JP2008252182A

JP2008252182A - デジタル制御型送信機およびその制御方法

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Publication number: JP2008252182A
Application number: JP2007087274A
Authority: JP
Inventors: Kazukiyo Tsunenobu; 和清常信; Toshihide Suzuki; 俊秀鈴木
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2007-03-29
Filing date: 2007-03-29
Publication date: 2008-10-16
Anticipated expiration: 2027-03-29
Also published as: JP4790652B2

Abstract

【課題】線型性がよく、幅広い信号振幅レベルに対して十分な効率を有するデジタル制御型送信機の提供を図る。
【解決手段】送信信号を処理して位相成分の信号ＰＳを出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号ＣＳを出力する信号処理回路１と、実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎを備え、該増幅ユニットの動作数が前記デジタル制御信号に従って制御されるデジタル制御型増幅器４と、を備えるように構成する。
【選択図】図６

Description

本発明は、デジタル制御型送信機およびその制御方法に関し、特に、デジタルワイヤレス通信向けの高出力増幅器を有するデジタル制御型送信機およびその制御方法に関する。

近年、デジタルワイヤレス通信は、伝送容量や周波数利用効率を上げるためにＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などのデジタル変調方式が採用され、送信信号の振幅と位相が大きく変動するようになっている。

送信用の高出力増幅器としては、このような変動の大きな信号に対しても歪みが生じないように、平均送信電力に比べて４〜１０倍程度大きな電力を出力することが可能なものが使われている。

図１は一般的な増幅器における入力電力に対する出力電力および効率の関係を示す図である。図１において、曲線Ｌ１は入力電力Ｐin［ｄＢｍ］に対する出力電力Ｐout［ｄＢｍ］の関係を示し、また、曲線Ｌ２は入力電力Ｐin［ｄＢｍ］に対する効率［％］の関係を示している。

図１に示されるように、一般的な増幅器の特性として、出力電力Ｐoutが最大になる動作点で増幅器の効率ηaddも最大になり、出力電力Ｐoutの低い動作点（図１中の左側）では効率が下がる。

すなわち、従来のデジタルワイヤレス通信用送信機では、大出力の増幅器を平均出力電力の低い領域（図１中の左側）で使う場合には効率が低くなってしまう。

従来、効率を改善する手法の１つとして、信号の包絡線振幅と位相を別々に増幅する方式（ＥＥＲ：Envelope Elimination and Restoration方式）が提案されている。

図２は従来のデジタル制御型送信機の一例としてのＥＥＲ方式を説明するための図である。ここで、図２（ａ）はアナログ回路１００による構成を示し、また、図２（ｂ）はデジタル回路２００による構成を示している。

まず、図２（ａ）に示されるように、ＥＥＲ方式を適用した増幅器（送信機）のアナログ回路１００では、ダイード１０１により入力されたアナログ信号（送信信号）の包絡線振幅（エンベロープ成分）が抽出されてバイアス用低周波アンプ１０２に供給される。

高周波アンプ１０４は、変調された高周波信号（例えば、２ＧＨｚの信号）を増幅して出力するものであり、リミッタ回路１０３を介して供給されるアナログ信号の位相成分を、バイアス用低周波アンプ１０２の出力（例えば、４ＭＨｚの低周波信号）によりバイアス制御して増幅する。すなわち、バイアス用低周波アンプ１０２の出力が高周波アンプ１０４のバイアスを制御するようになっている。

また、図２（ｂ）に示されるように、ＥＥＲ方式を適用した増幅器（送信機）のデジタル回路２００では、入力されたデジタル信号（送信信号）が信号処理回路２０１により振幅変動が取り除かれて一定振幅で位相が変化する信号（位相成分の信号）と、振幅情報を有する信号（エンベロープ成分の信号）とに分けられる。

位相成分の信号は、乗算器２０４により発振器（例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ））２０３からの信号と乗算されて高周波アンプ２０５へ入力される。また、エンベロープ成分の信号は、バイアス用低周波アンプ２０２に供給され、高周波アンプ２０５のバイアス（ＦＥＴの場合はドレイン電圧）をバイアス（変調）し、これにより、出力端（ＡＮＴ）で再び振幅変調成分を有する信号を再生するようになっている。

ここで、高周波アンプ１０４，２０５は、例えば、ドレイン電圧（バイアス電圧）に応じた電力で常に飽和動作するため、高周波アンプは常に高い効率で動作することになる。さらに、系全体の効率を向上させるためには、エンベロープ成分を増幅してドレイン電圧を変化させるバイアス用低周波アンプ１０２，２０２の効率を極力１００％に近づけるようになっている。

このＥＥＲ方式の特長は、高周波アンプ１０４，２０５の電源電圧（バイアス用低周波アンプ１０２，２０２の出力）を変えることにより信号振幅を変調することであり、電源電圧に応じて最大出力電力も変動し、電力増幅器は常に効率の高い状態で動作させることができる。しかしながら、このＥＥＲ方式のデジタルワイヤレス通信用送信機は、電源電圧を変えるための電圧変換回路で電力損失が生じ、増幅器全体の効率が必ずしも改善しないといった課題を有している。

ところで、従来、増幅器の負荷整合網へ多重化入力を供給する回路として、一次波形から振幅情報および位相情報を受信し、その振幅情報を用いて能動スイッチング装置を選択すると共に、その位相情報を用いて制御装置を制御して、負荷整合網への入力とする二次波形を生成し、振幅変調された波形を高効率で増幅して増幅器の入力において位相および振幅変調のすべてまたは一部を利用するようにしたものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

また、従来、それまでの電圧制御発振器（ＶＣＯ），位相／周波数検出器およびチャージポンプの組合せに基づく高周波シンセサイザアーキテクチャに対して、１３０ｎｍのＣＭＯＳプロセスのBluetooth（登録商標）無線用のデジタル送信周波数シンセサイザおよび離散的時間レシーバとして、変調精度を確保するために内蔵型自動補償を有する全デジタルＰＬＬの広帯域変調の送信アーキテクチャと、高周波信号が直接サンプリングされ、アナログおよびデジタルの信号処理技術を使って処理されるレシーバの離散的時間アーキテクチャを適用するものも提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

さらに、従来、携帯電話用の全デジタルＰＬＬと携帯電話用基地局の送信機として、広帯域の直接的な周波数変調の全てにデジタルＰＬＬ機能を利用し、振幅変調を、瞬間的な振幅に従って実行中のＮＭＯＳトランジスタスイッチの数を管理することによって行うものも提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

特表２００４−５１７５４１ R. B. Staszewski, et al., "All-Digital TX Frequency Synthesizer and Discrete-Time Receiver for Bluetooth（登録商標） Radio in 130-nm CMOS", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, No. 12, pp.2278-2291, December, 2004 R. B. Staszewski, et al., "All-Digital PLL and Transmitter for Mobile Phones", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, No. 12, pp.2469-2482, December, 2005

まず、従来のデジタルワイヤレス通信向けの従来のアナログ制御方式の増幅器では効率が低かった。

また、前述したように、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのデジタル変調方式では、送信信号の振幅と位相が大きく変動するため、効率を改善する手法の１つとして、従来、信号の包絡線振幅（エンベロープ成分）と位相成分を別々に増幅するＥＥＲ方式が提案されているが、例えば、電源電圧を変えるための電圧変換回路で電力損失が生じ、増幅器全体の効率が必ずしも改善しないといった課題もあった。

図３は従来のデジタル制御型送信機の一例を示すブロック図であり、前述した非特許文献１の図１０および非特許文献２の図８に示されたＤＰＡ（Digitally Controlled RF Power Amplifier）の構成を示すものである。図３において、参照符号３０１は高周波増幅回路を示し、また、３０２はマッチング回路（マッチングネットワーク）を示している。

図３に示されるように、非特許文献１および２に示された従来のデジタル制御型送信機は、高周波増幅回路３０１およびマッチング回路３０２を備え、高周波増幅回路３０１は、入力信号（送信データ）およびデジタル制御ビットが入力される複数の（ｋ個の）ＡＮＤゲート３１−１〜３１−ｋ、並びに、それぞれ対応するＡＮＤゲート３１−１〜３１−ｋの出力がゲートに供給された複数の（ｋ個の）トランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋを備えている。

そして、デジタル制御型送信機は、ＡＮＤゲート３１−１〜３１−ｋの出力（デジタル制御ビット）に応じて制御されるトランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋにより、デジタル的に振幅（電力）を制御するＥ級高周波電力増幅器（near-class-E RF power amplifier）として構成されている。

すなわち、非特許文献１および２に示された従来のデジタル制御型送信機は、それまでのＥ級高周波電力増幅器における１つのトランジスタスイッチを、複数のトランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋに置き換え、これら複数のトランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋのゲートに入力する信号をデジタル制御ビットで制御することにより高周波信号の振幅を制御している。この構成は、疑似差動（pseudo-differential）と呼ばれ、上記Ｅ級高周波電力増幅器は、例えば、Bluetooth（登録商標）用の送受信機のような無線システムの電力制御に適用されている。

上述した非特許文献１に示された従来のデジタル制御型送信機においては、複数のトランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋのゲートに入力する信号をデジタル制御ビットで制御することにより高周波信号の振幅を制御するようになっているが、ＡＮＤゲート３１−１〜３１−ｋは高周波信号の数倍の周波数まで論理動作する必要があり、デジタル信号に付随する雑音の抑制やインピーダンス整合の難しさの点で改善の余地があった。

さらに、上記従来のデジタル制御型送信機においては、単に、トランジスタスイッチ３２−１〜３２−ｋを制御するのみであり、例えば、デジタル制御型送信機が設けられた半導体チップの製造ばらつき、或いは、実際に使用される環境の温度条件等に対する配慮は全くなされていなかった。

本発明は、上述した従来技術が有する課題に鑑み、線型性がよく、幅広い信号振幅レベルに対して十分な効率を有するデジタル制御型送信機およびその制御方法の提供を目的とする。

本発明の第１の形態によれば、送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力する信号処理回路と、実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットを備え、該増幅ユニットの動作数が前記デジタル制御信号に従って制御されるデジタル制御型増幅器と、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機が提供される。

本発明の第２の形態によれば、送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力し、実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットの動作数を、前記デジタル制御信号に従って制御することを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法が提供される。

本発明によれば、線型性がよく、幅広い信号振幅レベルに対して十分な効率を有するデジタル制御型送信機およびその制御方法を提供することができる。

以下、本発明に係るデジタル制御型送信機およびその制御方法の実施例を、添付図面を参照して詳述する。

図４は本発明に係るデジタル制御型送信機の一実施例を示すブロック図である。図４において、参照符号１は信号処理回路，２は出力信号モニタおよび補償回路，３は位相変調回路，そして，４はデジタル制御型増幅器を示している。なお、位相変調回路３は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ：Digitally Controlled Oscillator）として構成することもできる。

図４に示されるように、本実施例のデジタル制御型送信機は、信号処理回路１，出力信号モニタおよび補償回路２，位相変調回路３およびデジタル制御型増幅器４を備えて構成される。信号処理回路１は、ルックアップテーブル１０を有し、このルックアップテーブル１０に従ってデジタル制御型増幅器４における各増幅ユニット（ＡＵ１１〜ＡＵｍｎ：出力トランジスタ）の動作を制御する。なお、ルックアップテーブル１０としては、書き換えが可能な不揮発性メモリであるフラッシュＥＥＰＲＯＭ等を使用することができる。

信号処理回路１において、入力された送信信号（デジタル信号）は、ロジック回路で処理され、送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御型増幅器４における複数の増幅ユニット（ＡＵ１１〜ＡＵｍｎ）の動作を制御するデジタル制御信号ＣＳと、振幅変動が取り除かれて一定振幅で位相が変化する位相成分ＰＳの信号とに分けられる。

位相成分の信号ＰＳは、位相変調回路３を介してデジタル制御型増幅器４に入力されると共に、出力信号モニタおよび補償回路２に入力される。位相変調回路３は、入力された位相成分の信号ＰＳから位相変調されたキャリア信号を生成してデジタル制御型増幅器４および出力信号モニタおよび補償回路２に供給する。

後述するように、デジタル制御型増幅器４は、位相変調回路３の出力を受け取り、信号処理回路１からのデジタル制御信号ＣＳにより動作が制御される複数の増幅ユニット（ＡＵ１１〜ＡＵｍｎ）を備えている。ここで、デジタル制御信号ＣＳは、例えば、１０ビットの信号であり、これにより、デジタル制御型増幅器４に設けられた１０２４個の増幅ユニットの動作制御を行うようになっている。

ここで、デジタル制御型増幅器４に設ける増幅ユニットの数としては、例えば、前述したＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのデジタル信号に対応できるよう６ビット以上とするのが好ましい。

出力信号モニタおよび補償回路２は、送信用アナログ信号の一部（Ｘ）を取り出し、さらに送信デジタルデータに復元して信号処理回路１にフィードバックする。すなわち、例えば、デジタル制御型送信機が形成された半導体チップの製造後で該半導体チップの出荷前，或いは，その半導体チップが適用された製品の出荷前に、若しくは、その半導体チップが適用された製品の使用環境において、キャリブレーションを実施し、補償信号（デジタル信号）ＦＳをフィードバックして、増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようにルックアップテーブル１０の書き換えを行う。

図５は図４のデジタル制御型送信機におけるデジタル制御型増幅器の一例を示す回路図である。

図５に示されるように、デジタル制御型増幅器４は、並列に接続された複数の増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎを備え、包絡線振幅データ（エンベロープ成分）に基づいてその増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎの動作数を制御して所望の送信信号を生成するようになっている。なお、複数の増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎは、回路的には並列に接続されているが、実際の半導体チップ上では、ｍ×ｎのマトリクス状に配置されている。

図５に示されるように、個々の増幅ユニットＡＵ（例えば、ＡＵ１１）は、高周波出力ラインと低電位電源線との間に直列に設けられたｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４１，４２、負荷４３，４４、および、キャパシタ４５を備えて構成され、信号処理回路１からのデジタル制御信号ＣＳが負荷４３および４４を介してトランジスタ４１のゲートに供給されるようになっている。

高周波入力信号（位相変調回路３の出力信号）は、トランジスタ４２のゲートに供給され、デジタル制御信号ＣＳに応じて増幅ユニットＡＵの動作を制御するようになっている。具体的に、例えば、デジタル制御信号ＣＳが高レベル『Ｈ』となる増幅ユニットＡＵではトランジスタ４１がオンしてトランジスタ４２が高周波入力信号を増幅して出力し、逆に、デジタル制御信号ＣＳが低レベル『Ｌ』となる増幅ユニットＡＵではトランジスタ４１がオフしてトランジスタ４２による増幅動作は行われないことになる。

ここで、本実施例の増幅ユニットＡＵは、デジタル制御信号ＣＳが供給される経路（トランジスタ）と高周波入力信号が供給される経路（トランジスタ）が分離されているため、オン／オフ時に入力インピーダンスが変動しないという利点がある。

なお、トランジスタ４１，４２はｎチャネル型ＭＯＳトランジスタに限定されるものではなく、ＧａＡｓやＧａＮ等の化合物半導体トランジスタ等の様々なものが使用可能である。

このように、本実施例によれば、デジタル制御型増幅器４では、個々の増幅ユニット（ＡＵ１１〜ＡＵｍｎ）は常に最大の効率で動作させ、その動作させる増幅ユニットの数をデジタル制御信号ＣＳによって制御するため、常に高い効率で使用することができる。さらに、電圧変換回路を必要としないため、従来のＥＥＲ方式にものに比してデジタル制御型増幅器全体としての効率を大幅に改善することができる。

図６は本発明に係るデジタル制御型送信機の一実施例におけるルックアップテーブル、並びに、出力信号モニタおよび補償回路の一例を示す図である。

図６に示されるように、信号処理回路１におけるルックアップテーブル１０は、出力電力の条件（例えば、Ｐout＝０ｄＢｍ，１ｄＢｍ，…，３０ｄＢｍ）と共に、周波数条件（例えば、ｆ１＝２．１１ＧＨｚ，２．１２ＧＨｚ，…，２．１７ＧＨｚ）および温度条件（例えば、Ｔ＝２５０Ｋ，３００Ｋ，３５０Ｋ）に対応した情報を有しており、例えば、マトリクス状に配置された１０２４個の増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎのどの位置の増幅ユニットをオンさせるかを使用する周波数ｆ１および環境温度Ｔに対応させて制御するようになっている。

なお、使用する環境温度に関しては、例えば、本デジタル制御型送信機が設けられた半導体集積回路（ＬＳＩ）が適用される製品（例えば、携帯電話、或いは、携帯電話用基地局）に温度センサを設け、その温度センサからの情報に従って対応するルックアップテーブル１０におけるデータを使用する。また、使用する（オンする）増幅ユニットとしては、例えば、放熱効果を考慮してマトリクス状に設けられた増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎの外側から使用するのが好ましく、さらに、例えば、マトリクス状の増幅ユニットＡＵ１１〜ＡＵｍｎ全体に対して右側に放熱装置が設けられている場合（或いは、空冷ファンにより右側の放熱効果が高い場合）には、右側の増幅ユニットから使用するのが好ましく、これらの情報がルックアップテーブル１０に格納される。

さらに、出力信号モニタおよび補償回路２は、ダイオード２１，アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２２、および、デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）２３を備える。ダイオード２１は、例えば、方向性結合器５を介して取り出した送信用アナログ信号（位相および振幅変調済の高周波出力信号）の一部（Ｘ）を検波し、また、ＡＤＣ２２はその検波出力をデジタル信号に変換する。

そして、ＤＳＰ２３は、キャリブレーション時に、ＡＤＣ２２の出力および位相変調回路３の出力により処理を行ってルックアップテーブル１０に対して修正したデータを書き込み、増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようになっている。

すなわち、出力信号モニタおよび補償回路２は、例えば、本デジタル制御型送信機が設けられた半導体集積回路（ＬＳＩ）の製造ばらつきによる出力特性のばらつき、或いは、本デジタル制御型送信機が設けられたＬＳＩが使用される環境による出力特性の変化（例えば、温度による出力特性の変化）をモニタして、所望の出力となるようにフィードバック制御するものである。

具体的に、出力信号モニタおよび補償回路２は、キャリブレーション時に、例えば、デジタル制御型送信機が設けられたＬＳＩが高温の環境で使用される場合には、出力電力は低温で使用される時よりも低くなるため、より多くの増幅ユニットを動作させて（オンして）出力電力を所望のレベルになるように、ルックアップテーブル１０のデータを書き換える。

すなわち、出力信号モニタおよび補償回路２のＤＳＰ２３は、位相変調回路３を介して入力される送信データの情報と、出力（アンテナ）側から入力される信号（Ｘ）とを比較し、実際の出力信号（Ｘ）が必要とされる信号レベルよりも小さければより多くの増幅ユニットをオンするように、逆に、実際の出力信号（Ｘ）が必要とされる信号レベルよりも大きければその必要以上に大きいレベルに対応した数の増幅ユニットをオフするように、信号処理回路１のルックアップテーブル１０を書き換える。

なお、出力信号モニタおよび補償回路２によるキャリブレーションを実施するのは、例えば、デジタル制御型送信機が形成された半導体チップの製造後で該半導体チップの出荷前，或いは，その半導体チップが適用された製品の出荷前に、若しくは、その半導体チップが適用された製品の使用環境において行い、その結果、補償信号ＦＳを信号処理回路１にフィードバックして、増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようにルックアップテーブル１０の書き換えを行う。

なお、出力信号モニタおよび補償回路２によるキャリブレーション処理として、例えば、デジタル制御型送信機が形成された半導体チップの製造後で該半導体チップの出荷前に行うキャリブレーション（出荷調整時）において、半導体の製造プロセスによるトランジスタの特性変動を吸収するために出力特性の温度および周波数依存データを測定してルックアップテーブル用のＲＯＭにデータを書き込み、さらに、その半導体チップが適用された製品の使用環境で行うキャリブレーション（実際の使用における調整時）において、上記ＲＯＭのデータをＲＡＭに写し、出力特性をモニタしながらＲＡＭ上のルックアップテーブルのデータを書き換えて使用することも考えられる。

図７は図４のデジタル制御型送信機における増幅ユニットの他の構成例を示す回路図である。

図７と前述した図５との比較から明らかなように、本実施例の増幅ユニットＡＵ（例えば、ＡＵ１１）は、高周波出力ラインと低電位電源線との間に直列に設けられたｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４１，４２、負荷４３，４４、および、キャパシタ４５，４６を備えて構成され、信号処理回路１からのデジタル制御信号ＣＳが負荷４３を介してトランジスタ４２のゲートに供給されるようになっている。

高周波入力信号（位相変調回路３の出力信号）は、キャパシタ４６を介してトランジスタ４２のゲートに供給され、デジタル制御信号ＣＳによる動作制御と高周波入力信号の増幅を１つのトランジスタ４２で行うようになっている。なお、トランジスタ４１は、そのゲートが負荷４４およびキャパシタ４５を介して、高周波信号に対して接地接続され、トランジスタ４２の信号を増幅するようになっている。

なお、増幅ユニットＡＵ（ＡＵ１１〜ＡＵｍｎ）の構成は、図５および図７に示すものに限定されるものではなく、様々な構成とすることができ、また、使用するトランジスタとしても、ＭＯＳトランジスタおよび化合物半導体トランジスタを始めとして様々な素子を適用することができる。

（付記１）
送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力する信号処理回路と、
実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットを備え、該増幅ユニットの動作数が前記デジタル制御信号に従って制御されるデジタル制御型増幅器と、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記２）
付記１に記載のデジタル制御型送信機において、
前記信号処理回路は、ルックアップテーブルを備え、前記包絡線振幅データに基づいた高周波出力に応じて動作させる増幅ユニットを規定することを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記３）
付記２に記載のデジタル制御型送信機において、
前記ルックアップテーブルは、前記動作させる増幅ユニットの数と共に、該動作させる増幅ユニットの半導体チップ上の位置を規定するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記４）
付記３に記載のデジタル制御型送信機において、
前記動作させる増幅ユニットの前記半導体チップ上の位置は、当該半導体チップの放熱特性を考慮して規定されることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記５）
付記３に記載のデジタル制御型送信機において、さらに、
キャリブレーション処理を行って前記ルックアップテーブルを書き換える出力信号モニタおよび補償回路を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記６）
付記５に記載のデジタル制御型送信機において、
前記出力信号モニタおよび補償回路は、前記半導体チップの製造後で該半導体チップの出荷前或いは該半導体チップが適用された製品の出荷前に実施し、当該半導体チップの製造ばらつきによる前記増幅ユニットの特性ばらつきを補償するように前記ルックアップテーブルを書き換えることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記７）
付記５に記載のデジタル制御型送信機において、
前記出力信号モニタおよび補償回路は、前記半導体チップが適用された製品の使用環境で前記キャリブレーション処理を実施し、当該製品の使用環境による前記増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記８）
付記１〜７のいずれか１項に記載のデジタル制御型送信機において、
前記各増幅ユニットは、前記位相成分の信号をゲートに受け取る第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに直列に接続され、前記デジタル制御信号の対応する信号により当該増幅ユニットの動作を制御する第２のトランジスタと、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記９）
付記１〜７のいずれか１項に記載のデジタル制御型送信機において、
前記各増幅ユニットは、前記位相成分の信号をゲートに受け取ると共に、前記デジタル制御信号の対応する信号により当該増幅ユニットの動作を制御する第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに直列に接続され、該第１のトランジスタに所定のバイアス電流を流す第２のトランジスタと、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。

（付記１０）
送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力し、
実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットの動作数を、前記デジタル制御信号に従って制御することを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１１）
付記１０に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記デジタル制御信号は、ルックアップテーブルに従って出力されることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１２）
付記１１に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記ルックアップテーブルは、前記動作させる増幅ユニットの数と共に、該動作させる増幅ユニットの半導体チップ上の位置を規定するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１３）
付記１２に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記動作させる増幅ユニットの前記半導体チップ上の位置は、当該半導体チップの放熱特性や信号遅延特性を考慮して規定されることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１４）
付記１２に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記ルックアップテーブルは、キャリブレーション処理を行って書き換えられるようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１５）
付記１４に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記キャリブレーション処理は、前記半導体チップの製造後で該半導体チップの出荷前或いは該半導体チップが適用された製品の出荷前に実施され、当該半導体チップの製造ばらつきによる前記増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

（付記１６）
付記１４に記載のデジタル制御型送信機の制御方法において、
前記キャリブレーション処理は、前記半導体チップが適用された製品の使用環境で実施され、当該製品の使用環境による前記増幅ユニットの特性ばらつきを補償するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。

本発明は、例えば、携帯電話の端末および基地局を始めとする様々なデジタルワイヤレス通信向けの増幅器を有するデジタル制御型送信機に対して幅広く適用することができる。

一般的な増幅器における入力電力に対する出力電力および効率の関係を示す図である。従来のデジタル制御型送信機の一例としてのＥＥＲ方式を説明するための図である。従来のデジタル制御型送信機の一例を示すブロック図である。本発明に係るデジタル制御型送信機の一実施例を示すブロック図である。図４のデジタル制御型送信機における増幅ユニットの一構成例を示す回路図である。本発明に係るデジタル制御型送信機の一実施例におけるルックアップテーブル、並びに、出力信号モニタおよび補償回路の一例を示す図である。図４のデジタル制御型送信機における増幅ユニットの他の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１，２０１信号処理回路
２出力信号モニタおよび補償回路
３位相変調回路
４デジタル制御型増幅器
５方向性結合器
１０ルックアップテーブル
２１，１０１ダイオード
２２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）
２３デジタル信号処理装置（ＤＳＰ）
１００アナログ回路
１０２，２０２バイアス用低周波アンプ
１０３リミッタ回路
１０４，２０５高周波アンプ
２００デジタル回路
２０３発振器（ＶＣＯ）
２０４乗算器

Claims

送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力する信号処理回路と、
実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットを備え、該増幅ユニットの動作数が前記デジタル制御信号に従って制御されるデジタル制御型増幅器と、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。
請求項１に記載のデジタル制御型送信機において、
前記信号処理回路は、ルックアップテーブルを備え、前記包絡線振幅データに基づいた高周波出力に応じて動作させる増幅ユニットを規定することを特徴とするデジタル制御型送信機。
請求項２に記載のデジタル制御型送信機において、
前記ルックアップテーブルは、前記動作させる増幅ユニットの数と共に、該動作させる増幅ユニットの半導体チップ上の位置を規定するようになっていることを特徴とするデジタル制御型送信機。
請求項３に記載のデジタル制御型送信機において、
前記動作させる増幅ユニットの前記半導体チップ上の位置は、当該半導体チップの放熱特性や信号遅延特性を考慮して規定されることを特徴とするデジタル制御型送信機。
請求項１〜４のいずれか１項に記載のデジタル制御型送信機において、
前記各増幅ユニットは、前記位相成分の信号をゲートに受け取る第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに直列に接続され、前記デジタル制御信号の対応する信号により当該増幅ユニットの動作を制御する第２のトランジスタと、を備えることを特徴とするデジタル制御型送信機。
送信信号を処理して位相成分の信号を出力すると共に、前記送信信号の包絡線振幅データに基づいてデジタル制御信号を出力し、
実質的に前記位相成分の信号を受け取る複数の増幅ユニットの動作数を、前記デジタル制御信号に従って制御することを特徴とするデジタル制御型送信機の制御方法。