JP2008165686A - 可変レギュレータ及びこの可変レギュレータを用いた電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

【課題】位相補償用容量を付加する必要が無く、出力する電源電圧や電流に応じて増幅器の位相余裕を確保する可変レギュレータを提供することを目的とする。
【解決手段】出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１，Ｒ２で検出し、この検出電圧が入力信号電圧Ｖｉｎに追従するように、増幅器２０２がドライバトランジスタ２０１の出力電圧を安定化する可変レギュレータにおいて、レベル検出回路２１１によって検出された入力信号電圧Ｖｉｎのレベルに応じて、電流源切換回路２１２が増幅器２０２の出力電流を調整する。この構成により、位相補償用コンデンサを付加することなくレギュレータの位相補償が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器に電源電圧や電流を供給する電源回路に関し、特に電源電圧や電流を入力信号電圧に応じて調整する可変レギュレータに関するものである。

図８は電源供給用として用いられている従来の可変レギュレータを示す。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドライバトランジスタＱ１は、ソースに電源電圧ＶＤＤが印加され、ドレインから負荷８００に出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。出力電圧Ｖｏｕｔは帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、帰還抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２の接続点電位が帰還電圧として増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に入力される。増幅器Ａ１の反転入力端子（−）には入力信号電圧Ｖｉｎが印加され、増幅器Ａ１の出力はドライバトランジスタＱ１のゲートに接続されている。

増幅器Ａ１は入力信号電圧Ｖｉｎに対して反転増幅器として動作しており、帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎより上昇するとドライバトランジスタＱ１へのゲート電圧を低下させ、帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎより低下するとドライバトランジスタＱ１へのゲート電圧を増やす。この動作に伴い、出力電圧Ｖｏｕｔは、帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎに等しくなるように制御される。

即ち、図８の電源回路においては、入力信号電圧Ｖｉｎを（１＋Ｒ１／Ｒ２）倍に変換して負荷８００に出力する。入力信号電圧Ｖｉｎが一定の基準電圧であれば、負荷８００に対して出力電圧Ｖｏｕｔとして一定電圧を供給する。

また、図９は別の従来例を示す。
この図９の可変レギュレータは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドライバトランジスタＱ１、帰還抵抗Ｒ１とＲ２および反転増幅器Ａ１の構成は図８のレギュレータと同様である。９０１は入力信号電圧Ｖｉｎを発生する基準電圧発生回路である。

異なるのは、帰還抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２の接続点に抵抗Ｒ３を設け、抵抗Ｒ３の一方の端子を帰還電圧として増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋）に入力している。更に非反転入力端子（＋）には容量Ｃ１を設け、容量Ｃ１の一方の端子を出力電圧Ｖｏｕｔへ接続することで、Ｒ３＋Ｒ１／／Ｃ１の位相補償回路を形成している。更に出力電圧Ｖｏｕｔの出力電流を検出する電流検出回路９０２を設け、抵抗Ｒ３の両端にＮチャネルＭＯＳＦＥＴを設け、電流検出回路９０２を設け、抵抗Ｒ３の両端にＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２を設け、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２のゲートを電流検出回路９０２の出力により制御するよう構成されている。
特開２００２−２９７２４８（図１）

図８を用いて説明した可変レギュレータでは、入力信号電圧Ｖｉｎの可変範囲（高ダイナミックレンジ）が大きい場合には、出力電圧Ｖｏｕｔ（出力電流Ｉｏｕｔ）の大小に伴って負帰還の増幅器Ａ１が発振しやすい（位相余裕が不足する）といった問題がある。

このようなダイナミックレンジが大きい増幅器Ａ１での発振を防止する（位相余裕の確保）ために、図９に示す可変レギュレータが知られている。詳しく説明すると、負荷８００の変動によって、出力電圧Ｖｏｕｔから負荷８００に流れる電流が大きくなり、ドライバトランジスタＱ１から出力される電流が増大すると、ドライバトランジスタＱ１によって位相遅れが生じる周波数が高周波数側に移動する。これに対して、出力電圧Ｖｏｕｔから負荷８００に流れる電流が小さくなり、ドライバトランジスタＱ１から出力される電流が減少すると、ドライバトランジスタＱ１によって位相遅れが生じる周波数が低周波数側に移動する。電流検出回路９０２が所定値以上であると判断したときはＮチャネルＭＯＳＦＥＴＱ２をオンさせて抵抗Ｒ３を短絡し、時定数を小さくする。

このようにすることにより、ドライバトランジスタＱ１によって位相遅れが生ずる周波数が高周波数側に移動しても、時定数を切り換えることにより位相補償が行なわれる周波数を高周波数側に移動させることができ、位相余裕を大きくすることができる。

しかし、負帰還増幅器の発振を防止するために図９に示した可変レギュレータでは、位相補償用容量が必要となり、チップ面積の増大という問題点がある。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、位相補償用容量を付加する必要が無く、出力する電源電圧や電流に応じて増幅器の位相余裕を確保する可変レギュレータを提供することを目的とする。

本発明の請求項１に記載の可変レギュレータは、直流の電源電圧と負荷への出力との間に接続されるドライバトランジスタと、入力信号電圧のレベルに対して前記負荷に印加する出力電圧が所定の電圧利得を有するように前記ドライバトランジスタのインピーダンスを調整する電圧制御手段と、前記入力信号電圧または前記ドライバトランジスタに流れる電流に応じて前記電圧制御手段の出力段の電流を切り換える電流源切換手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の請求項２に記載の可変レギュレータは、請求項１において、前記電圧制御手段は、前記出力電圧を検出する帰還抵抗と、前記帰還抵抗が生成する帰還電圧と前記入力信号電圧のレベルが入力されて前記ドライバトランジスタを駆動する増幅器とを備え、前記電流源切換手段は、前記入力信号電圧のレベルを検出するレベル検出回路と、前記レベル検出回路の出力に応じて前記増幅器の出力の電流源を切り換える電流源切換回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の請求項３に記載の可変レギュレータは、請求項１において、前記電圧制御手段は、前記出力電圧を検出する帰還抵抗と、前記帰還抵抗が生成する帰還電圧と前記入力信号電圧が入力されて前記ドライバトランジスタを駆動する増幅器とを備え、前記電流源切換手段は、前記ドライバトランジスタに流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力に応じて前記増幅器の出力の電流源を切り換える電流源切換回路とを備えていることを特徴とする。

本発明の請求項４に記載の可変レギュレータは、請求項２または請求項３において、前記ドライバトランジスタは、ドレインを前記電源側に接続されてソースを前記負荷側に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、またはＮＰＮトランジスタであり、前記増幅器は非反転増幅器であることを特徴とする。

本発明の請求項５に記載の電力増幅装置は、請求項１〜請求項４のいずれかに記載の可変レギュレータと、前記可変レギュレータから電力が供給される電力増幅手段とからなることを特徴とする。

以上のように本発明の可変レギュレータによれば、位相補償回路を新に設けることなく、ドライバトランジスタの出力電流または増幅器の入力信号電圧レベルに応じて増幅器出力の電流を切り換えることにより、増幅器の出力抵抗を調整することで、増幅器の帰還率が調整され、ドライバトランジスタの出力電流によって悪化する位相余裕を改善できる。

また、本発明の電力増幅装置によれば、小電力時に増幅器出力の電流を小さくし、増幅器出力の抵抗値を上げて帰還率を調整することから、位相余裕を確保しながら小電力時のトータル効率を向上する。

以下、本発明の各実施の形態を図１〜図７に基づいて説明する。
（実施の形態１）
図１〜図３は本発明の実施の形態１の可変レギュレータを示す。

図１は可変レギュレータの全体を示す。電圧制御手段２００とドライバトランジスタ２０１および電流源切換手段２１０を備えている。
ドライバトランジスタ２０１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ソースに電源電圧ＶＤＤが印加され、ドレインから負荷３００に出力電圧Ｖｏｕｔを印加している。

電圧制御手段２００は、増幅器２０２と、帰還抵抗Ｒ１とＲ２とから構成される。帰還抵抗Ｒ１とＲ２は可変レギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するように設けられる。増幅器２０２は、入力信号電圧Ｖｉｎが反転端子（−）に入力され、増幅器２０２の出力はＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるドライバトランジスタ２０１のゲートに接続され、ドライバトランジスタ２０１を制御する。また、増幅器２０２の非反転端子（＋）は利得を決める帰還抵抗Ｒ１とＲ２の接続点（以後、この接続点の電位を帰還電圧と称する）へ接続される。

電流源切換手段２１０は、レベル検出回路２１１と電流源切り替え回路２１２とから構成される。レベル検出回路２１１は、入力信号電圧Ｖｉｎより入力された電圧レベルが所定のレベルを超えているかを検出する。電流源切換回路２１２は、レベル検出回路２１１で所定のレベルを超えた場合、切り換え信号を受け取り、増幅器２０２の出力の定電流の電流値を調整する。

次に、レベル検出回路２１１が所定のレベルを超えた場合の動作について説明する。
レベル検出回路２１１が所定のレベルを超えた状態は、出力電圧Ｖｏｕｔが高い状態である。つまり、負荷３００に高電圧を供給することからドライバトランジスタ２０１から出力する電流が増加する。電流が増加するとドライバトランジスタ２０１によって位相遅れが生じる周波数が高周波数側へ移動する。これにより位相遅れを取り戻して安定な信号を出力電圧Ｖｏｕｔに供給するため、時定数を小さくし位相補償を高周波数側へシフトさせる必要がある。レベル検出回路２１１が所定のレベルを超えた場合、制御信号によりドライバトランジスタ２０１のゲート抵抗を小さくして時定数を下げるため増幅器２０２の出力電流を上げて増幅器２０２の出力抵抗を低下させ、位相遅れを取り戻して安定な信号を供給する。

レベル検出回路２１１が所定値以下の場合の動作について説明する。
レベル検出回路２１１が所定値以下の場合は出力電圧Ｖｏｕｔが低い状態であることから負荷３００に低電圧を供給することとなり、ドライバトランジスタ２０１から出力する電流が減少し、小電流状態となる。これによりドライバトランジスタ２０１によって位相進みが生じ、周波数が低周波数側へ移動する。そこで時定数を大きくして位相進みを取り戻すため、増幅器２０２の出力電流を下げて増幅器２０２の出力抵抗を大きくし、位相進みを取り戻す。

図２は増幅器２０２の内部回路を示す。
なお、切換信号Ｓ１により動作するスイッチ手段ＳＷＰ，ＳＷＮとその関連の部分が図１の電流切換回路２１３に該当している。

一般的に可変レギュレータは、大電流から小電流までドライバトランジスタ２０１にて出力するため、特に大電流時のドライバトランジスタ２０１のオン抵抗による出力電圧Ｖｏｕｔの電圧の低下を回避するため、ドライバトランジスタ２０１は比較的大きなトランジスタサイズを要する。当然ながらドライバトランジスタ２０１のトランジスタサイズが大きくなると、トランジスタの寄生容量により広帯域化と相反する特性となる。しかし、増幅器２０２の出力抵抗を小さくすることでドライバトランジスタ２０１のゲート側から見た抵抗を小さくすることで広帯域化が可能である。

この図２に示した例では、ドライバトランジスタ２０１の出力電流が大きい状態では増幅器２０２の出力抵抗を下げるため、増幅器２０２の出力のミラー比を上げ（定電流を増大）て抵抗を下げる。例えば、ドライバトランジスタ２０１の出力電流が小さい時は、トランジスタＱＰ１とトランジスタＱＰ２Ａ、トランジスタＱＮ１とトランジスタＱＮ２Ａのミラー比を構成し、入力信号電圧Ｖｉｎのレベルがレベル検出回路２１１にてある閾値を超えた場合、切換信号Ｓ１によりスイッチ手段ＳＷＰ，ＳＷＮにて、それぞれのベースを接続させてＱＰ１とＱＰ２Ａ＋ＱＰ２Ｂ、ＱＮ１とＱＮ２Ａ＋ＱＮ２Ｂにてミラー比を上げて増幅器２０２の出力電流を上げることで出力抵抗を下げる。つまり、増幅器２０２の出力トランジスタのミラー比を変えて増幅器２０２のループゲイン（帰還率）を変え、ループ特性を最適化する。

また、ドライバトランジスタ２０１の出力電流が小さい場合にはスイッチ手段ＳＷＰとＳＷＮがオフし、増幅器２０２の出力トランジスタのミラー比を小さくし、増幅器２０２の出力電流を低減する。ドライバトランジスタ２０１の小電流時に切り換り、大電流時と小電流時でループゲインを切り替え、レギュレータ電圧の大小（出力電流の大小）による帰還率を最適化し、安定した出力を供給する可変レギュレータを提供できることとなる。また、ドライバトランジスタ２０１の小電流時に増幅器２０２の出力電流を低減することで低消費電流化も同時に可能となる。

なお、切り換えは入力信号電圧Ｖｉｎの電圧レベルに応じて、例えばレベル検出回路２１１の閾値電圧を幾つか設定し、その設定された幾つかの電圧に応じて増幅器２０２の出力電流（ミラー比）をｎ個に切り換える構成としても良い。

図３はレベル検出回路２１１の具体的回路を示す。
入力信号電圧Ｖｉｎを、差動対をなすＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２の一方のトランジスタＱ１１のベースへ印加し、他方のベースには閾値電圧Ｖｔｈを印加する。入力信号電圧Ｖｉｎが閾値電圧Ｖｔｈを超えると入力信号電圧Ｖｉｎ側のＮＰＮトランジスタＱ１１がオンし、ＰＮＰトランジスタＱ１３がオンして切換信号Ｓ１を出力する。閾値電圧Ｖｔｈを任意に設定して切換信号Ｓ１の出力を制御する。また、入力信号電圧Ｖｉｎのベースに接続されるＮＰＮトランジスタと差動対をなすＮＰＮトランジスタをｎ個としまた、切換信号Ｓ１を出力するＰＮＰトランジスタもｎ個設けてそれぞれの閾値電圧Ｖｔｈ＋Ａを設定することでミラー比をｎ個に切り換える構成としても良い。

（実施の形態２）
図４と図５は本発明の実施の形態２の可変レギュレータを示す。
なお、図１に示した可変レギュレータと同じ構成のものには、同一の符号を付けて説明を省略する。

実施の形態１では電流切換手段２１０が入力信号電圧Ｖｉｎの電圧レベルに応じて動作したが、この実施の形態２の電流切換手段２１０は、ドライバトランジスタ２０１の出力電流を検出する電流検出回路２１３の出力に応じて動作する点だけが、実施の形態１とは異なる。

この構成によると、ドライバトランジスタ２０１の出力電流に応じて電流検出回路２１３により切り換え信号を生成し、電流切り替え回路２１２にて増幅器２０２の出力トランジスタのミラー比を制御することができる。

ドライバトランジスタ２０１の出力電流値に依存して増幅器２０２の出力トランジスタのミラー比を切り換えて帰還率を調整できることから、負荷３００に依存して最適な調整（ミラー比切り換え）が可能となる。

図５は電流検出回路２１３の具体的回路を示す。
ドライバトランジスタ２０１のゲート幅：Ｗ＝Ａとミラーを構成するＮチャンネルＭＯＳＦＳＴのゲート幅：Ｗ＝Ａ／ｎとし、ｎを任意に設定してドレインに接続されている抵抗値とにより閾値電圧を調整して切り換え信号を出力する。また、ドライバトランジスタ２０１とミラーを構成するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴをｎ個設けてそれぞれのゲート幅を任意に設定することでｎ個の切り換え信号を出力し、増幅器２０２の出力のミラー比をｎ個に切り換えする構成としても良い。

（実施の形態３）
図６は本発明の実施の形態３の可変レギュレータを示す。
なお、図１に示した可変レギュレータと同じ構成のものには、同一の符号を付けて説明を省略する。

本実施の形態３の可変レギュレータが実施の形態１、実施の形態２の可変レギュレータと異なる点は、ドライバトランジスタをＮチャネルＭＯＳＦＥＴとし、増幅器への入力が逆になっている点である。これらの相違点を明確にするため、ドライバトランジスタ２０４、増幅器２０３とする。なお、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに代えてＮＰＮトランジスタでも良い。

この構成によると、増幅器２０３は入力信号電圧Ｖｉｎに対して非反転増幅器として動作し、帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎより上昇するとドライバトランジスタ２０４へのＶｇｓを上げ、帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎより低下するとドライバトランジスタ２０４のＶｇｓを下げる。以上の動作に伴い、出力電圧Ｖｏｕｔは帰還電圧が入力信号電圧Ｖｉｎに等しくなるように制御される。即ち、可変レギュレータは、入力信号電圧Ｖｉｎを（１＋Ｒ１／Ｒ２）倍に変換して負荷３００に出力する。

トランジスタを形成する場合、一般にＰチャネルＭＯＳＦＥＴよりＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方が同等のオン抵抗とする場合、拡散面積を縮小化でき、更に寄生容量も小さくすることができるため、広帯域化では有利である。このため、ドライバトランジスタとしてＩＣ内に構成する場合、同程度の特性であれば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの方がＩＣの面積を小さくすることができる。

ドライバトランジスタの出力電流における帰還率を最適化する動作は、図１に示した実施の形態１における可変レギュレータと同様であり、低出力電流時の消費電流の削減と帰還率の最適化が同時に実施できる。

なお、実施の形態３においては可変レギュレータとして実施の形態１の構成のものを使用したが、その他の実施の形態においても同様に実施できる。
（実施の形態４）
図７は実施の形態１の可変レギュレータを使用した電力増幅装置を示す。

図１に示した実施の形態１の可変レギュレータと同じ構成のものには、同一の符号を付すことで説明を省略する。
実施の形態１と異なる点は、出力電圧Ｖｏｕｔを与える負荷３００に代えて電力増幅器３０１を備えていることである。電力増幅器３０１は可変レギュレータから電力供給され、高周波入力信号ＲＦｉｎを増幅して高周波出力信号ＲＦｏｕｔを出力する。出力電圧Ｖｏｕｔが電力増幅器３０１の電源として印加されることから、出力電圧Ｖｏｕｔのレベルに応じて電力増幅器３０１の出力電力が制御される。

この構成によると、可変レギュレータの出力電圧Ｖｏｕｔから電力が供給される電力増幅器３０１は、無線の送信機信号を安定化した送信電力を提供することができる。また、小出力電圧（小送信電力）時の電力増幅器３０１は低電流であり、小送信電力時の電力効率を向上することができる。

なお、実施の形態４においては可変レギュレータとして実施の形態１の構成のものを使用したが、その他の実施の形態の可変レギュレータを使用することもできる。

本発明の可変レギュレータ及びこの可変レギュレータを用いた電力増幅装置は、各種電子機器への電源供給に有用であり、この可変レギュレータを用いた電力増幅装置は、例えばポーラ変調方式の電力増幅装置として低消費電流化のシステムに有用である。

本発明の実施の形態１の可変レギュレータの構成図 同実施の形態の増幅器出力の電流源切り替えの具体的回路図 同実施の形態のレベル検出の具体的回路図 本発明の実施の形態２の可変レギュレータの構成図 同実施の形態の電流検出の具体的回路図 本発明の実施の形態３の可変レギュレータの構成図 本発明の可変レギュレータを使用した電力増幅装置の構成図 第１の従来例の可変レギュレータの回路図 第２の従来例の可変レギュレータの回路図

符号の説明

２００ 電圧制御手段
２０１ ドライバトランジスタ（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）
２０２ 増幅器
２０３ 増幅器
２０４ ドライバトランジスタ（ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）
２１０ 電流源切換手段
２１１ レベル検出回路
２１２ 電流源切換回路
２１３ 電流検出回路
３００ 負荷
３０１ 電力増幅器
ＶＤＤ 電源電圧
Ｖｉｎ 入力信号電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
Ｒ１，Ｒ２ 帰還抵抗
ＱＰ１，ＱＰ２Ａ，ＱＰ２Ｂ ＰＮＰトランジスタ
ＳＷＰ スイッチ手段
ＱＮ１，ＱＮ２Ａ，ＱＮ２Ｂ ＮＰＮトランジスタ
ＳＷＮ スイッチ手段

Claims (5)

1. 直流の電源電圧と負荷への出力との間に接続されるドライバトランジスタと、
   入力信号電圧のレベルに対して前記負荷に印加する出力電圧が所定の電圧利得を有するように前記ドライバトランジスタのインピーダンスを調整する電圧制御手段と、
   前記入力信号電圧または前記ドライバトランジスタに流れる電流に応じて前記電圧制御手段の出力段の電流を切り換える電流源切換手段と
   を備えた可変レギュレータ。
2. 前記電圧制御手段は、
   前記出力電圧を検出する帰還抵抗と、
   前記帰還抵抗が生成する帰還電圧と前記入力信号電圧が入力されて前記ドライバトランジスタを駆動する増幅器と
   を備え、前記電流源切換手段は、
   前記入力信号電圧のレベルを検出するレベル検出回路と、
   前記レベル検出回路の出力に応じて前記増幅器の出力の電流源を切り換える電流源切換回路と
   を備えている請求項１に記載の可変レギュレータ。
3. 前記電圧制御手段は、
   前記出力電圧を検出する帰還抵抗と、
   前記帰還抵抗が生成する帰還電圧と前記入力信号電圧が入力されて前記ドライバトランジスタを駆動する増幅器と
   を備え、前記電流源切換手段は、
   前記ドライバトランジスタに流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路の出力に応じて前記増幅器の出力の電流源を切り換える電流源切換回路と
   を備えている請求項１に記載の可変レギュレータ。
4. 前記ドライバトランジスタは、
   ドレインを前記電源側に接続されてソースを前記負荷側に接続されるＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、またはＮＰＮトランジスタであり、
   前記増幅器は非反転増幅器である
   請求項２または請求項３に記載の可変レギュレータ。
5. 請求項１〜請求項４のいずれかに記載の可変レギュレータと、
   前記可変レギュレータから電力が供給される電力増幅手段と
   からなる電力増幅装置。

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