）はω_e［ｎ−１］と同じとされる。定常状態において、回転子は略一定速度で回転し続けるため、上記のように検出不可期間内におけるθ_e及びω_eを推定しても実害は少ない。

検出不可期間内においてｖγ^*及びｖδ^*を保持し、この保持されたｖγ^*及びｖδ^*に基づいてモータ１を制御する手法も、検出可能期間において検出された母線電流に基づいてモータ１を制御する手法に属する。検出不可期間においてｖγ^*及びｖδ^*として用いられるｖγ^*［ｎ−１］及びｖδ^*［ｎ−１］は、検出可能期間において検出された母線電流に基づいて求められるからである。

［実際の電流波形］
図９（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）のシミュレーション結果に対応する、電流の実測結果を図１７（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示す。図１７（ａ）は、実測された母線電流Ｉ_DC2の時間変化を示す。図１７（ｂ）は、実測された母線電流Ｉ_DC2の一次差分値の時間変化を示す。図１７（ｃ）は、実測された母線電流Ｉ_DC2の二次差分値の時間変化を示す。

図９（ａ）等に対応する理想状態と異なり、実際には、ベクトル制御で用いるモータパラメータと真値との誤差や回転子位置の推定誤差などに由来して、母線電流の電流波形は歪みを持つが、上述の手法によって検出不可期間を判定することができる。

従来より、２つの相電圧の差の電圧閾値を設定しておき、その差と電圧閾値とを比較することによって検出不可期間を判定する手法が存在する。しかしながら、電圧閾値は、様々な要因を考慮しつつ余裕をもって定めておく必要があるため、この従来手法では、実際に２相分の電流を検出可能であるにも拘らず２相分の電流を検出できないと判断される場合が生じる。つまり、２相分の電流を検出可能な区間を最大限に利用することができない。また、最適な電圧閾値はモータの駆動条件に依存して変化するため、様々な駆動条件に適応した電圧閾値を駆動条件ごとに予め求めておく必要があり、設計に多大な手間がかかる。

一方、本実施例によれば、実際に検出された母線電流からリアルタイムに検出不可期間を判定することができるため、２相分の電流を検出可能な区間を最大限に利用することができる。この結果、モータ１に対する制御の精度が向上する。また、電圧閾値を求めておく必要もないため、設計における手間も簡素化される。

尚、現時点において検出された母線電流を用いて現時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する手法を説明したが、任意の着目時点がそれらの何れに属するかの判断を過去の母線電流の検出結果に基づいて行うことも可能である。

この判断手法では、検出不可期間から検出可能期間に移行するタイミング（以下、第１移行タイミングと呼ぶ）や検出可能期間から検出不可期間に移行するタイミング（以下、第２移行タイミングと呼ぶ）が周期的に訪れることを利用する。まず、上述してきた手法を用いて各時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。そして例えば、その判断結果に基づいて、連続する第１移行タイミング（例えば、図９（ａ）のｔ₂、ｔ₄及びｔ₆）を図示されないメモリに逐次記憶する。

そして、記憶された隣接する第１移行タイミング間（例えばｔ₂−ｔ₄間）の間隔に基づいて、次回以降の第１移行タイミングを推定する。例えば、記憶された連続する第１移行タイミングがタイミングｔ_F［１］、ｔ_F［２］及びｔ_F［３］を含んでいる場合、第１移行タイミングｔ_F［１］−ｔ_F［２］間の間隔と第１移行タイミングｔ_F［２］−ｔ_F［３］間の間隔の平均間隔を算出する。そして、第１移行タイミングｔ_F［３］から該平均間隔が経過した時点が次の第１移行タイミングｔ_F［４］であると推定する。ここで、ｔ_F［１］、ｔ_F［２］、ｔ_F［３］及びｔ_F［４］は、この順番で連続して訪れる第１移行タイミングである。また、上記の平均間隔を２つの間隔を平均化することによって得ているが、それを３つ以上の間隔を平均化することによって得るようにしてもよい。

同様の推定処理を第２移行タイミングに対しても行うことができる。現時点以降に訪れる第１及び第２移行タイミングが推定できれば、検出可能期間と検出不可期間の何れに属するのかの判断を任意の着目時点に対して行うことができる。そして、着目時点が検出可能期間に属しているならば着目時点における母線電流から着目時点における相電流を検出し、着目時点が検出不可期間に属しているならば着目時点に対して上述の電流補償処理を実行すればよい。

＜＜第２実施例＞＞
第１実施例に係るモータ駆動システムでは、ｄ軸とγ軸との間の軸誤差Δθをゼロに収束させるベクトル制御、即ち、γ軸をｄ軸に追従させるベクトル制御を実施しているが、γ軸をｄ軸と異なる軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。第１実施例に対するこの変形例を、第２実施例とする。例えば、非特許文献；比田、他２名，「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」，平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成１８年８月，ｐ．３８５−３８８（Ｉ−３８５〜Ｉ−３８８）、に記載されているようなｄｍ軸を定義し、γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施するようにしてもよい。

ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。ｑｍ軸とは、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸である。モータ１に供給されるべき電流ベクトルとは、モータ１に供給されるべき電流をベクトルにて表現したものを指す。また、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸よりも更に位相が進んだ回転軸をｑｍ軸とするようにしてもよい。

γ軸をｄｍ軸に追従させるベクトル制御を実施する場合、例えば、以下のように処理すればよい。図１２における推定器２６が、ｉγ及びｉδ並びにｖγ^*及びｖδ^*の内の全部又は一部を用いてｄｍ軸とγ軸との間の軸誤差Δθ_mを推定し、比例積分制御を用いて軸誤差Δθ_mがゼロに収束するように回転子位置θ_e及びモータ速度ω_eを推定する。

＜＜第３実施例＞＞
第１及び第２実施例に係るモータ駆動システムは、回転子位置を検出するための位置センサを用いない位置センサレスベクトル制御を行っている。しかしながら、第１及び第２実施例に記載された技術は、位置センサを設けた場合にも有益である。位置センサを設けたモータ駆動システムを第３実施例とする。位置センサを用いる場合は、第１（又は第２）実施例に係るモータ駆動システムを、以下のように変形すればよい。

図１２のモータ駆動システムから推定器２６を削除し、位置センサによって検出されたｄ軸の位相をθ_eとして取り扱って、座標変換器２２及び２５に与える。このθ_eは、理想的には図１３のθと完全に一致する。また、位置センサの検出に基づくθ_eを速度算出用微分器（不図示）にて微分することによってω_eを算出し、そのω_eを速度制御部２３に与える。

＜＜第４実施例＞＞
上述してきた、母線電流に基づいて検出不可期間を判定する手法は、モータ駆動システム以外のシステムに対しても適用可能である。この手法を系統連系システムに適用する実施例を第４実施例とする。

図１８は、第４実施例に係る系統連系システムの全体構成図である。図１８の系統連系システムでは、太陽電池で発電した電力を三相式のインバータを用いて三相の系統に連系する。この種の系統連系に関する制御技術は、例えば、文献“山田、他２名，「電流制御形正弦波電圧連系三相インバータ（Current Controlled Type Sinusoidal Voltage Interconnecting Three-Phase Inverter）」，平成１９年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１９年３月，第４分冊，４−０７６，ｐ．１１５”に開示されており、その文献の技術が図１８の系統連系システムにも適用される。

図１８において、符号３０４は、直流電源としての太陽電池である。図１８には、太陽電池３０４の等価回路が示されている。太陽電池３０４は、太陽エネルギーに基づく発電を行い、直流電圧を発生させる。その直流電圧は、負出力端子３０４ｂを低電圧側として、正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間に生じる。平滑化コンデンサＣｄの両端子間には正出力端子３０４ａと負出力端子３０４ｂとの間の直流電圧が印加され、平滑化コンデンサＣｄは該直流電圧に応じた電荷を蓄える。電圧検出器３０６は、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値を検出し、検出値を制御部３０３に送る。

図１８の系統連系システムに組み込まれたインバータ２は、図１のそれと同じものである。但し、図１８のインバータ２に対する直流電圧は太陽電池３０４から供給され、インバータ２の３つの出力端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗは、夫々、連系用リアクトル（インダクタ）及び屋内配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。出力端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗは、図１のモータ駆動システムにおいては、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されていた端子である。

尚、出力端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗと連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗとの間に三相変圧器（トランス；不図示）を介在させ、該三相変圧器を用いて系統連系を行うようにしてもよい。この三相変圧器は、インバータ２側と系統側（後述の電力系統３４０側）との絶縁や変圧を目的として設けられる。また、ｕ、ｖ及びｗは、一般的に、三相式のモータにおける各相を表す記号として用いられ、本実施例で説明するような系統連系システムでは、各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗ以外の記号（例えば、ａ、ｂ及びｃ）が用いられることも多い。しかしながら、説明の便宜上、インバータ２の各相を表す記号としてｕ、ｖ及びｗを用いる。

符号３４０は、三相交流電力を供給する電力系統（系統側電源）である。電力系統３４０を、３つの交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗに分解して考えることができ、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの夫々は、基準点３４１を基準として交流電圧を出力する。但し、交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗが出力する交流電圧の位相は、互いに、電気角で１２０度ずつ異なっている。

電力系統３４０は、基準点３４１を基準とした交流電圧源３４０ｕ、３４０ｖ及び３４０ｗの出力電圧を、夫々、端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗから出力する。端子３４２ｕ、３４２ｖ及び３４２ｗは、夫々、屋外配線を介して連系点３３０ｕ、３３０ｖ及び３３０ｗに接続される。

異なる連系点間には家電製品等の負荷が接続される。図１８に示す例では、連系点３３０ｕと３３０ｖとの間に線形負荷である負荷３３５が接続され、連系点３３０ｖと３３０ｗとの間に非線形負荷である負荷３３６が接続されている。このため、負荷３３５は、連系点３３０ｕ−３３０ｖ間電圧を駆動電圧として駆動され、負荷３３６は、連系点３３０ｖ−３３０ｗ間電圧を駆動電圧として駆動される。線形負荷とは、オームの法則に従う負荷であり、非線形負荷とは、オームの法則に従わない負荷である。例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータのような整流回路を含む負荷が負荷３３６として想定される。

インバータ２は、制御部３０３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３０３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

本実施例において、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wは、夫々、或る固定電位を有する基準電位点（例えば、基準点３４１）から見た端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗの電圧を指し、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wは、夫々、端子３１２ｕ、３１２ｖ及び３１２ｗを介して流れる電流を指す。尚、端子３１２ｕ、３１２ｖ又は３１２ｗから流れ出す方向の電流の極性を正とする。

上述のように構成することにより、直流電源としての太陽電池３０４と電力系統３４０との系統連系が行われ、電力系統３４０に連係しつつインバータ２からの三相交流電圧に応じた交流電力が負荷３３５及び３３６に供給される。

そして、図１８の系統連系システムには、上述してきた１シャント電流検出方式が適用される。

電流センサ３０５は、図１の電流センサ５と同様のものであり、母線３１３に流れる電流を検出する。この電流を母線電流と呼ぶ。インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて太陽電池３０４の負出力端子３０４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線が母線３１３であり、電流センサ３０５は、母線３１３に直列に介在している。

本実施例における各相電圧（ｖ_u、ｖ_v及びｖ_w）は、上述のモータ駆動システムにおける各相電圧と同様、正弦波状とされ且つ各相電圧間の電圧レベルの高低関係は時間と共に変化していく（図２参照）。この高低関係は三相電圧指令値によって定まり、インバータ２は与えられた三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。合計８通りの通電パターンは、モータ駆動システムにおけるそれ（図３参照）と同じである。

また、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形も、モータ駆動システムにおけるそれら（図４参照）と同じである。また、最大相、中間相及び最小相の組み合わせも、モータ駆動システムにおけるそれと同様に６通り存在する（図６参照）。更に、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づくインバータ２の各アームに対するスイッチング動作も、モータ駆動システムにおけるそれと同様である。即ち、インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって表される各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較し、その比較結果に基づいて各アームのオン／オフを制御する。

電流センサ３０５によって検出された母線電流（検出電流）の電流値を表す信号は、制御部３０３内に存在する電流検出部（不図示）に伝達される。この電流検出部は、図１２のモータ電流検出部２１と同様の動作を行う。即ち、制御部３０３が算出する三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、何れの相が最大相、中間相及び最小相であるかを特定すると共に電流センサ３０５の出力信号をサンプリングするタイミングＳＴ１及びＳＴ２（図６参照）を決定し、そのタイミングにおいて得た母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2の電流値から三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）を算出する。

モータ駆動システムにおける場合と同様、各時点は検出可能期間と検出不可期間の何れかに属する。制御部３０３は、各時点が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。この判断手法は、モータ駆動システムにおけるそれと同様である。即ち、制御部３０３は、電流センサ３０５から得られる母線電流Ｉ_DC1及びＩ_DC2に基づいて、着目時点（例えば現時点）が検出可能期間と検出不可期間の何れに属するかを判断する。勿論、上述の第１、第２及び第３期間判断処理の何れをも利用可能である。

着目時点が検出可能期間に属する場合、着目時点における母線電流から三相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）が算出される。この場合、制御部３０３は、交流電圧源３４０ｕが出力する交流電圧の位相に合わせたＵ相電圧ｖ_uの位相を用いて、算出された三相電流を座標変換することにより、インバータ２の出力電流の有効電流成分及び無効電流成分を算出する（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wは、インバータ２の出力電流のＵ相、Ｖ相及びＷ相軸成分である）。そして、平滑化コンデンサＣｄの両端子間電圧の電圧値が所望値に保たれるように且つ無効電流成分がゼロとなるように、三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を算出して、それらをインバータ２に与える。

一方、着目時点が検出不可期間に属している場合、制御部３０３は電流補償処理を実行する。この電流補償処理として、第１実施例で述べたそれを流用可能である。例えば、過去に検出された三相電流に基づいて着目時点の三相電流を算出する。例えば、第（ｎ−１）番目のキャリア周期が検出可能期間に属し、且つ、第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期が検出不可期間に属していると判断された場合、第（ｎ−１）番目のキャリア周期にて検出された母線電流に基づく三相電流を、第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期における三相電流として推定し、その推定した三相電流から第ｎ〜第（ｎ＋６）番目のキャリア周期における三相電圧指令値を作成する。

＜＜変形等＞＞
上述の実施形態の変形例または注釈事項として、以下に、注釈１〜注釈５を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
上述の各種の指令値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｖγ^*及びｖδ^*など）や状態量（ｉγ、ｉδなど）を含む、導出されるべき全ての値の導出手法は任意である。即ち、例えば、それらを、制御部（３又は３ａ）内での演算によって導出するようにしてもよいし、予め設定しておいたテーブルデータから導出するようにしてもよい。

［注釈２］
制御部（３又は３ａ）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部を実現する場合、制御部の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェアではなく、ハードウェアのみによって、或いは、ソフトウェアとハードウェアの組み合わせによって、制御部を形成することも可能である。

［注釈３］
本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量（状態変数）などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

［注釈４］
例えば、以下のように考えることができる。図１２のモータ駆動システムは電流検出ユニットを備え、この電流検出ユニットは、主として、モータ電流検出部２１によって形成される。この電流検出ユニットに、座標変換器２２、速度制御部２３、電流制御部２４、座標変換器２５及び推定器２６の内の一部が含まれていると考えることも可能であり、また、電流センサ５が含まれていると考えることも可能である。電流検出ユニットは、電流検出手段と三相電流検出手段と判定手段を備えており、それらはモータ電流検出部２１によって実現される。尚、電流検出手段が、モータ電流検出部２１と電流センサ５とによって実現されると考えることも可能である。また、制御部３ａは、モータ制御装置として機能する。

また、上記の電流検出ユニットと同様の電流検出ユニットが、図１８の系統連系システにも備えられている。系統連系システムにおける電流検出ユニットは、主として、図１８の制御部３０３内の電流検出部（不図示）によって形成される。この電流検出ユニットに、電流センサ３０５が含まれていると考えることも可能である。

［注釈５］
本明細書等において下記の点に留意すべきである。図面において、所謂下付き文字として表記されているギリシャ文字（γ及びδ等）は、本明細書において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このギリシャ文字の下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。特に、冷蔵庫用の圧縮機、車載用空気調和機、電動車などに好適である。また、系統連系システム等に対しても本発明は適用可能である。

本発明の実施形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図１のモータに印加される三相交流電圧の典型的な例を示す図である。 図１のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 図１のモータにおける各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 図４の各タイミングにおける、図１の電機子巻線周辺の等価回路図である。 図１のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 最小相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及び最大相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ２を、図４に付記した図である（検出可能期間に対応）。 最小相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ１及び最大相の相電流を検出するためのサンプリングタイミングＳＴ２を、図４に付記した図である（検出不可期間に対応）。 検出される母線電流の時間変化をシミュレーションした結果（ａ）と、検出される母線電流の一次差分値の時間変化をシミュレーションした結果（ｂ）と、検出される母線電流の二次差分値の時間変化をシミュレーションした結果（ｃ）と、を示す図である。 図１のモータに印加される三相交流電圧を表す図であり、検出不可期間を特定する手法の原理を説明するための図である。 各タイミングにおいて、図１の電機子巻線に流れる電流の状態を表す図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの詳細ブロック図である。 図１２のモータの解析モデル図である。 図１２に示される制御部の動作フローチャートである。 最小相に対応する母線電流（Ｉ_DC1）の一次差分値の時間変化と、最大相に対応する母線電流（Ｉ_DC2）の一次差分値の時間変化と、を示す図である。 図１４のステップＳ３１にて実行される電流補償処理の一例を説明するための図である。 実際に検出された母線電流の時間変化を表す図（ａ）と、実際に検出された母線電流の一次差分値の時間変化を表す図（ｂ）と、実際に検出された母線電流の二次差分値の時間変化を表す図（ｃ）である。 本発明の第４実施例に係る系統連系システムの全体構成図である。 １シャント電流検出方式を採用した、従来のモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３、３ａ 制御部
４ 直流電源
５ 電流センサ
６ 回転子
７ 固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ 電機子巻線
２１ モータ電流検出部

Claims (7)

1. 三相式のインバータと直流電源との間に流れる電流を検出電流として検出する電流検出手段と、
   前記検出電流から前記インバータの三相電流を検出するための三相電流検出手段と、
   着目時点が前記三相電流を検出することのできる期間に属するか否かを、前記検出電流に基づいて判定する判定手段と、を備え、
   前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属すると判定されたときに、前記三相電流検出手段は前記三相電流を検出する
   ことを特徴とする電流検出ユニット。
2. 前記判定手段は、前記検出電流の大きさ、前記検出電流の一次差分値、または、前記検出電流の二次差分値に基づいて、前記着目時点が前記期間に属するか否かを判定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出ユニット。
3. 前記判定手段は、
   前記検出電流の大きさ、前記検出電流の一次差分値、または、前記検出電流の二次差分値と、
   所定の判定閾値と、
   を比較することによって、前記着目時点が前記期間に属するか否かを判定し、
   前記判定閾値は、前記検出電流の最大値の半分以下の値とされる
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流検出ユニット。
4. 請求項１〜請求項３の何れかに記載の電流検出ユニットを備え、前記インバータによって三相式のモータを駆動するモータ制御装置であって、
   前記電流検出ユニットによる前記三相電流の検出によって前記モータに流れるモータ電流を検出し、該モータ電流に基づいて前記インバータを介して前記モータを制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属すると判定されたとき、前記着目時点に検出された前記検出電流に基づいて前記モータを制御し、
   前記判定手段によって前記着目時点が前記期間に属さないと判定されたとき、前記着目時点の過去に検出された前記検出電流に基づいて前記モータを制御する
   ことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 三相式のモータと、
   前記モータを駆動するインバータと、
   前記インバータを制御することにより前記モータを制御する請求項４または請求項５に記載のモータ制御装置と、を備えた
   ことを特徴とするモータ駆動システム。
7. 請求項１〜請求項３の何れかに記載の電流検出ユニット及び三相式のインバータを備え、
   検出された前記三相電流に基づきつつ前記直流電源からの直流電圧を前記インバータによって三相交流電圧に変換し、外部の三相交流電力系統に連系しつつ前記三相交流電圧に基づく三相交流電力を負荷に供給する
   ことを特徴とする系統連系システム。

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