JP2009025158A

JP2009025158A - レーダ装置

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Publication number: JP2009025158A
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Authority: JP
Inventors: Toshio Wakayama; 俊夫若山; Masa Mitsumoto; 雅三本; Naohisa Uehara; 直久上原
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Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-07-19
Filing date: 2007-07-19
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Abstract

【課題】受信信号として実数信号しか得られない場合にもドップラー周波数の正負または目標角度の正負を判定可能とする。
【解決手段】発振器１、発振器で発生された波動を空間に放射する送信素子３、発振器で発生された波動の一部を抽出しローカル波として出力する分配器２、互いに異なる位置に配置され波動を受信して受信波を出力する受信素子４ａ〜４ｄ、ローカル波を用いて各受信波を検波し実数受信信号を生成する受信器５ａ〜５ｄ、複数の実数受信信号に複素数で表される受信器毎に異なる位相補正係数を乗じる複数のチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄ、複数の位相補正後受信信号をまとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換する空間周波数情報生成部９、空間周波数情報生成部においておおよそ角度０の方向に対して正負に対称な２方向からの信号が検出された場合に空間周波数スペクトルの振幅が大きい方を選択する符号選択部１１を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置に関するものである。

一般に、レーダは、空間に電磁波を放射し、空間中に存在する目標で反射された反射波を受信することにより、目標の有無を知る、すなわち目標検出を行うものである。目標がレーダに対して相対的に運動している場合には、ドップラー効果により生じる周波数変移、すなわちドップラー周波数を計測することにより、目標の相対速度、すなわちドップラー速度を計測することもできる。

ドップラー周波数を計測する場合、受信信号として、２つの直交する信号成分を得るＩ／Ｑ検波方式が一般に用いられている。この方式では、受信波とローカル波をそれぞれ２分配することにより、受信波とローカル波の組み合わせを２組用意し、それぞれの組み合わせについて、ミキサを用いて混合することにより、２チャネルの受信信号を得る。２つの受信信号チャネルをIn-phaseチャネル（Ｉチャネル）と、Quadrature-phaseチャネル（Ｑチャネル）と呼ぶことにする。

２チャネルの受信信号のうちの、Ｑチャネルの受信信号を得る際に、受信波またはローカル波のいずれかの位相を９０度回転させておく。これにより、ＩチャネルとＱチャネルとで直交する成分が得られることになる。Ｉチャネルを実部、Ｑチャネルを虚部とみなすことにより得られる複素受信信号に対して、フーリエ変換を施すと、目標のドップラー周波数に対応する周波数の振幅が卓越するため、目標のドップラー周波数を知ることができる（例えば、非特許文献１参照）。

受信信号が１チャネル分しか得られないとき、すなわちＩチャネルしか得られない場合は、受信信号が実数信号になる。この場合、受信信号のフーリエ変換は周波数０を中心に対称な振幅分布となる。そのため、目標のドップラー周波数が正であったとしても、フーリエ変換後には正の周波数と負の周波数の２点の周波数で振幅が卓越する（２点の周波数で振幅のピークを持つ）ようになる。逆に、目標のドップラー周波数が負の場合にも、同様に正負の２点の周波数で振幅が卓越する。すなわち、ドップラー周波数の絶対値は得られても、その符号を確定させることはできなく、ドップラー周波数の符号にあいまいさが残る。これは、目標が接近しているか、それとも離反しているかを判別できないことを意味する。

同様の周波数符号のあいまいさは、信号処理で受信ビームを合成する技術であるＤＢＦ（Digital Beam Forming）方式のレーダにも現れる。ＤＢＦ方式では、複数の受信素子で得られた受信信号に対して、素子方向にフーリエ変換を施すことにより、角度方向の信号分布を得る。すなわち、受信ビームを信号処理で合成する技術である（例えば、非特許文献２参照）。

このようなＤＢＦ方式のレーダにおいて、受信信号が１チャネルのみからなる、すなわち実数受信信号しか得られない場合、受信信号をフーリエ変換した結果得られる受信ビームの振幅パターンは、正面を０度として、正負の角度で対称となる。すなわち、受信波の到来角度が正なのか負なのかが分からないことになる。

R.J.Doviak and D.S.Zrnic, "3. Radar and Its Environment," in Doppler Radar and Weather Observations, Second Ed., p. 30-53, Academic Press, Inc., 1993. M.I.Skolnik, Introduction to Radar Systems, Third Ed., pp.610-614, McGraw-Hill, 2001.

以上のように、ドップラーレーダにおいて、受信信号として実信号（Ｉチャネルのみ）しか得られない場合、ドップラー周波数の符号が得られない。さらに、アンテナがＤＢＦ方式の場合、目標角度（正面を角度０と定義）の正負の情報を得ることができない。しかし、Ｉチャネルのみでレーダ装置が構成されれば、ＩチャネルとＱチャネルの２チャネルでレーダ装置を構成するよりも、部品点数が少なくなるため、小型化および低コスト化を図ることができる。

この発明は上述した符号あいまいさと小型化・低コスト化が相反するという問題点を解決するためになされたもので、受信信号として実数信号しか得られない場合にも、ドップラー周波数の正負、あるいは目標角度の正負を判定可能とすることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明に係るレーダ装置は、空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、波動を発生する発振器と、前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信素子と、前記発振器で発生された波動の一部を抽出し、ローカル波として出力するローカル波抽出部と、互いに異なる位置に配置され、到来した波動を受信して受信波を出力する、複数の受信素子と、前記ローカル波抽出部からのローカル波を用いて、各受信素子で受信された受信波を検波することにより、実数受信信号を生成する複数の受信器と、前記複数の受信器で得られた実数受信信号に複素数で表される受信器毎に異なる位相補正係数を乗じる複数のチャネル間位相補正部と、前記複数のチャネル間位相補正部から出力される位相補正後受信信号をまとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換する空間周波数情報生成部と、前記空間周波数情報生成部において、角度０の方向に対して正負に対称な２方向からの信号が検出された場合に、空間周波数スペクトルの振幅が大きい方を選択する符号選択部とを備えたことを特徴とする。

この発明によれば、受信信号として実数信号しか得られない場合にも、ドップラー周波数の正負、あるいは目標角度の正負を判定可能とすることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図１に示すレーダ装置は、送信波（波動）を発生させる発振器１、発振器１から出力された送信波を分配して一部をローカル波として抽出するローカル波抽出部となる分配器２、分配器２から送信波出力の１つを入力し、空間へ送信波を放射する送信素子である送信空中線３、互いに異なる位置に配置されて、送信波が空間中の物体により反射されることにより生じた反射波を受信することにより受信波を得る受信素子である複数の受信空中線４ａ〜４ｄ、複数の受信空中線４ａ〜４から受信波を入力するとともに、分配器２から入力した送信波出力と混合することにより実数受信信号を生成する複数の受信器５ａ〜５ｄ、複数の受信器５ａ〜５ｄから出力された受信信号をＡＤ（Analog to Digital）変換することによりディジタル受信信号を生成する複数のＡＤ変換器６ａ〜６ｄ、ディジタル受信信号に対してチャネル間の位相のばらつきを補正することにより位相補正後受信信号を生成するチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄを備える。このチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄは、各受信器からの実数受信信号に複素数で表される受信器毎に異なる位相補正係数を乗じる。

また、このレーダ装置は、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄから出力される位相補正後受信信号にフーリエ変換を施すチャネル方向フーリエ変換部９、チャネル方向フーリエ変換部９からチャネル方向フーリエ変換後信号を入力し、振幅の大きい空間周波数を検出する検出部１０、検出部１０で検出されたものから、正しい符号の角度の検出結果のみを抽出する符号選択部１１を備える。ここで、チャネル方向フーリエ変換部９は、複数のチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄから出力される位相補正後受信信号をまとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換する空間周波数情報生成部として機能し、符号選択部１１は、検出部１０において、おおよそ角度０の方向に対して正負に対称な２方向からの信号が検出された場合に、空間周波数スペクトルの振幅が大きい方を選択するようになされている。

次に、実施の形態１に係るレーダ装置の動作について説明する。発振器１は、送信波を発生する。レーダ装置で良く用いられる送信周波数帯はマイクロ波帯やミリ波帯などであるが、この発明ではレーダ装置の送信周波数を特に限定するものではない。また、以後では送信波として電波を想定して説明を進めるが、電磁波の一種であるレーザ光を用いる場合、すなわちレーザレーダの場合にも同様に適用できるものである。さらに、電磁波に限らず、音波を用いたレーダ（ソーダ）にも適用可能である。

発振器１から出力される送信波として、ここでは無変調連続波を想定することとする。しかし、この発明では送信波の変調方式を特に限定するものでなく、パルス変調や周波数変調など、任意の変調方式のレーダ装置に適用可能なものである。

発振器１で生成された送信波は、分配器２に入力される。分配器２では、送信波を複数に分配して出力する。分配された送信波出力の１つは送信空中線３へと出力される。他の分配された送信波出力は、ローカル波として受信器５ａ〜５ｄへと出力される。

送信波の送信周波数がｆ_ｃ、分配器２の出力端での初期位相がφ_０、振幅Ａ_ｔがであるとき、分配器２の出力端における送信波の時間波形ｓ_０（ｔ）が次式（１）で表されるとする。

送信素子３は、分配器２から入力された送信波を空間へ放射する。放射された送信波は、空間中に存在する反射物体で反射される。これにより生じた反射波の一部は、レーダ装置の位置に戻ってくる。レーダ位置に到来した反射波は受信素子４ａ〜４ｄによってレーダに取り込まれる。ここでは、各受信素子が取り込んだ反射波を受信波と呼ぶことにする。

受信素子４ａ〜４ｄは、異なる空間位置に配置されている。そのため、反射波の到来方向に依存する位相差が、各素子で受信した受信波に生じる。例えば、受信素子がｘ軸上に直線的に等間隔に配列されているとし、各々の位置がｘ_ｍで表されるとすると、受信素子に入力される受信波は、次式（２）で表される。

ここで、ｆ_ｂはドップラー周波数、θ_Ｔはレーダ装置から見た反射物体の存在する角度、ψ_Ｔはレーダと反射物体の間の距離と反射物体の電波反射特性によって定まる位相角、ｌ_ｔは分配器から送信空中線の出力端までの電気的経路長である。また、反射物体は遠方界になるものと近似している。この式（２）のｃｏｓの位相角の第２項は受信素子の位置の相違による位相差、第３項は送信波がレーダ装置内部を伝搬する際に生じる時間遅延による位相回転量、第４項は送信波が空中へ放射されてから反射波を受信素子で受信するまでに生じる位相回転量をそれぞれ表すものである。

受信素子４ａ〜４ｄは、それぞれ受信器５ａ〜５ｄと接続されており、各受信素子４ａ〜４ｄで得られた受信波が、給電線路を介して受信器５ａ〜５ｄへと入力される。受信器５ａ〜５ｄの入力端における受信波は次式（３）で表される。

ただし、ｌ_ｒ，ｍは受信波を受信素子４ａ〜４ｄから受信器５ａ〜５ｄまで給電する給電線路の電気的経路長である。

一方、ｍ番目の受信器に入力されるローカル波は次式（４）で表される。

ただし、ｌ_Ｌ，ｍはローカル波を分配器２から受信器５ａ〜５ｄまで給電する給電線路の電気的経路長である。

受信器５ａ〜５ｄでは、受信波とローカル波を混合することにより、両者の差の周波数（差周波数）を持つ受信信号を生成する。送信波は無変調連続波を想定しているため、差周波数は反射物体のドップラー周波数に等しいものとなる。受信信号は、式（３）と式（４）を乗算し、高調波成分を除去した次の式（５）で表される。

ただし、ドップラー周波数ｆ_ｂは送信周波数ｆ_ｃに比べて十分小さいと仮定している。また、受信信号の初期位相は、全受信素子に共通する量であるψ_０と、受信素子毎にばらついている量であるΔψ_ｍとで表されるとしている。

なお、受信器５ａ〜５ｄは、必要に応じて増幅器を備えていても良いが、この発明のレーダ装置の方式を限定するものではないため、図１には特に明示的に示していない。

受信器５ａ〜５ｄは、それぞれで生成した受信信号をＡＤ変換器６ａ〜６ｄへと出力する。それぞれのＡＤ変換器６ａ〜６ｄは、入力した受信信号をアナログ−ディジタル変換し、得られたディジタル受信信号を生成する。ＡＤ変換器６ａ〜６ｄの出力端は、それぞれチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄの入力端に接続されており、ＡＤ変換器６ａ〜６ｄで生成されたディジタル受信信号は、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄへと入力される。

各チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄでは、チャネル毎に設定された位相補正量を用いて、ディジタル受信信号に対して、チャネル間でばらついている位相を補正する処理を施し、位相補正後受信信号を生成する。位相補正は、次式（７）のように、ディジタル受信信号にｅｘｐ（−ｊΔψ_ｍ）を乗じることより行われる。

この式（７）の右辺第１項をｓ_ｃ＋（ｔ）、右辺第２項をｓ_ｃ−（ｔ）と置く。すなわち、

チャネル方向フーリエ変換部９は、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄから出力された位相補正後受信信号を入力し、チャネル方向にフーリエ変換を施す。チャネル方向フーリエ変換部９におけるフーリエ変換処理は、到来方向を仮定して得られる受信素子間位相差を補償した後にコヒーレント積分を行う処理を、複数通りの仮定到来方向で行う。したがって、実際に反射波が到来した方向と等しい方向に到来波を仮定した場合に、信号の振幅が大きくなる。よって、チャネル方向フーリエ変換後の受信信号の振幅のピークを検出することにより、到来方向を知ることができる。チャネル方向フーリエ変換の角度θ方向の成分は次式（１０）で算出される。

この式の右辺第１項をＳ_＋（θ）、第２項をＳ₋（θ）と置くことにする。θ＝θ_Ｔの場合に、Ｓ_＋（θ）のΣ内の各項の位相が揃うため、

となる。Ｓ₋（θ）では、Σ内の各項の位相にｘ_ｍに比例する項が残るため、Σ内の各項の位相が揃わない。よって、｜Ｓ₋（θ_Ｔ）｜は小さな値となり、

となる。

次に、θ＝−θ_Ｔの場合、Ｓ₋（θ）では、Σ内の各項の位相にｘ_ｍに比例する項が消える。しかし、受信チャネルによってばらつく位相である２Δψ_ｍの項が残るため、Ｓ₋（θ）の位相にばらつきが残る。すなわち、

となる。これは、係数

がＭより小さくなる分だけ振幅が減少する、すなわち位相補正が正しく行われなかった分だけ振幅が減少することを意味する。

Ｓ_＋（θ）については、Σ内の各項の位相にｘ_ｍに比例する項が残るため、Σ内の各項の位相はばらつき、｜Ｓ_＋（θ_Ｔ）｜は小さな値となる。θ≠θ_Ｔかつθ≠−θ_Ｔの場合は、Ｓ（θ）のΣ内のいずれの項にも、ｘ_ｍに比例する位相項が残るため、振幅｜Ｓ（θ）｜は小さな値となる。

ここで、この発明のレーダ装置において、受信器５ａ〜５ｄではＩチャネルのみが得られることを想定しており、受信信号は実数信号である。この信号にそのままフーリエ変換を適用した場合、フーリエ変換後の受信信号は、空間周波数０を中心に対称な振幅を持つようになる。これは、反射波の到来方向の正負が分からないことを意味する。

しかし、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄによる位相補正を前述のように行うことにより、チャネル方向フーリエ変換部９に入力される位相補正後受信信号は、虚数成分を持つようになっている。したがって、チャネル方向フーリエ変換後の信号は、空間周波数０を中心に対称とはならなくなる。

具体的には、チャネル間位相補正は、正しい符号の空間周波数成分にのみ適切に行われ、フーリエ変換の符号あいまいさにより生じた誤った符号の空間周波数成分には、式（１０）で示したように、位相ばらつきが残るため、コヒーレント積分効果が低減する。その結果、正しい周波数符号の成分の方が、誤った周波数符号の成分よりも、フーリエ変換後の振幅が大きくなる。

図２は、このような特性を模式的に示したものである。この図２において、１０１は実際に反射物体が存在する角度のピーク、１０２は符号あいまいさにより、ピーク１０１の角度の符号を反転させた角度に現れたピークである。両者を比較すると、符号あいまいさにより現れたピーク１０２は、ピーク１０１よりも振幅が低くなっている。よって、振幅の大きい方のピークを選択すれば、角度の符号あいまいさを解消することが可能となる。

以上の特性に基づき、検出部１０および符号選択部１１を用いて、検出された空間周波数のうち、正しい符号の信号のみを抽出し、誤った周波数符号に対応する信号を除去する。まず、検出部１０では、チャネル方向フーリエ変換部９から出力されたチャネル方向フーリエ変換の振幅に対して、しきい値を用いたピーク検出処理を行う。すなわち、チャネル方向フーリエ変換の振幅、すなわち振幅スペクトルが極大値となる角度を抽出し、その角度における振幅が、予め設定したしきい値を超える場合に、信号が検出されたと判断し、検出結果として、角度と振幅の組み合わせを出力する。

ただし、検出部１０から出力される検出結果、符号あいまいさにより、正しく検出された信号の角度の符号を反転した角度にも、誤った検出結果が得られる場合がある。そこで、符号選択部１１では、入力した各検出結果について、角度符号を反転させた角度にも検出結果が得られているかどうかを調べる。もし符号反転させた角度にも検出結果が得られている場合は、元の角度で検出された振幅と、符号反転した角度で検出された振幅とを比較し、振幅の小さい方の検出結果を削除する。これにより、符号あいまいさにより生じる偽像が検出されるのを防ぐことが可能となる。

本実施の形態１に係るレーダ装置における信号処理のフローチャートを図３に示す。ステップｓ００１では、ＡＤ変換器６ａ〜６ｄで得られたディジタル受信信号に対して、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄにて式（７）のようなチャネル間位相ばらつきを補償する位相補正を行う。

ステップｓ００２では、位相補正後の受信信号に対して、チャネル方向フーリエ変換部９にて、チャネル方向にフーリエ変換を施す。ステップｓ００３では、検出部１０にて、チャネル方向フーリエ変換の振幅に対してピーク検出処理を行い、ピーク位置の角度を抽出する。

ステップｓ００４からステップｓ００７は、ステップｓ００３で検出された各ピークに対して処理を繰り返すループを構成している。まず、ステップｓ００５では、検出されたピーク角度の１つを抽出し、その符号を判定させた角度の空間スペクトル振幅値を抽出する。

ステップｓ００６では、正負の角度、すなわち、ループ処理で選択中の検出ピーク角度とｓ００５で抽出された角度において、両者の振幅を比較する。そして、振幅の小さい方の角度を削除し、振幅の大きい方の角度を反射物体の測角値として残す。

以上の処理により、おおよそ角度０に対して正負に対称な角度のピークが検出された場合は、振幅の大きい方が測角値として選択され、正負の一方のみの角度にピークが検出された場合には、検出された角度がそのまま測角値として残る。

なお、本実施の形態１に係るレーダ装置では、チャネル間位相ばらつき量Δψ_ｍは既知である必要がある。これについては、例えばレーダ装置の製造時において、レーダ装置から見た相対位置が既知である反射物体を観測し、受信信号のチャネル間の位相差を計測することにより得ることが可能である。

また、以上では、チャネル方向の信号を空間周波数領域の信号に変換する方法として、フーリエ変換を用いる実施の形態を説明したが、空間周波数領域の信号に変換する方法は、特にフーリエ変換に制限されるものではない。例えば超分解能の手法として従来から知られているＭＵＳＩＣ（Multiple SIgnal Classfication）などの手法を用いて、空間周波数領域の信号へと変換するような構成でも良い。

以上のように、実施の形態１によれば、チャネル間ばらつきの位相補正を行うとともに、符号選択処理を行うようにしているため、受信器が実数信号のみを生成するような安価な装置構成の場合にも、目標角度を符号のあいまいさなく計測することが可能である。

実施の形態２．
前述した実施の形態１では、チャネル方向のみに対してフーリエ変換を行うようにしたものであるが、次に時間方向にもフーリエ変換を行う場合の実施の形態を示す。

図４は、この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図４に示す実施の形態２に係る構成において、図１に示す実施の形態１に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図４に示す実施の形態２においては、図１に示す実施の形態１に係る構成に対し、複数のチャネル間位相補正部７ａ〜７ｄとチャネル方向フーリエ変換部９との間に、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄから出力された位相補正後受信信号に対して、時間方向にフーリエ変換を行う時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄをさらに備えている。

次に、実施の形態２に係るレーダ装置の動作を説明する。本実施の形態２のレーダ装置の動作のうち、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄによる位相補正処理までは、前述の実施の形態１のものと同じである。チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄから出力された位相補正後受信信号は、時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄに入力される。時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄは、複数時刻分の位相補正後受信信号を蓄積する。所定の点数の位相補正後受信信号が蓄積されると、時間方向フーリエ変換を行う。これにより、各チャネル毎に受信信号のフーリエ変換が得られることになる。ここでは、送信波として無変調連続波を仮定しているため、フーリエ変換後の信号は、ドップラー周波数分布を表すことになる。すなわち、反射物体の相対速度に対応するドップラー周波数に卓越した振幅を持つ信号となる。

次に、チャネル方向フーリエ変換部９では、時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄから入力した時間方向フーリエ変換信号に、チャネル方向のフーリエ変換を施す。具体的には、同じドップラー周波数の信号を抽出してチャネル方向に配列し、その信号列にフーリエ変換を施す。時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄとチャネル方向フーリエ変換部９の処理を合わせると、時間方向とチャネル方向の２次元空間上で定義された位相補正後受信信号に対して、２次元フーリエ変換を施したのと等価となる。

受信器５ａ〜５ｄでは、Ｉチャネルのみが得られることを想定しており、受信信号は実数信号となっている。したがって、チャネル間位相補正を行わなかったとすると、２次元フーリエ変換へは実数信号が入力されることになる。そのため、周波数−空間周波数の空間上で定義されるフーリエ変換後の信号の振幅は、原点を中心に点対称に分布することになる。例えば、図５は、１目標が存在する場合の例を模式的に表したものである。ドップラー周波数と空間周波数（角度）の両方に符号あいまいさが生じるが、その生じ方としては、ドップラー周波数の符号と空間周波数の符号の組み合わせが２通りに生じる。

ただし、チャネル間位相ばらつきに対する位相補正を行うと、位相補正は正しいドップラー周波数の符号と空間周波数の符号の組み合わせの場合のみに適切に行われ、もう一つの誤った符号組み合わせの信号成分では位相ばらつきが消えずに残る。そのため、時空間スペクトル上の２つのピークのうち、正しいピークの振幅の方が誤ったピークの振幅より大きくなる。

そこで、以上の特性に基づき、符号選択部１１では、検出された時空間周波数のうち、正しい符号の信号のみを抽出し、誤った周波数符号に対応する信号を除去する。

なお、以上では、図４に示したように、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄの後段に時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄが配置されている。しかし、時間方向フーリエ変換は各チャネル毎に閉じた処理である。そのため、図６に示すように、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄの前段に時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄを配置する構成でも、図４と等価な効果を得ることができる。

また、図４に示す構成は、時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄとチャネル方向フーリエ変換部９により時間方向フーリエ変換とチャネル方向フーリエ変換を別々に行うような構成となっているが、図７に示す如く、２次元フーリエ変換部として時空間フーリエ変換部１２を備えて、両者を同時に実行する構成としても、図４に示す構成のレーダ装置と等価の効果が得られる。

また、図４に示す構成では、時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄの後にチャネル方向フーリエ変換部９を設けて、時間方向フーリエ変換の後にチャネル方向フーリエ変換を行う構成となっているが、図８に示す如く、これらフーリエ変換部の設置順序を変えた構成、すなわち、チャネル方向フーリエ変換部９の後に時間方向フーリエ変換部８ａ〜８ｄを設けて、チャネル方向フーリエ変換を行った後に時間方向フーリエ変換を行う構成でも、図４に示す構成のレーダ装置と等価の効果が得られる。

以上のように、実施の形態２によれば、チャネル間ばらつきの位相補正を行うとともに、符号選択処理を行うようにしているため、受信器が実数信号のみを生成するような安価な装置構成の場合にも、目標のドップラー速度と角度を符号のあいまいさなく計測することが可能である。

実施の形態３．
以上の実施の形態では、製造過程あるいは経年変化などで生じたチャネル間位相ばらつきを補正することにより、計測の符号あいまいさの問題を解消するものであった。しかし、製造を高精度に行うことができ、経年変化が小さいと見込める場合には、チャネル間位相ばらつきを予め与えて設計および製造を行うことも考えられる。ここでは、そのような実施の形態を示す。

図９は、この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図９に示す実施の形態３に係る構成において、図１に示す実施の形態１に係る構成と同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図９に示す実施の形態２においては、図１に示す実施の形態１に係る構成に対し、信号の位相をπ／２だけ回転させる移相器１３ａおよび１３ｃをさらに備えている。

次に、実施の形態３に係るレーダ装置の動作を説明する。図９に示すレーダ装置の動作は前述した図１に示すレーダ装置とほぼ同様のものである。ただし、受信器５ａ〜５ｄに入力される受信波の位相のばらつきはないものとする。すなわち、レーダ装置の正面方向から受信波が到来した場合の、受信器５ａ〜５ｄ入力端の位相がチャネル間で一致するようになっている。その代わりに、受信波と混合する送信波出力の位相が、チャネル間で異なるようになっている。これにより、受信器５ａ〜５ｄから出力される受信信号の位相にばらつきが生じるようになる。

送信波出力の位相は、移相器１３ａおよび１３ｃによって回転される。分配器２から受信器５ａ〜５ｄに送信波成分が出力されるが、このうちの受信器５ａと受信器５ｃに入力する送信波成分のみに移相器による位相回転を施す。ここでは、位相回転量としてπ／２の位相回転を与える。これにより、受信器５ａと受信器５ｃの出力端における受信信号の位相は、位相ばらつきがないときに比べてπ／２だけ位相が回転することになる。

この位相回転は、チャネル間位相補正部７ａ〜７ｄによって補正される。この位相補正は、正しい空間周波数符号を持つ信号成分のみに正しく行われ、符号あいまいさにより生じた誤った空間周波数符号を持つ信号成分に対しては、位相ばらつきが残る。

誤った空間周波数符号を持つ信号成分に対しては、前述の式（９）のように、位相ばらつき量が倍になる特性がある。したがって、予め与えられていたπ／２の位相のずれは、位相補正処理後にπになる。すなわち、位相が反転する。よって、誤った空間周波数符号の成分は、チャネル方向フーリエ変換によるコヒーレント積分処理において打ち消されるため、積分後の振幅は小さくなる。すなわち、空間周波数の符号あいまいさはほとんどなくなる。

実際には、誤った空間周波数符号の信号成分が十分に打ち消されない可能性がある。例えば、位相のランダムばらつきの影響により、このようなことが起こりうる。この場合にも、実施の形態１の場合と同様に、符号選択部１１により誤った符号を持つ成分を取り除くことが可能となる。

なお、以上の説明では、移相器１３ａおよび１３ｃにより、π／２の位相差を与えるようにしていたが、位相差の値が既知であれば、必ずしも位相差がπ／２と等しくなくても良い。その場合は、誤った空間周波数の符号を持つ成分の抑圧度が低下するが、実施の形態１の場合と同様に、符号選択部１１により誤った符号を持つ成分を取り除くことが可能である。

また、図９では、移相器１３ａおよび１３ｃにより、送信波（ローカル信号）をπ／２位相を変えるような構成を示したが、図１０に示す如く、受信空中線４ａおよび４ｃと受信器５ａおよび５ｃとの間に、移相器１３ａおよび１３ｃを設けて、受信波の位相をπ／２回転させるような構成としても、図９と同じ効果を得ることができる。具体的な形態として、受信空中線と受信器との間に移相器を配置する他、単純に給電線の電気的経路長を変えることにより、位相差が生じるようにしても良い。

また、図９および図１０では、フーリエ変換をチャネル方向のみに行う構成を示したが、図４、図６または図７のように、時間方向とチャネル方向の両方でフーリエ変換を行うような構成とすることも可能であり、これにより前述の実施の形態２と同様の効果を得ることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置で得られる空間スペクトルの模式図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の符号選択部の動作を表すフローチャートである。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の動作過程で得られる時空間スペクトルの例の模式図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の第２の構成例を表すブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の第３の構成例を表すブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の第４の構成例を表すブロック図である。この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の第２の構成例を表すブロック図である。

符号の説明

１発振器、２分配器、３送信空中線、４ａ〜４ｄ受信空中線、５ａ〜５ｄ受信器、６ａ〜６ｄＡＤ変換器、７ａ〜７ｄチャネル間位相補正部、８ａ〜８ｄ時間方向フーリエ変換部、９チャネル方向フーリエ変換部、１０検出部、１１符号選択部、１２時空間フーリエ変換部、１３ａ，１３ｃ移相器。

Claims

空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、
波動を発生する発振器と、
前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信素子と、
前記発振器で発生された波動の一部を抽出し、ローカル波として出力するローカル波抽出部と、
互いに異なる位置に配置され、到来した波動を受信して受信波を出力する、複数の受信素子と、
前記ローカル波抽出部からのローカル波を用いて、各受信素子で受信された受信波を検波することにより、実数受信信号を生成する複数の受信器と、
前記複数の受信器で得られた実数受信信号に複素数で表される受信器毎に異なる位相補正係数を乗じる複数のチャネル間位相補正部と、
前記複数のチャネル間位相補正部から出力される位相補正後受信信号をまとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換する空間周波数情報生成部と、
前記空間周波数情報生成部において、角度０の方向に対して正負に対称な２方向からの信号が検出された場合に、空間周波数スペクトルの振幅が大きい方を選択する符号選択部と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記複数のチャネル間位相補正部と前記空間周波数情報生成部との間に、位相補正後受信信号に対して時間軸方向にフーリエ変換する複数の時間方向フーリエ変換部を設け、
前記空間周波数情報生成部は、前記複数の時間方向フーリエ変換部からのフーリエ変換信号を複数受信器分まとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換し、
前記符号選択部は、角度０の方向に対して正負に対称な２方向で、かつ周波数が正負に対称な２つの信号が検出された場合に、振幅が大きい方を選択する
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器と前記複数のチャネル間位相補正部との間に、各受信器で得られた実数受信信号に対して時間軸方向にフーリエ変換する複数の時間方向フーリエ変換部を設け、
前記複数のチャネル間位相補正部は、前記複数の時間方向フーリエ変換部からのフーリエ変換信号に対して複素数で表される位相補正係数を乗じ、
前記空間周波数情報生成部は、前記複数の時間方向フーリエ変換部からのフーリエ変換信号を複数受信器分まとめて得られる受信信号列を空間周波数領域の信号に変換し、
前記符号選択部は、角度０の方向に対して正負に対称な２方向で、かつ周波数が正負に対称な２つの信号が検出された場合に、振幅が大きい方を選択する
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記空間周波数情報生成部と前記符号選択部との間に、前記空間周波数情報生成部で得られる空間周波数領域の信号に対して各周波数毎に時間軸方向にフーリエ変換を施す複数の時間方向フーリエ変換部を設け、
前記符号選択部は、角度０の方向に対して正負に対称な２方向で、かつ周波数が正負に対称な２つの信号が検出された場合に、振幅が大きい方を選択する
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１から４までのいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器は、入力されるローカル波の位相が、他の受信器に入力されるローカル波に比べて９０度ずれるように給電される
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項５に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器と前記ローカル波抽出部との間に、信号の位相を９０度回転させる移相器を設けた
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項５に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器と前記ローカル波抽出部との間の給電線の電気的経路長を変えて、信号の位相を９０度ずれるようにする
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項１から４までのいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器は、入力される受信波の位相が、他の受信器に入力される受信波に比べて９０度ずれるように給電される
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項８に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器と前記複数の受信素子のうちおよそ半数の受信素子との間に、信号の位相を９０度回転させる移相器を設けた
ことを特徴とするレーダ装置。
請求項８に記載のレーダ装置において、
前記複数の受信器のうちおよそ半数の受信器と前記複数の受信素子のうちおよそ半数の受信素子との間の給電線の電気的経路長を変えて、信号の位相を９０度ずれるようにする
ことを特徴とするレーダ装置。
空間に波動を放射し、空間中に存在する物体で反射された波動を受信して、受信した波動に信号処理を施すことにより物体の計測を行うレーダ装置において、
波動を発生する発振器と、
前記発振器で発生された波動を空間に放射する送信素子と、
前記発振器で発生された波動の一部を抽出し、ローカル波として出力するローカル波抽出部と、
互いに異なる位置に配置され、到来した波動を受信して受信波を出力する、複数の受信素子と、
前記ローカル波抽出部からのローカル波を用いて、各受信素子で受信された受信波を検波することにより、実数受信信号を生成する複数の受信器と、
前記複数の受信器で得られた実数受信信号に複素数で表される受信器毎に異なる位相補正係数を乗じる複数のチャネル間位相補正部と、
前記複数のチャネル間位相補正部から出力される位相補正後受信信号に対して時間軸方向と受信素子方向に２次元フーリエ変換を施す時空間フーリエ変換部と、
前記時空間フーリエ変換部において、角度０の方向に対して正負に対称な２方向で、かつ周波数が正負に対称な２つの信号が検出された場合に、振幅が大きい方を選択する符号選択部と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。